CN112054695A - 一种隔离型直流变换器控制方法、装置、设备及存储介质 - Google Patents

一种隔离型直流变换器控制方法、装置、设备及存储介质 Download PDF

Info

Publication number
CN112054695A
CN112054695A CN202010974494.9A CN202010974494A CN112054695A CN 112054695 A CN112054695 A CN 112054695A CN 202010974494 A CN202010974494 A CN 202010974494A CN 112054695 A CN112054695 A CN 112054695A
Authority
CN
China
Prior art keywords
isolated
converter
phase shift
shift angle
fundamental component
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN202010974494.9A
Other languages
English (en)
Other versions
CN112054695B (zh
Inventor
金莉
马明
梁晓兵
雷二涛
杜婉琳
王玲
唐挺
徐柏榆
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Electric Power Research Institute of Guangdong Power Grid Co Ltd
Original Assignee
Electric Power Research Institute of Guangdong Power Grid Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Electric Power Research Institute of Guangdong Power Grid Co Ltd filed Critical Electric Power Research Institute of Guangdong Power Grid Co Ltd
Priority to CN202010974494.9A priority Critical patent/CN112054695B/zh
Publication of CN112054695A publication Critical patent/CN112054695A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN112054695B publication Critical patent/CN112054695B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33576—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer
    • H02M3/33584—Bidirectional converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33507—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
    • H02M3/33523—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters with galvanic isolation between input and output of both the power stage and the feedback loop
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

本申请公开了一种隔离型直流变换器控制方法、装置、设备及存储介质，本申请通过利用采集的数据，计算隔离型直流变换器的传输功率、第一基波分量和第二基波分量，并结合拉格朗日乘数计算方式，得到谐振电感电流峰值优化模型，以所述传输功率为约束条件，对所述谐振电感电流模型中的移相角进行偏导数求解，从而得到谐振电感电流峰值最小时对应的最优内移相角，以便根据最优内移相角对隔离型直流变换器实施驱动控制，使得隔离型直流变换器的电流应力保持最小，降低了***损耗，提高了变换效率，解决了因现有的控制方法导致隔离型直流变换器存在***损耗大，变换效率低的技术问题。

Description

一种隔离型直流变换器控制方法、装置、设备及存储介质
技术领域
本申请涉及变电技术领域，尤其涉及一种隔离双向直流变换器控制方法、装置、设备及存储介质。
背景技术
随着直流输电技术的快速发展，直流配电网在城市轨道交通***和舰船配电***等领域发挥着日益重要的作用。
当前直流输电***中，大多数采用的是隔离型直流变换器，即通过在两个直流***之间加入了隔离变压器构成的直流变换器，因其具有能够消除直流***与非故障直流***之间的能量流动，实现两个直流***的故障隔离，从而在直流输电***中得到广泛使用。
传统的控制方法则是基于运行要求给定隔离型直流变换器的内移相角参数，并通过闭环电压控制得到外移相角，然后基于得到的移相角参数进行控制，实现输出电压和功率的稳定，但是，在实际应用中，隔离型直流变换器的运行工况复杂多变，在电压不匹配运行工况下，通过这种方式控制的隔离型直流变换器存在***损耗大，变换效率低的技术问题。
发明内容
本申请提供了一种隔离型直流变换器控制方法、装置、设备及存储介质，用于解决因现有的控制方法导致隔离型直流变换器存在***损耗大，变换效率低的技术问题。
首先，本申请第一方面提供了一种隔离型直流变换器控制方法，包括：
基于隔离型直流变换器的传输功率，得到第一基波分量，所述第一基波分量为所述传输功率的标幺值的基波分量；
基于所述隔离型直流变换器的谐振电感电流和变压比，得到第二基波分量，所述第二基波分量为所述谐振电感电流峰值的标幺值的基波分量；
基于所述第一基波分量和所述第二基波分量，结合拉格朗日乘数计算方式，构建谐振电感电流峰值优化模型，以所述传输功率为约束条件，对所述谐振电感电流峰值模型中的移相角进行偏导数求解，得到所述隔离型直流变换器的第一内移相角和第二内移相角；
根据第一外移相角、所述第一内移相角和所述第二内移相角对所述隔离型直流变换器进行驱动控制，其中，所述第一外移相角为通过反馈控制方式得到的。
优选地，所述谐振电感电流峰值优化模型的公式具体为：
L(α,β,φ,λ)＝ILr_max1 *(α,β,φ)-λ[P1 *(α,β,φ)-p0 *]；
式中，L(α,β,φ,λ)为拉格朗日函数，λ为拉格朗日系数，P1 *(α,β,φ)为所述第一基波分量，ILr_max1 *(α,β,φ)为所述第二基波分量，p0 *为所述传输功率的标幺值。
优选地，所述第一基波分量的计算公式具体为：
Figure BDA0002685296030000021
式中，N为所述隔离型直流变换器中的变压器原副边的匝数比，α为原边侧直流输电***的内移相角，β为副边侧直流输电***的内移相角，φ为电压中点的外移相角。
优选地，所述第二基波分量的计算公式具体为：
Figure BDA0002685296030000022
式中，N为所述隔离型直流变换器中的变压器原副边的匝数比，k为所述隔离型直流变换器的变压比，α为原边侧直流输电***的内移相角，β为副边侧直流输电***的内移相角，φ为电压中点的外移相角。
优选地，所述第一外移相角的配置过程具体包括：
基于预设的基准电压与所述隔离型直流变换器的输出电压的电压差值，通过PI控制方式，对所述隔离型直流变换器的外移相角进行优化调节，直至所述电压差值不大于预设的电压差阈值时，得到第一外移相角。
优选地，所述变压比的计算过程包括：
获取隔离型直流变换器的输入电压和输出电压，根据所述输入电压和所述输出电压的比值，结合所述隔离型直流变换器中的变压器原副边的匝数比，计算得到所述隔离型直流变换器的变压比。
优选地，所述传输功率的计算过程包括：
根据隔离型直流变换器的输入电压和***参数，计算得到所述隔离型直流变换器的传输功率，其中所述***参数具体包括：输出电流、谐振电感、开关频率。
本申请第二方面提供了一种隔离型直流变换器控制装置，包括：
第一基波分量获取单元，用于基于隔离型直流变换器的传输功率，得到第一基波分量，所述第一基波分量为所述传输功率的标幺值的基波分量；
第二基波分量获取单元，用于基于所述隔离型直流变换器的谐振电感电流和变压比，得到第二基波分量，所述第二基波分量为所述谐振电感电流峰值的标幺值的基波分量；
内移相角计算单元，用于基于所述第一基波分量和所述第二基波分量，结合拉格朗日乘数计算方式，构建谐振电感电流峰值优化模型，以所述传输功率为约束条件，对所述谐振电感电流峰值模型中的移相角进行偏导数求解，得到所述隔离型直流变换器的第一内移相角和第二内移相角；
驱动控制单元，用于根据第一外移相角、所述第一内移相角和所述第二内移相角对所述隔离型直流变换器进行驱动控制，其中，所述第一外移相角为通过反馈控制方式得到的。
本申请第三方面提供了一种隔离型直流变换器控制设备，包括：存储器和处理器；
所述存储器用于存储与本申请第一方面提及的隔离型直流变换器控制方法对应的程序代码；
所述处理器用于执行所述程序代码。
本申请第四方面提供了一种存储介质，所述存储介质中保存有与本申请第一方面提及的隔离型直流变换器控制方法对应的程序代码。
从以上技术方案可以看出，本申请实施例具有以下优点：
本申请提供了一种隔离型直流变换器控制方法，包括：基于隔离型直流变换器的传输功率，得到第一基波分量，所述第一基波分量为所述传输功率的标幺值的基波分量；基于所述隔离型直流变换器的谐振电感电流和变压比，得到第二基波分量，所述第二基波分量为所述谐振电感电流峰值的标幺值的基波分量；基于所述第一基波分量和所述第二基波分量，结合拉格朗日乘数计算方式，构建谐振电感电流峰值优化模型，以所述传输功率为约束条件，对所述谐振电感电流峰值模型中的移相角进行偏导数求解，得到所述隔离型直流变换器的第一内移相角和第二内移相角；根据第一外移相角、所述第一内移相角和所述第二内移相角对所述隔离型直流变换器进行驱动控制，其中，所述第一外移相角为通过反馈控制方式得到的。
本申请通过利用采集的数据，计算隔离型直流变换器的第一基波分量和第二基波分量，并结合拉格朗日乘数计算方式，得到谐振电感电流峰值优化模型，以所述传输功率为约束条件，对所述谐振电感电流峰值模型中的移相角进行偏导数求解，从而得到谐振电感电流峰值最小时对应的最优内移相角，以便根据最优内移相角对隔离型直流变换器实施驱动控制，使得隔离型直流变换器的电流应力保持最小，降低了***损耗，提高了变换效率，解决了因现有的控制方法导致隔离型直流变换器存在***损耗大，变换效率低的技术问题。
附图说明
为了更清楚地说明本申请实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本申请的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其它的附图。
图1为本申请提供的一种隔离型直流变换器控制方法的第一个实施例的流程示意图；
图2为本申请提供的一种隔离型直流变换器控制装置的第一个实施例的结构示意图；
图3为一种三电平DAB变换器的电路原理图；
图4为如图3所示的三电平DAB变换器的等效电压电流波形图。
具体实施方式
传统的控制方法则是基于运行要求给定隔离型直流变换器的内移相角参数，并通过闭环电压控制得到外移相角，然后基于得到的移相角参数进行控制，实现输出电压和功率的稳定，但是，在实际应用中，隔离型直流变换器的运行工况复杂多变，在电压不匹配运行工况下，通过这种控制方式仅能确保隔离型直流变换器的输出保持稳定，但并未考虑到在保持稳定输出的同时保证隔离型直流变换器的谐振电流最小化，从而使得隔离型直流变换器的电流应力增大，进而导致了***损耗大，变换效率低的技术问题。
本申请实施例提供了一种隔离型直流变换器控制方法、装置、设备及存储介质，用于解决因现有的控制方法导致隔离型直流变换器存在***损耗大，变换效率低的技术问题。
为使得本申请的发明目的、特征、优点能够更加的明显和易懂，下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，下面所描述的实施例仅仅是本申请一部分实施例，而非全部的实施例。基于本申请中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其它实施例，都属于本申请保护的范围。
请参阅图1，本申请第一个实施例提供了一种隔离型直流变换器控制方法，应用于隔离型直流变换器，该隔离型直流变换器的两端的电桥模组分别连接两个直流输电***，两个电桥模组之间通过变压器连接，其中，控制方法包括：
步骤101、基于隔离型直流变换器的传输功率，得到第一基波分量，第一基波分量为传输功率的标幺值的基波分量。
需要说明的是，根据需要实施控制的隔离型直流变换器的传输功率，对该传输功率进行预处理，得到该传输功率的标幺值的基波分量，即第一基波分量。
步骤102、基于隔离型直流变换器的谐振电感电流和变压比，得到第二基波分量，第二基波分量为谐振电感电流峰值的标幺值对应的基波分量。
需要说明的是，根据需要实施控制的隔离型直流变换器的谐振电感电流和变压比，对该谐振电感电流进行预处理，得到该谐振电感电流峰值的标幺值对应的基波分量，即第二基波分量。
需要说明的是，本实施例的步骤101和步骤102可以调转顺序，也可以并列执行，且本实施例的步骤101和步骤102中的传输功率、谐振电感电流和变压比均为可以通过测量得到，或基于隔离型直流变换器中可测量的参数，按照相应计算方法计算得到的。
步骤103、基于第一基波分量和第二基波分量，结合拉格朗日乘数计算方式，构建谐振电感电流峰值优化模型，以传输功率为约束条件，对谐振电感电流峰值模型中的移相角进行偏导数求解，得到隔离型直流变换器的第一内移相角和第二内移相角。
需要说明的是，基于上述步骤101和步骤102获得的第一基波分量和第二基波分量，通过拉格朗日乘数计算方式，以拉格朗日乘数算式为基础，构建谐振电感电流峰值优化模型，然后通过对谐振电感电流峰值模型中包含的移相角参数进行偏导数求解，求解后得到谐振电感电流峰值达到最小时，隔离型直流变换器的最优内移相角，即第一内移相角和第二内移相角。
步骤104、根据第一外移相角、第一内移相角和第二内移相角对隔离型直流变换器进行驱动控制，其中，第一外移相角为通过反馈控制方式得到的。
最后，基于步骤103获得的最优内移相角，结合通过反馈控制方式得到的外移相角，对需要实施控制的隔离型直流变换器的开关器件驱动信号的控制输出，并最终实现对隔离型直流变换器的优化控制，达到隔离型直流变换器电流应力保持最小，降低了***损耗，提高了变换效率的目的。
本申请通过利用实时采集的数据，计算隔离型直流变换器的第一基波分量和第二基波分量，并结合拉格朗日乘数计算方式，得到谐振电感电流峰值优化模型，以传输功率为约束条件，对谐振电感电流峰值模型中的移相角进行偏导数求解，从而得到谐振电感电流峰值最小时对应的最优内移相角，以便根据最优内移相角对隔离型直流变换器实施驱动控制，使得隔离型直流变换器的电流应力保持最小，降低了***损耗，提高了变换效率，解决了因现有的控制方法导致隔离型直流变换器存在***损耗大，变换效率低的技术问题。
以上为本申请提供的一种隔离型直流变换器控制方法的第一个实施例的详细说明，下面为本申请提供的一种隔离型直流变换器控制方法的第二个实施例的详细说明。
请参阅图1、图3和图4，在上述第一个实施例的基础上，本申请第二个实施例提供了一种更具体的隔离型直流变换器控制方法，包括：
更具体地，谐振电感电流峰值优化模型的公式具体为：
L(α,β,φ,λ)＝ILr_max1 *(α,β,φ)-λ[P1 *(α,β,φ)-p0 *]；
式中，L(α,β,φ,λ)为拉格朗日函数，λ为拉格朗日系数，P1 *(α,β,φ)为第一基波分量，ILr_max1 *(α,β,φ)为第二基波分量，p0 *为传输功率的标幺值。
更具体地，第一基波分量的计算公式具体为：
Figure BDA0002685296030000071
式中，N为隔离型直流变换器中的变压器原副边的匝数比，α为原边侧直流输电***的内移相角，β为副边侧直流输电***的内移相角，φ为电压中点的外移相角。
更具体地，第二基波分量的计算公式具体为：
Figure BDA0002685296030000072
式中，N为隔离型直流变换器中的变压器原副边的匝数比，k为隔离型直流变换器的变压比，α为原边侧直流输电***的内移相角，β为副边侧直流输电***的内移相角，φ为电压中点的外移相角。
更具体地，第一外移相角的配置过程具体包括：
基于预设的基准电压与隔离型直流变换器的输出电压的电压差值，通过PI控制方式，对隔离型直流变换器的外移相角进行优化调节，直至电压差值不大于预设的电压差阈值时，得到第一外移相角。
需要说明的是，本实施例以三电平DAB变换器(Dual Active Bridge，双有源全桥直流变换器)作为隔离型直流变换器的一个具体示例进行讲解，其中三电平DAB变换器的结构可参阅图3。它由两个带箝位二极管和飞跨电容的三电平全桥单元通过谐振电感Lr、隔直电容Cb1/Cb2和高频变压器T组成。其中，开关管S11-S18，箝位二极管Dc1-Dc4，飞跨电容Css1-Css2以及均压电容C11-C12构成变压器原边的三电平全桥；开关管S21-S28，箝位二极管Dc5-Dc8，飞跨电容Css3-Css4以及均压电容C21-C22构成变压器副边的三电平全桥。高频变压器原副边的匝数比为N:1，V1和V2分别为输入电压和输出电压。A、B为原边桥臂中点，C、D为副边桥臂中点，O1、O2为输入和输出端分压电容的中点。以下为图3中各器件的参考参数，具体如表1所示：
表1电路器件参数表
Figure BDA0002685296030000081
结合三电平DAB变换器的通用电压电流波形，其中vAB和vCD分别为变压器原副边的桥臂电压，iLr为流过谐振电感的电流。设α为原边三电平全桥的内移相角，β为副边三电平全桥的内移相角，φ’为原副边对应开关管之间的移相角，同时还定义vAB与vCD电压中点之间的移相角，即外移相角为φ。
首先，三电平DAB变换器的变压比k，根据实时采样的输入电压V1、输出电压V2，变压器原副边匝数比N，可计算如下：
Figure BDA0002685296030000082
然后求三电平DAB变换器的传输功率p0。稳态工况下，可实时采样获得变换器的输入电压V1、输出电压V2、输出电流I2，结合已知的***参数谐振电感Lr、开关频率fs，因此，可计算如下：
Figure BDA0002685296030000083
根据上述步骤计算得到的变压比k和传输功率p0，求解变换器回流功率最小时对应的最优V1侧内移相角α和最优V2侧内移相角β。结合图3的电路原理图和图4的波形图，控制三电平DAB变换器的传输功率标幺值表示为：
Figure BDA0002685296030000084
式中，P为一个周期内的传输功率，Pbase为预设的功率基准值，N为变压器的匝数比，α为原边三电平全桥的内移相角，β为副边三电平全桥的内移相角，φ为vAB和vCD电压中点之间的移相角，m和n分别代表求解功率时电压和电流高频谐波表达式的阶次。
根据图4所示电压电流波形图，可以得到流过谐振电感的电流瞬时值的表达式iLr(t)：
Figure BDA0002685296030000091
因此，由式(4)可知，谐振电感电流的峰值表达式为，
Figure BDA0002685296030000092
式(4)和式(5)中，n为将电感电流用各次谐波分量的叠加时谐波的阶次，ω为角频率，Lr为谐振电感，A和B为计算中间量，具体为：
Figure BDA0002685296030000093
其中，V1位输入侧电压，V2为输出侧电压，α为原边三电平全桥的内移相角，β为副边三电平全桥的内移相角，φ为vAB和vCD电压中点之间的移相角。
将谐振电感电流峰值进行标幺化处理，得到谐振电感电流峰值的标幺值如下式所示：
Figure BDA0002685296030000094
式中，ILr_max *为谐振电感电流峰值的标幺值，ILr_max为谐振电感电流峰值，Ibase为预设的电流基准值，它可由基准功率除以基准电压获得，n为谐振电感电流高次谐波表达式中各谐波的阶次，N为变压器原副边的匝数比，α为原边三电平全桥的内移相角，β为副边三电平全桥的内移相角，φ为vAB和vCD电压中点之间的移相角，k为上述步骤求得的变压比。
结合式3和式7所示的传输功率和谐振电感电流峰值的表达式，基波分量均为他们各自的主要组成成分，而且基波分量的变化趋势与总量的变化趋势一致。所以，本实施例的优化控制方法是基于基波分量的优化方法。具体步骤为：
(1)根据式3和式7，获取传输功率和谐振电感电流峰值标幺值的基波分量，具体为：
Figure BDA0002685296030000101
式中，P1 *(α,β,φ)为传输功率标幺值的基波分量，ILr_max1 *(α,β,φ)为谐振电感电流峰值的标幺值的基波分量，α为原边三电平全桥的内移相角，β为副边三电平全桥的内移相角，φ为vAB和vCD电压中点之间的移相角，N为变压器的匝数比，k为上述步骤计算的变压比。
假设给定的传输功率标幺值为p0 *，根据拉格朗日乘数法，构建关于回流功率优化的拉格朗日方程，
L(α,β,φ,λ)＝ILr_max1 *(α,β,φ)-λ[P1 *(α,β,φ)-p0 *] (9)
式中，L(α,β,φ,λ)为拉格朗日函数，λ为拉格朗日系数。
为了求解回流功率的最优解，对式9中三个移相角求偏导数，并令各偏导数为零，具体为：
Figure BDA0002685296030000102
式中，α为原边三电平全桥的内移相角，β为副边三电平全桥的内移相角，φ为vAB和vCD电压中点之间的移相角。而对于具体变换器稳定运行时的状态，拉格朗日函数存在如下的约束条件：
Figure BDA0002685296030000103
该约束条件规定了变换器传输功率的大小，也即上述步骤中通过实时采样求解得到的传输功率。那么结合式(10)和式(11)，得到谐振电感电流有效值最小时对应的最优内移相角，其中，第一内移相角和第二内移相角，具体为，
Figure BDA0002685296030000111
通过上述的运算，可以得到谐振电感电流峰值最小时对应的最优内移相角，根据该第一内移相角和第二内移相角，以及第一外移相角对隔离型直流变换器进行驱动控制，最终实现三电平DAB变换器的优化控制。
其中，第一外移相角的确定过程可以参照以下步骤：通过PI控制器调节原副边对应开关管之间的移相角φ’，以输出电压V2与指令电压Vref的误差值比例积分PI控制器的优化判定条件，当误差值不为零时，说明***存在稳态误差，将这个误差送入积分控制器，通过积分环节对误差进行时间的积分，误差存在时间越长积分控制器作用越大，随着时间的增加，积分作用增大。即使误差很小，PI控制器输出变化也会随着时间的增加而加大，使稳态误差进一步减小直至等于零，并最终实现稳态输出电压无静差，当满足输出电压无静差时，即可以此时的外移相角数值作为本实施例的第一外移相角，用于进行后续的驱动控制，以实现电压的稳定输出。
从以上技术方案可以看出，本申请实施例具有以下优点：
1、本实施例提供的一种基于基波优化的谐振电感电流峰值最小优化控制方法，同时实时采样电压电流计算得到最优移相角，实现电感电流减小，***损耗降低，效率提升。相对于常规的电流应力优化控制算法，无需复杂的模态分析及分区间范围判断，降低了控制芯片的计算量以及运算复杂度。
2、本实施例提供的基于通用移相控制的双向直流电能变换器的电流应力最小控制方法，能改善三电平DAB变换器在移相控制时由于输入输出电压不匹配时造成的较大电流应力和效率低等缺陷，在全功率范围和全变压比范围内均能有效减小变换器的电流应力，提高整个变换器的效率及性能。
3、本实施例提供的一种减小双向直流电能变换装置电流应力的控制方法，在变换器轻载或电压越不匹配的工况下，优化效果更明显。而且在部分特定工况下，采用本实施例提供的控制方法，减小***电流应力的同时也能减小***的回流功率，对提高***效率起到了双重的优化作用。
以上为本申请提供的一种隔离型直流变换器控制方法的第二个实施例的详细说明，下面为本申请提供的一种隔离型直流变换器控制装置的第一个实施例的详细说明。
请参阅图2，本申请第三个实施例提供了一种隔离型直流变换器控制装置，包括：
第一基波分量获取单元201，用于基于隔离型直流变换器的传输功率，得到第一基波分量，第一基波分量为传输功率的标幺值的基波分量；
第二基波分量获取单元202，用于基于隔离型直流变换器的谐振电感电流和变压比，得到第二基波分量，第二基波分量为谐振电感电流峰值的标幺值的基波分量；
内移相角计算单元203，用于基于第一基波分量和第二基波分量，结合拉格朗日乘数计算方式，构建谐振电感电流峰值优化模型，以传输功率为约束条件，对谐振电感电流峰值模型中的移相角进行偏导数求解，得到隔离型直流变换器的第一内移相角和第二内移相角；
驱动控制单元204，用于根据第一外移相角、第一内移相角和第二内移相角对隔离型直流变换器进行驱动控制，其中，第一外移相角为通过反馈控制方式得到的。
更具体地，谐振电感电流峰值优化模型的公式具体为：
L(α,β,φ,λ)＝ILr_max1 *(α,β,φ)-λ[P1 *(α,β,φ)-p0 *]；
式中，L(α,β,φ,λ)为拉格朗日函数，λ为拉格朗日系数，P1 *(α,β,φ)为第一基波分量，ILr_max1 *(α,β,φ)为第二基波分量，p0 *为传输功率的标幺值。
更具体地，第一基波分量的计算公式具体为：
Figure BDA0002685296030000121
式中，N为隔离型直流变换器中的变压器原副边的匝数比，α为原边侧直流输电***的内移相角，β为副边侧直流输电***的内移相角，φ为电压中点的外移相角。
更具体地，第二基波分量的计算公式具体为：
Figure BDA0002685296030000122
式中，N为隔离型直流变换器中的变压器原副边的匝数比，k为隔离型直流变换器的变压比，α为原边侧直流输电***的内移相角，β为副边侧直流输电***的内移相角，φ为电压中点的外移相角。
更具体地，第一外移相角的配置过程具体包括：
基于预设的基准电压与隔离型直流变换器的输出电压的电压差值，通过PI控制方式，对隔离型直流变换器的外移相角进行优化调节，直至电压差值不大于预设的电压差阈值时，得到第一外移相角。
更具体地，变压比的计算过程包括：
获取隔离型直流变换器的输入电压和输出电压，根据输入电压和输出电压的比值，结合隔离型直流变换器中的变压器原副边的匝数比，计算得到隔离型直流变换器的变压比。
更具体地，传输功率的计算过程包括：
根据隔离型直流变换器的输入电压和***参数，计算得到隔离型直流变换器的传输功率，其中***参数具体包括：输出电流、谐振电感、开关频率。
以上为本申请提供的一种隔离型直流变换器控制装置的第一个实施例的详细说明，下面为本申请提供的一种隔离型直流变换器控制设备和相应的存储介质的一个实施例的详细说明。
本申请第四个实施例提供了一种隔离型直流变换器控制设备，包括：存储器和处理器；
存储器用于存储与本申请第一个实施例或第二个实施例提及的隔离型直流变换器控制方法对应的程序代码；
处理器用于执行程序代码。
本申请第五个实施例提供了一种存储介质，存储介质中保存有与本申请第一个实施例或第二个实施例提及的隔离型直流变换器控制方法对应的程序代码。
所属领域的技术人员可以清楚地了解到，为描述的方便和简洁，上述描述的***，装置和单元的具体工作过程，可以参考前述方法实施例中的对应过程，在此不再赘述。
在本申请所提供的几个实施例中，应该理解到，所揭露的***，装置和方法，可以通过其它的方式实现。例如，以上所描述的装置实施例仅仅是示意性的，例如，所述单元的划分，仅仅为一种逻辑功能划分，实际实现时可以有另外的划分方式，例如多个单元或组件可以结合或者可以集成到另一个***，或一些特征可以忽略，或不执行。另一点，所显示或讨论的相互之间的耦合或直接耦合或通信连接可以是通过一些接口，装置或单元的间接耦合或通信连接，可以是电性，机械或其它的形式。
本申请的说明书及上述附图中的术语“第一”、“第二”、“第三”、“第四”等(如果存在)是用于区别类似的对象，而不必用于描述特定的顺序或先后次序。应该理解这样使用的数据在适当情况下可以互换，以便这里描述的本申请的实施例例如能够以除了在这里图示或描述的那些以外的顺序实施。此外，术语“包括”和“具有”以及他们的任何变形，意图在于覆盖不排他的包含，例如，包含了一系列步骤或单元的过程、方法、***、产品或设备不必限于清楚地列出的那些步骤或单元，而是可包括没有清楚地列出的或对于这些过程、方法、产品或设备固有的其它步骤或单元。
所述作为分离部件说明的单元可以是或者也可以不是物理上分开的，作为单元显示的部件可以是或者也可以不是物理单元，即可以位于一个地方，或者也可以分布到多个网络单元上。可以根据实际的需要选择其中的部分或者全部单元来实现本实施例方案的目的。
另外，在本发明各个实施例中的各功能单元可以集成在一个处理单元中，也可以是各个单元单独物理存在，也可以两个或两个以上单元集成在一个单元中。上述集成的单元既可以采用硬件的形式实现，也可以采用软件功能单元的形式实现。
所述集成的单元如果以软件功能单元的形式实现并作为独立的产品销售或使用时，可以存储在一个计算机可读取存储介质中。基于这样的理解，本发明的技术方案本质上或者说对现有技术做出贡献的部分或者该技术方案的全部或部分可以以软件产品的形式体现出来，该计算机软件产品存储在一个存储介质中，包括若干指令用以使得一台计算机设备(可以是个人计算机，服务器，或者网络设备等)执行本发明各个实施例所述方法的全部或部分步骤。而前述的存储介质包括：U盘、移动硬盘、只读存储器(ROM，Read-OnlyMemory)、随机存取存储器(RAM，Random Access Memory)、磁碟或者光盘等各种可以存储程序代码的介质。
以上所述，以上实施例仅用以说明本申请的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本申请进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本申请各实施例技术方案的精神和范围。

Claims (10)

1.一种隔离型直流变换器控制方法，其特征在于，包括：
基于隔离型直流变换器的传输功率，得到第一基波分量，所述第一基波分量为所述传输功率的标幺值的基波分量；
基于所述隔离型直流变换器的谐振电感电流和变压比，得到第二基波分量，所述第二基波分量为所述谐振电感电流峰值的标幺值的基波分量；
基于所述第一基波分量和所述第二基波分量，结合拉格朗日乘数计算方式，构建谐振电感电流峰值优化模型，以所述传输功率为约束条件，对所述谐振电感电流峰值模型中的移相角进行偏导数求解，得到所述隔离型直流变换器的第一内移相角和第二内移相角；
根据第一外移相角、所述第一内移相角和所述第二内移相角对所述隔离型直流变换器进行驱动控制，其中，所述第一外移相角为通过闭环反馈控制方式得到的。
2.根据权利要求1所述的一种隔离型直流变换器控制方法，其特征在于，所述谐振电感电流峰值优化模型的公式具体为：
L(α,β,φ,λ)＝ILr_max1 *(α,β,φ)-λ[P1 *(α,β,φ)-p0 *]；
式中，L(α,β,φ,λ)为拉格朗日函数，λ为拉格朗日系数，P1 *(α,β,φ)为所述第一基波分量，ILr_max1 *(α,β,φ)为所述第二基波分量，p0 *为所述传输功率的标幺值。
3.根据权利要求1所述的一种隔离型直流变换器控制方法，其特征在于，所述第一基波分量的计算公式具体为：
Figure FDA0002685296020000011
式中，N为所述隔离型直流变换器中的变压器原副边的匝数比，α为原边侧直流输电***的内移相角，β为副边侧直流输电***的内移相角，φ为电压中点的外移相角。
4.根据权利要求1所述的一种隔离型直流变换器控制方法，其特征在于，所述第二基波分量的计算公式具体为：
Figure FDA0002685296020000012
式中，N为所述隔离型直流变换器中的变压器原副边的匝数比，k为所述隔离型直流变换器的变压比，α为原边侧直流输电***的内移相角，β为副边侧直流输电***的内移相角，φ为电压中点的外移相角。
5.根据权利要求1所述的一种隔离型直流变换器控制方法，其特征在于，所述第一外移相角的配置过程具体包括：
基于预设的基准电压与所述隔离型直流变换器的输出电压的电压差值，通过PI控制方式，对所述隔离型直流变换器的外移相角进行优化调节，直至所述电压差值不大于预设的电压差阈值时，得到第一外移相角。
6.根据权利要求1所述的一种隔离型直流变换器控制方法，其特征在于，所述变压比的计算过程包括：
获取隔离型直流变换器的输入电压和输出电压，根据所述输入电压和所述输出电压的比值，结合所述隔离型直流变换器中的变压器原副边的匝数比，计算得到所述隔离型直流变换器的变压比。
7.根据权利要求1所述的一种隔离型直流变换器控制方法，其特征在于，所述传输功率的计算过程包括：
根据隔离型直流变换器的输入电压和***参数，计算得到所述隔离型直流变换器的传输功率，其中所述***参数具体包括：输出电流、谐振电感、开关频率。
8.一种隔离型直流变换器控制装置，其特征在于，包括：
第一基波分量获取单元，用于基于隔离型直流变换器的传输功率，得到第一基波分量，所述第一基波分量为所述传输功率的标幺值的基波分量；
第二基波分量获取单元，用于基于所述隔离型直流变换器的谐振电感电流和变压比，得到第二基波分量，所述第二基波分量为所述谐振电感电流峰值的标幺值的基波分量；
内移相角计算单元，用于基于所述第一基波分量和所述第二基波分量，结合拉格朗日乘数计算方式，构建谐振电感电流峰值优化模型，以所述传输功率为约束条件，对所述谐振电感电流峰值模型中的移相角进行偏导数求解，得到所述隔离型直流变换器的第一内移相角和第二内移相角；
驱动控制单元，用于根据第一外移相角、所述第一内移相角和所述第二内移相角对所述隔离型直流变换器进行驱动控制，其中，所述第一外移相角为通过闭环反馈控制方式得到的。
9.一种隔离型直流变换器控制设备，其特征在于，包括：存储器和处理器；
所述存储器用于存储与权利要求1至7任意一项所述的隔离型直流变换器控制方法对应的程序代码；
所述处理器用于执行所述程序代码。
10.一种存储介质，其特征在于，所述存储介质中保存有与权利要求1至7任意一项所述的隔离型直流变换器控制方法对应的程序代码。
CN202010974494.9A 2020-09-16 2020-09-16 一种隔离型直流变换器控制方法、装置、设备及存储介质 Active CN112054695B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202010974494.9A CN112054695B (zh) 2020-09-16 2020-09-16 一种隔离型直流变换器控制方法、装置、设备及存储介质

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202010974494.9A CN112054695B (zh) 2020-09-16 2020-09-16 一种隔离型直流变换器控制方法、装置、设备及存储介质

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN112054695A true CN112054695A (zh) 2020-12-08
CN112054695B CN112054695B (zh) 2021-10-19

Family

ID=73604562

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202010974494.9A Active CN112054695B (zh) 2020-09-16 2020-09-16 一种隔离型直流变换器控制方法、装置、设备及存储介质

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN112054695B (zh)

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113991635A (zh) * 2021-10-28 2022-01-28 广东电网有限责任公司 双回路低压直流配电***
CN114236335A (zh) * 2021-12-02 2022-03-25 深圳威迈斯新能源股份有限公司 直流变换模块开关管电压应力检测电路及其控制方法
WO2022178027A3 (en) * 2021-02-18 2022-12-15 Wolfspeed, Inc. Integrated power module

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN106712526A (zh) * 2017-03-10 2017-05-24 山东大学 考虑死区效应的双有源桥dc‑dc变换器最小电流应力控制方法
CN106981992A (zh) * 2017-05-17 2017-07-25 国家电网公司 隔离型双向直流变换器最小回流功率移相控制方法
CN107911028A (zh) * 2017-12-22 2018-04-13 四川大学 一种加装缓冲器的dc‑dc变换器及减小回流功率的方法
CN111541378A (zh) * 2020-04-30 2020-08-14 南京理工大学 一种基于电流应力优化的双有源桥混合移相控制方法

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN106712526A (zh) * 2017-03-10 2017-05-24 山东大学 考虑死区效应的双有源桥dc‑dc变换器最小电流应力控制方法
CN106981992A (zh) * 2017-05-17 2017-07-25 国家电网公司 隔离型双向直流变换器最小回流功率移相控制方法
CN107911028A (zh) * 2017-12-22 2018-04-13 四川大学 一种加装缓冲器的dc‑dc变换器及减小回流功率的方法
CN111541378A (zh) * 2020-04-30 2020-08-14 南京理工大学 一种基于电流应力优化的双有源桥混合移相控制方法

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
梁毅: "隔离型双有源桥DC-DC变换器的研究", 《中国优秀硕士学位论文全文数据库 工程科技II辑》 *

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2022178027A3 (en) * 2021-02-18 2022-12-15 Wolfspeed, Inc. Integrated power module
CN113991635A (zh) * 2021-10-28 2022-01-28 广东电网有限责任公司 双回路低压直流配电***
CN114236335A (zh) * 2021-12-02 2022-03-25 深圳威迈斯新能源股份有限公司 直流变换模块开关管电压应力检测电路及其控制方法
CN114236335B (zh) * 2021-12-02 2023-07-18 深圳威迈斯新能源股份有限公司 直流变换模块开关管电压应力检测电路及其控制方法

Also Published As

Publication number Publication date
CN112054695B (zh) 2021-10-19

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN112054695B (zh) 一种隔离型直流变换器控制方法、装置、设备及存储介质
CN109271698B (zh) 一种谐振型双有源桥变换器建模、降阶、设计方法、装置及***
CN112054694B (zh) 基于最小电流应力的双向变换器优化控制方法及装置
CN110739857B (zh) 一种多相交错并联llc变换器的均流控制方法
CN108847773B (zh) 输入串联输出并联全桥直直变换器多模块功率平衡方法
CN108288917B (zh) 全桥dc-dc变换器的三重相移无差拍优化控制方法
CN112202322B (zh) 基于有源负电容的等效零阻抗抑制二次纹波电流的方法
CN110212800B (zh) 基于模型预测控制的模块化多电平换流器通用控制方法
Li et al. Perturbation observation method-based optimization seeking control of soft-switching and no backflow power for LCL resonant-type dual active bridge DC–DC converters
CN114142737A (zh) 一种全桥cllc谐振变换器的控制方法
WO2024032487A1 (zh) 三相单级式隔离型双向变换器及其控制方法
CN113507214A (zh) 三有源桥变换器功率解耦移相控制及电流有效值优化方法
CN116488498A (zh) 一种变换器控制方法及相关组件
CN116247929A (zh) 一种级联h桥变流器及其并联支路调制方法和预充电方法
Ichinokura et al. Graphical circuit analysis of two C-core type parametric power converter
CN112054696A (zh) 基于最小回流功率的多电平变换器优化控制方法及装置
Chen et al. An Optimized Return Power Control for DAB Converter Cluster with ISOP Configuration
CN116633150B (zh) 一种反向可调频升压三相双向llc谐振变换器
CN111193259A (zh) 一种电力电子变压器的电力***稳定性检测方法及***
CN110768261A (zh) 一种基于状态空间预测的储能型dvr控制方法
Sun et al. Optimization Method for Dynamic Performance of Dual Active Bridge DC-DC Converter
Liu et al. Hybrid Mode Optimal Asymmetric Duty Modulation for Dual Active Bridge Converter with DC Blocking Capacitors
Tang et al. Coordinate control strategy for two‐stage wide gain DC/DC converter
Qiu et al. Backflow Power Optimization Method of Multi-DAB Converter Based on Master-slave Control
KR20240061748A (ko) Dual-Phase Shift를 이용한 3포트 DC-DC 컨버터의 Backflow power 제거 시스템

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant