KR20240061748A

KR20240061748A - Dual-Phase Shift를 이용한 3포트 DC-DC 컨버터의 Backflow power 제거 시스템

Info

Publication number: KR20240061748A
Application number: KR1020220143450A
Authority: KR
Inventors: 김대경; 고재섭; 소재현; 노베르트 은주아니 코네; 최철웅
Original assignee: 국립순천대학교산학협력단
Priority date: 2022-11-01
Filing date: 2022-11-01
Publication date: 2024-05-08

Abstract

본 발명은 Dual-Phase Shift를 이용한 3포트 DC-DC 컨버터의 Backflow power 제거 시스템에 관한 것으로, 보다 상세하게는 TAB(Triple-Active Bridge converter)에 존재하는 역류 전력 감소 및 전체 시스템 효율성 증가를 위해 Tab 컨버터에서 DPS(Dual Phase Shift) 제어 방식을 사용하는 방법을 제공하는 Dual-Phase Shift를 이용한 3포트 DC-DC 컨버터의 Backflow power 제거 시스템이다.

Description

Dual-Phase Shift를 이용한 3포트 DC-DC 컨버터의 Backflow power 제거 시스템{Dual-phase Shift Controlled Triple Active Bridge Converter with Reduced Backflow Power}

일반적으로 위상 편이 DC-DC 컨버터는 Backflow 전력 현상(또는 무효 전력)이 발생한다.

위상 편이 DC 변환기인 3포트 변환기도 이러한 현상이 발생한다. Backflow 전력은 변압기 전압과 특정 권선의 전류 사이의 위상 차이로 인해 발생한다.

Backflow 전력은 이러한 컨버터에서 시스템 손실의 주요 원인으로 알려져 있다.

대부분의 위상 시프트 DC-DC 컨버터에 사용되는 일반적인 스위칭 방식은 SPS(단상 시프트) 제어 방식이다.

구현이 간단하고 비용이 저렴하여 널리 사용된다. 그럼에도 불구하고 변압기 전압과 전류 사이의 위상 차이가 더 크기 때문에 이러한 이점은 시스템 효율성에 악영향을 미친다.

또한 사각 전압 파형(정현파와는 거리가 멀음)과 비사인 전류는 시스템에서 더 많은 손실을 유발한다.

TAB(Triple Active Bridge) 컨버터는 단상 편이(SPS) 제어 방식(기존 또는 기존 위상 편이 방식이라고도 함)에서 작동하는 DAB(이중 능동 브리지) 컨버터의 경우와 같이 문제가 있다.

높은 전류 리플 및 그에 따른 높은 손실을 유발하는 높은 역류 전력 순환 또한 높은 피크 돌입 전류 및 정상 상태 전류를 경험하여 큰 출력 커패시턴스를 요구한다[비특허문헌1-2].

또한 SPS로 제어되는 TAB는 낮은 동적 및 정적 성능을 보여준다[비특허문헌3].

이 모든 것을 종합하면 TAB 컨버터는 더 나은 전체 성능과 효율성을 위해 훨씬 더 안정적인 제어 및/또는 토폴로지가 필요하다는 것을 알 수 있다.

또한 셀당 하나의 위상 천이 각도가 존재하기 때문에 제어의 자유도에 한계가 있다[비특허문헌1].

다중 포트 DC-DC 컨버터의 개념은 1960년대 후반에 처음 제안되었으며 이후 지금까지 더 많은 발명과 개발이 이루어지고 있다. 이러한 발전은 구조, 제어 및 효율성 측면에서 이루어졌다.

개발 초기 단계에서는 실생활에 적용할 수 있는 가능성과 적용 가능한 실생활 문제의 후속 해결에 중점을 두었다(이는 DC-DC 배전 시스템이 직면한 문제에 국한되지 않다. [비특허문헌7-9].

이 목표를 실현한 후 초점은 이제 모든 유형의 DC 컨버터 설계에서 주요 필수 요소인 출력 전압(개발 제어 요소)의 조절에 있었다. 이것은 다중 권선 변압기를 사용한 자기 결합 개념으로 해결되었다[비특허문헌10,11].

여전히 개발의 제어 요소에 플럭스 가산성의 개념이 도입되었다. 또한, 규제 및 전력 흐름 방향에 대해 널리 알려진 위상 편이 PWM 제어 방식이 사용되었다.

최근에는 다양한 토폴로지와 다양한 제어 방식이 개발되고, 특정 적용 영역에 적합한 토폴로지와 비교 및 평가된다[비특허문헌4,12,13].

절연을 위해 변압기를 사용하는 DC-DC 컨버터는 양방향 전원 흐름, 더 나은 신뢰성 및 더 큰 소프트 스위칭 제어 범위와 같은 이점이 있다[비특허문헌3,14,15].

다중 포트 또는 다중 권선 DC-DC 컨버터는 여러 에너지 소스 및 시스템의 상호 연결에 사용되며, 이는 전원 버스를 상호 연결하기 위한 DC 마이크로그리드에서 특히 유용할 수 있다.

또한 다중 권선 변압기를 사용하면 절연 변압기 코어 및 전력 변환 단계가 감소하여 전력 밀도가 크게 증가한다. 도면 1.1과 같은 TAB 변환기는 3개의 포트를 상호 연결하는 단일 3권선 고주파 변압기를 사용하며 DC 마이크로그리드에 구현하기에 적합하다.

TAB 변환기에 대해 많은 작업이 수행되었지만 시간이 지남에 따라 조사된 몇 가지 제한 사항에 여전히 직면해 있다[비특허문헌5,16].

[비특허문헌6]은 3포트 컨버터의 효율을 개선하기 위한 몇 가지 기술을 비교하고 10kW 프로토타입의 실험 결과를 제시한다.

[비특허문헌16]은 전도 손실을 최적화하여 TAB의 효율을 개선하는 방법을 제시한다. 이는 다른 작품과 마찬가지로 기본 부분만 대신 실제 RMS 전류를 최소화하여 구현했다.

본 발명에서는 절연 변압기 기반 위상 편이 DC-DC 컨버터 고유의 특성인 "무효 전력"이라고도 하는 역류 전력의 개념을 시스템 손실의 주요 원인이기 때문에 살펴보았다.

[비특허문헌3]은 무효 전력을 입력 소스로 다시 흐르는 음의 전력으로 정의했으며 [비특허문헌1,17,18]은 무효 전력을 전압 및 전류의 기본 주파수 근사 없이 컨버터의 인덕터에 의해 소비되는 무효 전력으로 정의했다.

[비특허문헌1]은 DAB 컨버터에서 무효 전력을 최소화하기 위한 신경망 모델을 제시하고 [비특허문헌17]은 DAB에서 무효 전력을 완전히 제거하기 위한 공식(해결책)을 제시하고 그 결과는 완벽한 사인파형을 출력하므로 탁월한 결과를 보였다.

[비특허문헌3]은 DAB 변환기에서 무효 전력을 제거하기 위한 새로운 DPS 제어 방식을 제시한다. 이 알고리즘은 본 발명에서 채택하여 목적의 TAB 변환기에 적용한 것이다. 그러나 [비특허문헌2]와 같이 무효전력이라 하지 않고 역류전력이라 칭한다.

[비특허문헌19]는 자유도를 추가하는 1차측의 대각선 스위치 사이에 위상 변이를 추가하여 손실을 줄이는 방법을 제시한다. [비특허문헌20] 무효 전류 최소화를 목표로 하는 공진형 고체 변압기(SST)에 대해 발명했다. 2차 및 3차 스위칭 신호에는 추가 위상 편이를 사용하지만 1차에는 사용하지 않는 위상 편이 메커니즘이 있어 변압기의 1차측에는 구형 전압 파형이 남다.

따라서 [비특허문헌19]와 [비특허문헌20]은 모두 무효 전력 감소의 목표를 달성했지만 스위칭 측면에서 정반대이다. 이들 작업은 1차, 2차, 3차 변압기 전압 사이의 정상적인 위상 변이 외에 모든 포트의 대각선 스위칭 신호 사이에 또 다른 위상 변이가 추가되어 3레벨을 생성한다는 점에서 본 발명에서 제시한 작업과 다르다.

모든 변압기 단자의 전압 파형은 순환 전력 및 전체 시스템 손실을 최소화하는 모듈식 다중 레벨 변환기를 상호 연결하는 방식을 제시한다[비특허문헌21].

여기에서 제어 알고리즘은 서로 다른 출력 포트의 전원 극성에 따라 달라지며 고정 DPS 제어를 사용하지 않으며 구현된 토폴로지가 본 발명에서 사용된 토폴로지와 다르다.

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본 발명의 목적은 역류전력을 감소시켜 효율을 높이고 스트레스를 줄이는 것이다.

상술한 과제를 해결하기 위하여 본 발명은 Tab(Triple-Active Bridge) 컨버터의 각 포트에 DPS(Dual-Phase Shift) 제어 방식인 이중 위상 편이 제어 기능을 사용한다.

상기 Tab 컨버터 각 브리지의 대각선 스위치 사이에 위상 편이 각도

를 추가하고, 상기 2포트 또는 3포트 컨버터에 존재하는 역류 전력을 줄인다.

상기 브릿지의 2차 단자(브릿지 2)의 전압은 1차(브릿지 1)의 전압에서

로 위상 시프트되고, 3차(브릿지 3)의 전압은 1차(브릿지 3)의 전압에서

로 위상 시프트된다.

SPS 제어 3포트 DC-DC 컨버터는 변압기 단자의 사각 전압 파형인 것을 특징으로 한다.

상기 Tab 컨버터 브릿지의 각도

와

는 각각 위상 편이 비율

와

에 대해

그리고

인 것을 특징으로 한다.

본 발명은 DAB(Dual Active Bridge) 컨버터에서 SPS 제어 방식의 한계를 보완하기 위한 스위칭 방식으로 역류전력을 감소시켜 효율을 높이고 스트레스를 줄이는 DPS(Dual-Phase Shift) 제어 방식을 사용한다.

TAB 3포트 컨버터의 모든 포트에 DPS 제어 방식을 구현한다.

상기 DPS 제어 방식의 변압기 단자의 기존 사각 파형 대신 3레벨 전압 파형이다.

상기 3레벨 전압 파형에는 영전압 레벨이 포함되는 것을 특징으로 한다.

상기 변압기 전류는 사인파 또는 사인파와 유사하다.

본 발명은 Dual-Phase Shift를 이용한 3포트 DC-DC 컨버터의 Backflow power 제거 시스템에 있어서, 이중 위상 시프트 제어(Dual-Phase Shift) 방식으로, Dual-Phase Shift를 이용한 3포트 DC-DC 컨버터의 Backflow power 제거 시스템의 각 브릿지는 두 개의 독립 스위치 컨트롤러에 의해 제어되며, 각 브리지의 대각선 스위치 사이에 위상 편이 각도

를 추가하고, 추가된 위상 편이 각도에 해당하는 위상 편이 비율은

이다.

컨버터의 각 브리지에서 대각선으로 배치된 반도체 스위치의 스위칭 신호 사이에 추가 위상 변이 각도를 사용하여 컨버터의 제어 자유도가 증가시키고, DPS 제어 방식의 경우 사용 가능한 제어 인덱스는 세 가지 제어 인덱스

,

및

이다.

상기 DPS 제어 방식과 고주파 절연 변압기 매개변수의 적절한 선택을 통해 역류 전력을 0으로 만들 수 있으므로 전체 시스템 효율성이 향상된다.

상기 DPS 제어 방식은 컨버터의 RMS 전류를 감소시켜 전도 손실을 줄인다.

DPS를 통해 기존 SPS 제어 방식에 비해 항상 더 작은 Backflow 전력을 유도한다.

본 발명은 DPS 제어 방식을 사용하는 컨버터의 포트에서 전력에 대한 파생 방정식은 위상 변이 비율 범위를 나타내는 방정식으로 제공되는 데 있어,

, 모든 변압기 권선의 권수는 동일한 것으로 가정한다.

상기 DPS의 H-브리지(셀)의 대각선 스위치 사이에 추가 위상 변이 각도를 포함한다.

상기 DPS 제어 방식은 각 H-브리지의 스위칭 신호 사이에 위상 천이 비율(D)을 생성하는 방식이다.

상기 DPS 제어 방식은

이고, 여기서

는 각 H-브리지(셀)의 대각선 스위치 사이에 추가된 위상 변이 각도이고

와

는 1차에 대한 2차 및 3차의 해당 위상 변이 각도이다.

상기 DPS 제어 방식에서는 각 H-브리지의 대각 스위칭 신호 사이에 추가적인 위상각(

)이 추가되고 추가된 위상 천이각은 내부 위상 천이각이다.

본 발명은 DPS 제어 방식에서는 각 H-브리지의 대각 스위칭 신호 사이에 추가적인 위상각(

)이 추가되며, 추가된 위상 천이각은 내부 위상 천이각이고, DPS를 통해 기존 SPS 제어 방식에 비해 항상 더 작은 Backflow 전력을 유도하는 Backflow 전력 제거 모듈;을 포함한다.

상기 Backflow 전력 제거 모듈은 브리지 1과 브리지 2 사이의 위상 이동은 브리지 1과 브리지 3 사이의 위상 이동과 동일하다 가정하고, 1차 권선 양단의 전압은 시간

에서 양의 값이 되고 해당 전류는

에서 양의 값이 되고, 전압은 시간

에서 음이 되고 전류는

에서만 음이 되어, 기간

및

동안 전류와 전압 사이의 위상 차이가 발생한다.

상기 제로 전압 레벨이 포함된 단계 전압 파형이 생성되어, 위상 변이 각도는

(즉,

)의 위상 변이 비율에 해당한다.

상기 DPS의 Backflow 영역은

과

에서 시작하여 단일 스위칭 기간 동안 각각

과

에서 끝난다.

상기 위상 차이로 인해 발생되는 Backflow 전력이 한 스위칭 주기 내에서 두 번 발생하며 이 전력은 입력 전류 파형 그래프의 하측 영역에 표시되고, 음영 영역의 면적은 Backflow 전력의 크기에 정비례하기 때문에 DPS는 기존 SPS 제어 방식에 비해 항상 더 작은 Backflow 전력을 유도한다.

상기 DPS 제어 방식을 사용하는 컨버터의 다른 포트에서 전력에 대한 파생 방정식은 위상 변이 비율 범위에 대한 수학식으로 제공된다.

상기 DPS 제어 방식은 고조파를 적게 포함하여 자기 회로에서 철 손실이 적은 사인파에 가까운 파형을 생성한다.

상기 DPS 제어 방식에서 변압기의 전력은 선행 위상 편이 각도를 가진 브리지에서 지연되는 브리지로 흐른다.

상기 DPS 제어 방식에서 Tab(Triple-Active Bridge) 컨버터의 각 포트에 DPS(Dual-Phase Shift) 제어 방식인 이중 위상 편이 제어 기능을 사용한다.

상기 DPS 제어 방식은 이중 위상 시프트 제어(Dual-Phase Shift) 방식으로, Dual-Phase Shift를 이용한 3포트 DC-DC 컨버터의 Backflow power 제거 시스템의 각 브릿지는 두 개의 독립 스위치 컨트롤러에 의해 제어되며, 각 브리지의 대각선 스위치 사이에 위상 편이 각도

이다.

본 발명에 따르면 DPS로 제어되는 3포트는 더 나은 정현파 변압기 전압 및 전류를 생성한다. (이것은 DPS의 FFT 플롯과 SPS 제어 방식의 플롯을 비교하여 볼 수 있다. 그리고 THD는 이것을 확인한다). 그렇게 함으로써 전체 시스템 효율을 크게 향상시키고 반도체 스위치와 컨버터의 자기 회로에 가해지는 스트레스를 줄인다. 정현파는 고조파가 더 적기 때문에 DPS가 있는 파동의 THD는 SPS 제어의 THD보다 작다. 파동의 고조파는 더 많은 시스템 손실로 이어진다.

그러나 특히 위상 편이 DC-DC 컨버터의 전력 손실의 주요 원인으로 지목되는 Backflow 전력의 존재를 근절할 수 있는 능력이 가장 중요하다.

또한 본 발명은 DPS 제어 방식을 사용할 경우 전압 변환 비율이 1과 동일하지 않는 한 컨버터에 존재하는 최대 정상 상태 전류는 SPS 제어보다 작다.

전압 변환비가 1이면 변환기의 최대 전류는 SPS 및 DPS 제어 모두에서 동일하다. 따라서 전압 변환 비율이 1이 아닌 한 SPS는 항상 DPS 제어보다 더 많은 철 손실을 입는다.

또한 본 발명은 위상 편이 각도를 추가하여 컨버터의 제어 자유도가 증가한다. SPS 제어 방식에서 사용 가능한 제어 인덱스는

와

(즉, 두 개의 제어 인덱스)이지만, DPS 제어 방식의 경우 사용 가능한 제어 인덱스는

,

및

(즉, 세 가지 제어 인덱스)이기 때문이다.

또한 본 발명은 DPS 제어 하에 컨버터의 서로 다른 포트에서 처리되는 전력에 대한 파생 방정식은 서로 다른 사양의 컨버터를 설계하고 제조하는 데 필수적이다.

또한 본 발명에서 개발한 방정식은 3개의 제어 지수를 갖는 3포트 컨버터의 제어 시스템을 설계하는 데 필요하다.

또한 본 발명에 따라 Backflow 전력에 대한 유도 방정식은 3포트 위상 편이 DC-DC 컨버터에 존재하는 Backflow 전력의 양을 분석하는 데 도움이 된다.

도 1은 3권선 변압기 기반 DC-DC 컨버터를 보여주는 도면이다.
도 2은 SPS가 포함된 TAB 컨버터를 보여주는 도면이다.
도 3은 TAB 변압기의 등가 회로 (a) 스타 구성 및 (b) 델타 구성을 보여주는 도면이다.
도 4은 SPS 제어가 있는 시뮬레이션된 TAB 변환기를 보여주는 도면이다.
도 5은 SPS 제어가 있는 TAB의 여러 포트에서 전류 및 전압 파형(

)을 보여주는 도면이다.
도 6은 단상 편이 (a) 델타 구성의 DAB 등가 모델, (b) DAB 등가 모델의 전류 및 전압 프로파일을 보여주는 도면이다.
도 7은 위상 변이 비율에 따른 전원 흐름 방향을 보여주는 도면이다.
((a)

, (b)

, (c)

, (d)

, (e)

, (f)

)
도 8은 포트 1의 통합 전원을 보여주는 도면이다.
도 9는 포트 2의 통합 전원을 보여주는 도면이다.
도 10은 포트 3의 통합 전원을 보여주는 도면이다.
도 11은 무효 전력의 존재를 나타내는 전류 및 전압 파형을 보여주는 도면이다.
도 12는 위상 변이 비율의 다른 값에서 누설 인덕턴스에 따른 역류 전력의 변화를 보여주는 도면이다.
도 13은 DPS가 있는 TAB 변환기를 보여주는 도면이다.
도 14는 TAB 컨버터의 DPS 스위칭 시퀀스를 보여주는 도면이다.
도 15은 이중 위상 편이 제어 기능이 있는 PSIM 시뮬레이션 회로를 보여주는 도면이다.
도 16은 DPS 제어 TAB 컨버터의 변압기 전압 및 전류 파형을 보여주는 도면이다.
도 17은 TAB 변환기의 등가 회로 (a) 스타 및 (b) 델타 구성을 보여주는 도면이다.
도 18은 DPS (a) Delta 구성의 DAB 등가 모델, (b) DAB 모델의 전압 및 전류 파형을 보여주는 도면이다.
도 19는 위상 편이에 따른 전력 흐름 방향을 보여주는 도면이다.
도 20은 포트 1의 통합 전원 (a) When (b) When , (c) When , and (d) When을 보여주는 도면이다.
도 21은 포트 2의 통합 전원 (a) When (b) When을 보여주는 도면이다.
도 22는 포트 3의 통합 전원 (a) When , (b) When을 보여주는 도면이다.
도 23은 DPS 제어로 감소된 역류 전력을 보여주는 전류 및 전압 파형을 보여주는 도면이다.
도 24는 DPS 제어 TAB용 통합 역류 전원을 보여주는 도면이다.
도 25는 DPS 제어로 역류 전력 제거된 것을 보여주는 도면이다.
도 26은 스위칭 주기 (a) SPS 제어 (b) DPS 제어를 보여주는 도면이다.
도 27은 변압기 전압 (a) SPS 제어 및 (b) DPS 제어를 보여주는 도면이다.
도 28은 변압기 전류 (a) SPS 제어 및 (b) DPS 제어를 보여주는 도면이다.
도 29는 DAB 등가 회로 전류 (a) SPS 제어 등을 보여주는 도면이다.
도 30은 SPS 및 DPS 제어 TAB의 최대 전류를 보여주는 도면이다.
도 31은 SPS 및 DPS 제어 TAB의 최대 전류를 보여주는 도면이다.
도 32는 SPS 및 DPS 제어 TAB의 최대 전류를 보여주는 도면이다.
도 33은 SPS 및 DPS 제어 체계에 대한 포트 1의 통합 전원을 보여주는 도면이다.
도 34는 SPS 및 DPS 제어 체계 모두에 대한 포트 2의 통합 전원을 보여주는 도면이다.
도 35는 SPS 및 DPS 제어 체계에 대한 포트 3의 통합 전원을 보여주는 도면이다.
도 36은 SPS 및 DPS 제어 TAB 모두에 대한 역류 전력을 보여주는 도면이다.
도 37은 DPS 제어로 역류 전력 제거된 것보여주는 도면이다.
도 38은 SPS와 DPS 제어의 통합된 역류 전력을 보여주는 도면이다.
표 1은 SPS 제어 절반 스위칭 주기를 보여준다.
표 2는 절반 스위칭 주기 동안 SPS 제어 기간을 보여준다.
표 3은 DPS 제어 절반 전환 주기를 보여준다.
표 4는 하프 스위칭 주기 동안의 DPS 제어 시간을 보여준다.
포 5 내지 표 7은 최대 전류를 보여주는 샘플 사양을 보여준다.
표 8은 다른 포트에서 전력의 시뮬레이션 및 이론 값을 보여준다.
표 9는 샘플 사양에 대한 SPS 및 DPS의 역류 전력을 보여준다.

1. 개요

본 발명은 Tab(Triple-Active Bridge) 컨버터에 존재하는 역류 전력을 줄이는 것을 목표로 했다.

이는 TAB 컨버터에 DPS(Dual-phase Shift system) 제어 방식을 구현함으로써 달성되었다. 또한 DPS 제어 방식으로 실행되는 TAB 컨버터의 특성도 제시되었다.

컨버터의 성공적인 특성화를 위해서는 심층적인 지식/이해가 필요하며, 본 발명은 초기 개념부터 프로세스를 단순화하고 주제와 관련된 과거의 발명들을 강조하며 관련 다른 것들과 비교하여 작업의 중요성, 사용된 변환기 토폴로지에 대한 설명과 이 작업에 대한 초기 적용 제약/가정, 관련 방정식 도출, 시스템의 특성화 및 비교적 구현이 용이한 기존 또는 기존의 단일 위상 편이(SPS) 제어 알고리즘에서 작동하는 동일한 토폴로지와 비교 분석한다.

제어 단순성 때문에 대부분의 위상 편이 격리된 DC-DC 컨버터에서 일반적으로 구현되는 SPS와 비교하여, DPS는 기본 측변압기 전압과 보조 측변압기 전압 사이의 일반적인 위상 편이각 외에 개별 브리지의 대각선 스위칭 신호 사이의 추가 위상 편이각을 사용한다.

상기 제어 방식은 변압기 전압 파형에 "제로 전압 상태"를 도입한다.

이 영전압 상태는 변압기 전압 파형을 수정하며, SPS 제어 방식의 스위칭 시퀀스로 인해 일반적으로 고주파 변압기의 입출력에 의해 생성되는 일반적인 사각파(2레벨) 대신 3개의 전압 레벨을 갖는 스텝 파형이 생성된다.

추가적인 위상 편이를 추가하면 제어의 자유도가 증가한다. 이 작업은 3포트 컨버터의 등가 회로에 대한 단계별 분석과 그에 따른 이 토폴로지 및 스위칭 시퀀스에 대한 관련 공식을 제시한다.

특성 분석 후에는 최상의 작동 지점이 강조 표시된다(최대 전력 및 최소 손실을 위한 위상 편이 값 선택).

다양한 애플리케이션 영역 때문에 "최적의 작동 지점"은 원하는 애플리케이션 영역에 상대적인 것으로 보인다.

따라서 변환기의 정적 및 동적 성능은 DPS 제어 알고리즘을 사용하여 크게 향상될 수 있고, DPS 제어는 시뮬레이션에서 볼 수 있는 역류 전력을 감소시켜 시스템의 전체 전력 손실에 가장 큰 원인이 되는 컨버터의 정상 상태 전류를 최소화하므로 DPS 제어 방식을 구현하면 변환기의 효율성에 긍정적인 영향을 미친다.

2. 단상 변속 제어 트리플 액티브 브리지 컨버터(TAB).

2.1 TAB 컨버터

1970년대에 최초의 다중 권선 변압기 기반 격리 다중 포트 DC-DC 컨버터가 도입된 후, 출력 전압을 조정하고자 하는 욕구를 가지고 3권선 변압기에 대한 다른 발명이 수행되었다.

2000년대까지, 이러한 다중 권선 변압기 기반 DC-DC 컨버터는 연결 및 제어 가능성이 서로 다른 단방향 모드에서만 작동할 수 있었다. 전력 흐름의 양방향성을 제공하는 트리플 액티브 브리지(TAB) 컨버터는 듀얼 액티브 브리지(DAB) 컨버터에서 파생되었다.

TAB 변환기는 3개의 권선이 있는 단일 변압기 코어로 구성된다. 각 권선은 전력 흐름의 방향과 원하는 응용 분야에 따라 인버터와 정류기로 모두 작동할 수 있는 별도의 H 브리지 컨버터에 연결된다. 변환기의 첫 번째 포트(변압기의 1차 권선에 연결됨)를 기준으로 하면 변압기의 1차 및 2차 전압 간의 위상 변이 비율은

이고 1차 및 3차 전압 간의 비율은

이다.

, 여기서

와

는 1차에 대한 2차와 3차 사이의 해당 위상 변이 각도이다. 도면 2는 다양한 위상 변이 비율을 보여주는 TAB 변환기의 블록 표현을 보여준다.

,

, 및

는 각각 1차, 2차 및 3차 포트의 DC 연결 전압이다.

,

, 와

는 각각 변압기의 1차, 2차, 3차 권선의 권수를 나타낸다.

,

, 와

는 서로 다른 권선 단자에서 해당하는 변압기 전압이다.

2.2 단상 변이(SPS) 제어 분석

SPS(Single-phase Shift system) 제어 방식은 위상 편이된 절연 DC-DC 컨버터에 적용되는 가장 오래된 방식 중 하나이다. 구현의 단순성으로 인해 오늘날에도 여전히 가장 많이 사용된다. SPS 제어에서 각 H-브리지는 듀티비 50%의 변조된 신호에 의해 제어되며, 2차 및 3차 H-브리지 신호는 1차 H-브리지(셀)에서 각각

및

만큼 위상 천이된다. . 전력 흐름 방향은

및

값에 따라 달라진다.

및

는 0 ~

범위의 값을 사용할 수 있다.

도면 7은 위상 변화에 따른 전력 흐름 방향을 보여준다. 이 장의 뒷부분에서 파생된 성능 지표(역류 전력, 최대 전류, 전력)를 사용하여 위상 편이를 선택할 수 있다. 위상 편이 쌍과 전압 변환 비율이 그것들을 결정하는 반면, 다른 변수들은 그 크기만을 결정한다. 전압비 역시 조정 가능한 변수가 아니라 주어진 조건이다. 따라서 위상 편이 쌍만 조정할 수 있다.

2.2.1 3 권선 변압기의 등가 회로

TAB 변환기의 분석을 위해 등가 회로를 구하여 분석한다. 도면 3은 도면 1에 도시된 변압기의 등가회로의 스타형과 델타형을 보여준다.

전압

,

, 및 D는 해당 변압기 권선의 각 전압이다. 이러한 등가 회로의 경우 모든 전류가

일의 누설 인덕턴스를 통해 흐른다고 가정하므로 자화 인덕턴스는 무시된다.

Star 구성에서 표시된 인덕턴스(

,

, 및

)는 해당 권선의 원래 누설 인덕턴스이고 Delta 구성의 경우 누설 인덕턴스(

,

, 및

)는 아래 수학식 1과 같이 계산된다. 다른 권선 사이의 역 권선비는

,

, 와

이며, 아래 첨자는 권선 번호를 나타낸다. 이 작업에서 다음 계산을 위해 특정 사용 영역에서 언급되지 않는 한 권선비는 1로 가정한다.

2.2.2 SPS 제어 TAB 회로 설명

다중 권선 고주파 변압기를 통해 3개의 능동 브리지를 연결하여 얻은 TAB 변환기도 DAB 변환기의 확장으로 간주된다. 다른 권선의 해당 누설 인덕턴스는 변압기와 직렬로 연결된 인덕터로 표시된다. 권선비는 위에서 설명한 바와 같으며, 수학적 평가의 편의를 위해 일반 변압기 권선비의 역수를 고려한다. 시뮬레이션된 다이어그램은 도면 4에 나와 있다.

SPS 제어 방식에서 작동하는 TAB 컨버터의 전력 흐름은 서로 다른 H 브리지를 제어하는 3-50% 듀티 사이클 스위칭 신호 사이에 2개의 위상 편이

및

을 적용하여 제어된다.

이것은 고주파 변압기의 단자에서 구형파를 생성한다. 다른 포트에 대한 변압기 전압 및 전류 파형 프로파일은 도면 5에 나와 있다. 다른 포트에서 해당 파형의 경우 최대 전압은 해당 포트에 연결된 전압과 같고 최소 전압은 포트 전압의 음수이다.

2.2.3 SPS 제어 TAB 수학적 분석

TAB는 DAB의 확장으로 간주되기 때문에 분석은 도면 3(b)에 표시된 TAB 변환기와 동등한 Delta를 사용하여 수행된다. Delta 등가 회로의 각 분기는 별도의 DAB 변환기로 분석되며 위상 변이 비율에 따라 다른 포트에서 결과적인 전력을 얻을 수 있다. 델타 구성의 등가 누설 인덕턴스 각각에 의해 전달되는 해당 전력은

의 경우

,

의 경우

,

의 경우

이다. 도면 6(a)는 도면 3(b)에 제시된 델타 등가 회로에서 얻은 결과 DAB의 등가 회로를 보여주고 도면 6(b)는 단일 DAB의 전류 및 전압 파형을 보여준다(

는 예로 사용되며 모두 동일한 절차) 이 분석에 사용된다(다른 모든 항목은 위상각이 다른 동일한 파형을 생성하므로 하나만 표시됨).

해당 누설 인덕턴스에 의해 전달되는 전력은 방정식

를 사용하여 얻을 수 있다. 여기서

는 구성에 대한 입력 전류의 평균이고 분석은 시스템에서 손실이 0이라는 가정으로 수행된다. 평균 입력 전류는 수학식 2에 표시된 대로 계산되며 여기서

는 해당 구성에 대한 입력 전류이다. 이 방정식은 반 주기 내에서 입력 전류의 다른 부분을 합산한다.

원래 회로의 모든 인덕턴스가 동일하고 L과 같다고 가정하면 수학식 2에 따라 델타 등가 누설 인덕턴스는

가 된다.

도면 6(b)에 표시된 순시 전류는 인덕터에 흐르는 전류의 수학식 3에서 구한다.

전압 변환 비율은

SPS 제어가 있는 반주기의 스위칭 주기는 표 1에 나와 있고 시간 프레임 사이의 시간 주기는 표 2에 나와 있다.


시간	값	시간	값
	0		0

시간 세그먼트
A
B
C

(1)

에 의해 전달된 전력 (

)

도면 6(b)에 수학식 3을 적용한다.

및 후속 방정식에서 다른 시간 프레임의 현재 방정식은 다음과 같다.

서로 다른 시간 간격으로 순시 전류를 구한 후, 다음은 반주기 내에서 입력 전류 파형 아래의 면적()을 계산한다. 이 분석에서

값은 일(1)로 가정한다.

평균 전류(

)는 수학식 9에 의해 제공된다.

T는 스위칭 주기이므로 스위칭 주파수는

이다.

이 전달한 전력은

이다.

(2)

에 의해 전달된 전력 (

)

에 의해 전달되는 전력의 경우

에 의해 전달되는 전력의 경우와 동일한 절차를 따른다. 이 구성의 경우 순시 전류는 다음과 같다(수학식 11 ~ 14).

수학식 16은 반주기 동안의 평균 전류를 제공한다.

전달된 전력은

로 표시된다.

(3)

에 의해 전달된 전력(

)

이 구성에 대한 순시 전류는 다음과 같다(수학식 18 ~ 21).

곡선 아래의 면적은 수학식 22로 주어지며 수학식 23은 평균 전류이다.

전달된 전력은

로 표시된다.

(4) 다른 포트에서 처리되는 전력

도면 7은 포트 간의 위상 변이 비율에 따라 가능한 전력 흐름 방향에 대한 요약을 제공하며 이 다이어그램에서 포트의 전력을 계산할 수 있다. 본 발명에서 수행된 분석을 위해 도면 7(a)와 2.6(b)에 제시된 구성을 고려한다.

(i) For

(도면 7(a))

이 구성의 경우 다른 포트의 전력은 이미 얻은 델타 등가 회로 전력으로 표시된다.

(ii) For

(도면 7(a)(b))

, 즉

인 구성의 경우(도면 7(b)) 서로 다른 포트의 전력은 다음과 같다.

2.3 SPS 제어 TAB의 전력 특성

위상 변이 비율과 관련하여 포트 1에 의해 전달되는 전력에 대한 방정식을 부분 미분하고 최대 지점에 대해 0과 같게 하면,

이것은

에서 SPS 제어를 통해 전달할 수 있는 최대 전력

는

이 거듭제곱

는 이 작업에서 수행된 대부분의 특성화에 대한 참조로 사용된다. 가능한 최대값(

)당 수량(여기서는 거듭제곱)을 표현한 것을 '통일값'이라고 한다.

(1) 기본에 통합된 전원 (

)

포트 1의 통합 전력은 수학식 32에 의해 제공된다.

위 방정식은

및

의 모든 값에 대해 동일한다. 도면 8은

및

와 관련하여 포트 1에서 통합 전력의 3D 플롯을 보여준다. 최대 전력은 앞서 언급한 이론적 최대값을 확인하는

에서 발생함을 알 수 있다.

(2) 세컨더리에서 통합된 파워 (

)

및

에 대해 정의된 다양한 값 범위에 대한 포트 2의 통합 전력은 수학식 33으로 제공된다.

통합 전력의 3D 플롯은 도면 9에 나와 있다. 통합 전원의 양수 값은 포트가 전원을 보내고 있음을 나타내고 음수 값은 전원을 수신하고 있음을 나타낸다.

(3) 3차에서의 통합된 파워 (

)

및

에 대해 정의된 다양한 값 범위에 대한 포트 3의 통합 전력은 수학식 34로 제공되며 통합 전력의 3D 플롯은 도면 10에 나와 있다. 이 플롯은

및

에 대한 포트 2의 정반대이다.

2.4 SPS 제어 TAB의 역류 전력

절연 변압기를 사용하는 양방향 DC-DC 컨버터의 SPS 제어를 위해 변압기 양쪽의 전압은 듀티 사이클 50%의 구형파로 제한된다. 그리고 이러한 전압 간의 통신은 절연 변압기의 누설 인덕턴스를 통해 이루어진다. 전력 흐름의 방향은 다른 포트의 전압 간의 위상차에 의해 결정된다. 전류(전력)는 선행 위상이 있는 쪽에서 지연 위상으로 흐를 것이다. 누설 인덕턴스를 통한 이러한 상호 작용으로 인해 1차 전류는 항상 1차 전압과 동상이 아니다(여기서 '1차'는 송신 포트를 나타내는 데 사용되므로 모든 포트가 될 수 있음). 이 위상 불일치의 결과는 전송된 전력의 일부가 유용한 작업(부하에 의해)에 사용되는 동안 다른 부분은 전원으로 다시 전송된다는 것이다. 소스로 다시 전송되는 이 전력을 역류 전력이라고 하며 일부 저자에서는 '무효' 전력이라고도 한다.

도면 11은 변압기 전압과 전류 사이의 위상차로 인한 역류 전력의 존재를 보여준다. 음영 영역은 하나의 스위칭 사이클 내에 존재하는 역류 전력이다. 도면 11의 음영 영역을 기반으로 이 역류 전력은 (수학식 35)로 표현된다.

Backflow 전력 분석의 복잡성으로 인해 다음과 같은 제약 조건(

)이 적용되며 모든 권선비는 1이다.

와

사이의 시간과 그 지점의 순시 전류는 다음과 같이 주어진다.

평균 전류는,

포트 1과 2 사이의 Backflow 전력은 수학식 39로 주어지며 포트 1과 포트 3 사이의 역류 전력은 수학식 40이다.

인 경우 이 제약 조건에 대한 시스템의 총 역류 전력은

,

위의 방정식을 기반으로 위상 변이 각도가 0과 다른 한 항상 일정량의 역류 전력이 있다.

,

와

일 때, 통합 Backflow 전력은

로 주어지며, 역류 전력은 위상 변이각이 증가함에 따라 기하급수적으로 증가함을 알 수 있다.

위상 변이

(

= 0.2 및 0.5)의 지정된 값에서 전압 및 스위칭 주파수에 대한 값을 무작위로 선택하면 도면 2.11은 누설 인덕턴스 범위에 대해 포트 1에 의해 전달되는 전력과 동일한 축의 역류 전력 플롯을 나타낸다.

전달된 전력은 (xx)로 표시되고 역류 전력은 (-.)로 표시된다. 전달된 전력과 역류 전력은 누설 인덕턴스 값이 변경되는 것과 거의 동일한 비율로 변경된다. 그러나 0.2에서 0.5로의 위상 변이 변화의 경우 전달 전력의 증가는 이전 값의 2배 미만인 반면 역류 전력은 이전 값의 거의 5배(기하급수적 증가)만큼 증가하는 것으로 나타났다.

3. 트리플 액티브 브리지 컨버터를 위한 역류 전력 감소.

본 발명은 Backflow 전력 감소를 위해 본 장에서 Dual Phase Shift 제어 방식을 제안하고 분석하였다.

3.1 2상 시프트 제어 설명

DPS 방식은 역류 전력을 제거하고 시스템 효율을 증가시키기 위한 목적으로 DAB 컨버터의 제어를 위한 새로운 개념으로 처음 제안된다.

1차측과 2차/3차측 전압 사이의 SPS 각도를 특징으로 하는 SPS 제어 방식과 달리, DPS 제어 방식은 각 H-브리지의 스위칭 신호 사이에 위상 천이 비율(D)을 추가한다.

이는 도면 13에 명확하게 나와 있다. 이 위상 변이 비율은 원래 단일 스위칭 신호에 연결된 각 H 브리지의 대각선 스위치 사이에 추가된다. 따라서 절연 변압기의 단자에 존재하는 기존의 구형파 전압 대신 3레벨 전압 파형이 표시된다.

, 여기서

와

는 1차에 대한 2차 및 3차의 해당 위상 변이 각도이다.

,

와

는 DC 연결 전압이고

,

와

는 서로 다른 권선 단자의 해당 변압기 전압이다. 모든 스위치의 스위칭 순서는 도면 14에 나와 있다.

회로 설명은 스위치가 별도의 신호에 의해 제어되어 추가 위상 편이를 생성하기 때문에 모든 H 브리지에 추가 신호 발생기를 추가하는 것을 제외하고는 SPS 제어 TAB의 경우와 동일하다. 따라서 변압기 단자의 전압은 더 이상 듀티 사이클이 50%인 구형파에 국한되지 않다. 전압은 이제 전압이 0(제로 전압 레벨)으로 강제되는 기간(

)이 포함된 단계 파형이다. 실험을 위한 PSIM 시뮬레이션 회로는 도면 15과 같고 TAB 변환기의 변압기 전압 및 전류 파형은 도면 16와 같다. 변압기 전압이 0인 이 기간 동안 전력 전송도 0이다. 이 조치는 위상 편이된 양방향 DC-DC 컨버터가 직면한 역류 전력 문제를 크게 처리한다. 스위치 사이에 이러한 위상 변이를 추가하면 제어의 자유도가 추가된다는 점은 주목할 가치가 있다.

3.2.1 등가 모델

DPS 제어 TAB에 대한 수학적 분석은 SPS 제어 TAB의 적과 같이 진행된다(즉, 분석은 TAB 변환기에 대한 델타 등가 회로의 DAB 등가 모델을 사용하여 수행됨). 도면 17(b)는 DPS 제어 TAB 변환기의 델타 등가 회로를 보여준다. 여기에 표시된 변압기 전압은 3단계이다.

모든 권선비가 동일하고 모두 1 (

=

=1)이며 누설 인덕턴스가 모든 권선에 대해 동일하다고 가정한다 (

=

). 그런 다음 수학식 1에 따라 델타 등가 모델의 누설 인덕턴스는

=

도면 18(a)는 TAB 변환기에 대한 델타 등가 회로에서 얻은 세 가지 DAB 등가 모델을 보여 주는 반면 도면 18(b)에서는 하나의 DAB 등가 모델(

)이 예로 사용되며 다른 모델에도 동일하게 수행할 수 있다. 변압기 단자(U) 양단의 전압, DAB 등가 누설 인덕턴스를 통해 흐르는 전류 및 TAB에 대한 입력 전류.

는 누설 인덕턴스

에 흐르는 전류이다.

3.2.2 DPS 제어로 전달된 전력

전송된 전원을 얻는 절차는 SPS와 동일하다. 해당 누설 인덕턴스에 의해 전달되는 전력은 시스템에 손실이 없다는 가정 하에 다음 등식

를 사용하여 구한다. 여기서

는 구성에 대한 입력 전류의 평균이다. 평균 입력 전류는 수학식 42에 표시된 대로 계산되며, 여기서

SPS 제어에 대한 분석과 동일하게 원래 회로의 모든 누설 인덕턴스는 동일하고 L과 같으며 델타 등가 누설 인덕턴스는

가 된다. 도면 18(b)의 순시전류는 인덕터에 흐르는 전류의 식으로부터 구한다.

다른 구성에 대한 전압 변환 비율은,

DPS 제어를 사용하는 반주기 동안의 스위칭 주기는 표 3에 나와 있고 시간 프레임 사이의 시간 주기는 표 4에 나와 있다.


시간	값	시간	값
	0		0

시간 세그먼트
A
B
C
D
E
F

(1)

에 의해 전달된 전력 (

)

도면 18(b)의 수학식 43를 적용하면 다음을 얻는다.

수학식 44에서 다른 시간 프레임의 후속 순시 전류 방정식은 다음과 같다.

에 대한 현재 곡선 아래의 면적 구하기에서,

에서 순시 전류는,

반주기 동안의 평균 전류는 (

) =

/

(2)

에 의해 전달된 전력 (

)

에 의해 전달된 전력의 경우

에 의해 전달된 전력의 경우와 동일한 절차를 따른다. 이 구성의 경우 순시 전류는 다음과 같다.

에 대한 전류 곡선 아래의 면적을 구하면

에서 순간 전류는 다음과 같이 된다

반주기 동안의 평균 전류는 (

) =

/

(3)

에 의해 전달된 전력 (

)

에 의해 전달된 전력의 경우 순시 전류는 다음과 같이 주어진다.

에 대한 현재 곡선 아래 영역 찾기.

에서 순시 전류는

반주기 동안의 평균 전류는 (

) =

/

(4) 다른 포트에서 처리되는 전력

도면 19는 이 작업에서 실험된 두 가지 주요 작동 모드를 보여준다. 도면은 전력 흐름의 방향이 위상 변이 비율

및

에 따라 달라지는 것을 보여준다. 그리고 전력 흐름 방향을 나타내는 이 다이어그램에서 각 포트에서 처리되거나 전달되는 전력 방정식을 결정할 수 있다.

(i) For

(도면 19(a))

이 작동 모드(

)의 경우 다른 포트의 전력은 이미 얻은 델타 등가 회로 전력으로 표시된다.

(ii) For

(도면 19(b))

이 작동 모드(

다른 포트의 전력은 다음과 같이 주어진다.

3.3 DPS 제어 TAB의 전원 특성

앞서 2장에서 말했듯이 위상 변이 비율과 관련하여 포트 1(SPS 제어 TAB의)에 의해 전달되는 전력에 대한 방정식을 부분 미분하고 최대 지점에 대해 0과 같게 하면 다음을 얻다.

이 거듭제곱(

)은 이 장에서 수행된 특성화(통합 값)에 대한 참조로 사용된다.

3.3.1 1차에서 통합된 전력(

)

포트 1의 통합 전력은 다음과 같이 주어진다.

수학식 84는

와

의 모든 값에 대해 동일하다.

일 때 방정식은

식은 SPS 제어 TAB의 경우와 동일하다. 플롯은 도면 20(a)와 같으며

일 때 최대 전력이 얻어짐을 알 수 있다.

라고 가정하면 포트 1의 통합 전원은 다음과 같이 된다.

내부 위상 변이 D와 외부 위상 변이

에 대한 통합 전력의 플롯은 도면 20(b)와 같다.

인 경우 통합 전원은 다음과 같다.

도면 20(c)에 표시된 D 및

에 대한 통합 전력의 플롯.

를 가정하면 수학식 은 포트 1에 의해 전달되는 통합 전력이며 도면 20(d)에 나와 있다.

3.3.2 2차에서 통합된 전원(

)

수학식 89는 이 구성에 대한 통합 전력을 제공하며

일 때 방정식은 수학식 90이 된다.

3D 플롯은 도면 21(a)와 같다.

일 때 통합 전력은 식(3,50)이 되며

와

에 대한 3D 플롯은 도면 21(b)와 같다.

3.3.3 3차에서 통합된 전력 (

)

이 포트에서의 통합 전력은 수학식 92로 주어지며

일 때 식은 수학식 93이 된다. 3D 플롯은 도면 22(a)와 같다.

일 때, 통합 전력은 수학식 94로 주어지며,

와

에 대한 3차원 플롯은 도면 22(b)와 같다.

3.4 DPS 제어 TAB의 Backflow 전력

앞서 2장에서 논의한 바와 같이 역류 전력은 누설 인덕턴스를 통해 흐르는 전류와 누설 인덕턴스 양단의 전압 간의 위상차에 의해 발생한다. 이 위상차는 절연 변압기의 1차 권선과 2차 또는 3차 권선의 전압 사이의 위상 편이 효과에 의해 발생한다. 앞서 언급했듯이 이 역류 전력을 최소화하거나 제거하기 위해 변압기의 다른 권선에 걸친 전압은 SPS 제어 알고리즘의 경우와 같이 듀티비가 50%인 구형파에 국한되어서는 안 된다.

DPS 제어 방식을 사용하면 변압기 단자를 가로지르는 전압이 더 이상 구형파가 아니라 3레벨 전압 프로파일임을 알 수 있다. 이를 통해 역류 전력이 크게 감소하고 특정 제약 조건을 적용하면 역류 전력을 컨버터에서 완전히 제거할 수 있다. 도면 23은 변압기 전압 파형에서 '제로 전압 레벨'의 도입으로 인해 감소된 역류 전력을 표시하는 전압 및 전류 프로파일을 보여준다.

도면 23에 따르면 역류 전력은 다음과 같이 주어진다.

역류 전력 분석의 복잡성으로 인해 다음 제약 조건(

)이 적용되고 모든 권선비는 1이다.

와

사이의 시간과 그 지점의 순간 전류는 다음과 같이 주어진다.

곡선 아래의 면적은

평균 전류는

포트 1과 2 사이의 역류 전력은

이고 포트 1과 포트 3 사이의 역류 전력은 수학식 101에 따른다.

인 경우 이 제약에 대한 시스템의 총 역류 전력은

이고 수학식 102로 표현된다.

와

의 경우 역류 전력의 방정식은 수학식 103이 된다.

따라서 DPS 제어 TAB에 대한 통합 역류 전력은 수학식 104로 제공되며 3D 표면 플롯은 도면 24에 나와 있다.

3.4.1 역류 전력의 완전한 제거

시스템의 복잡성과

와

의 무수한 가능한 조합으로 인해 가능한 다양한 작동 모드에서 시스템을 완전히 분석하는 것은 매우 어렵다. 시연을 위해 역류 전력의 분석 및 계산을 위해 하나의 작동 모드만 고려했다(즉,

및

일 때). 다른 작동 모드(PSIM 시뮬레이션)를 실험하는 동안 특정 제약 조건에서 역류 전력이 제거될 수 있음이 관찰되었다.

이 모드의 경우

와

일 때 역류 전력이 0(

)인 것이 관찰되었으며 이는 도면 25에 설명된 시뮬레이션에 의해 확인되었다. 추가 시뮬레이션은

및

일 때 역류 전력도 제거됨을 보여주었다. 이것은 공식을 유도할 때 이 연산 모드(

)를 고려하지 않았기 때문에 공식에서 표시할 수 없다.

4. SPS와 DPS Controlled TAB의 비교

이 장에서는 SPS와 DPS 제어 TAB 변환기의 비교 발명을 제공한다. 각 제어 체계에 대해 비교할 다른 양을 제시하고 차이점을 설명하면서 간략한 분석을 수행한다.

4.1 스위칭 주기

SPS 제어에 대한 스위칭 주기는 도면 26(a)에 표시되고 DPS 제어에 대한 전환 주기는 도면 26(b)에 표시된다. 설명을 위해 하나의 H-브리지(1차)에 대한 스위칭 주기만 제시했지만 다른 모든 브리지는 해당 H-브리지에 대한 각각의 위상 변이 각도를 포함하는 것을 제외하고는 동일한 패턴을 따른다(2차 및 2차에 대한

3차의 경우

).

SPS의 경우 대각선 스위치 세트(Q1 및 Q4, Q2 및 Q3)가 동위상이며 단일 스위치 컨트롤러에서 전환될 수 있는 반면 DPS의 경우 각 세트의 스위치 간에 위상 편이가 추가되어 별도의 스위치 컨트롤러에서 제어해야 한다.

4.2 전류 및 전압 파형

4.2.1 변압기 전압 파형

SPS 및 DPS 제어 TAB의 변압기 전압은 각각 도면 27(a)와 도면 27(b)에 나와 있다. SPS 제어의 경우 고주파 변압기 단자의 모든 전압은 50% 듀티 사이클의 구형파로 제한된다. 또한 2차 및 3차 권선 양단의 전압은 스위칭 기간(

)의 절반에 해당하는 분수(

및

)만큼 위상 편이된다. DPS 제어의 경우 권선 전압은 50% 듀티의 구형파에 국한되지 않고 3단계 단계 프로파일이다. 추가된 위상 변이 비율(D)은 이 기간(

) 동안 변압기 전압을 0으로 고정한다. 이 추가된 위상 변이는 내부 위상 변이라고도 한다.

DPS 제어 방식의 전압 파형은 SPS 제어 방식에 비해 정현파 파형에 더 가깝다.

비정현파는 기본 성분과 함께 고조파를 포함하고 이러한 고조파는 기계의 철손을 증가시켜 전체 효율을 감소시키는 것으로 알려져 있다. 따라서 효율성 최적화 측면에서 DPS 제어가 바람직하다.

4.2.2 변압기 전류 파형

변압기 전류는 해당 권선(각각

및

)을 통해 흐르는 전류를 나타내며 도면 28에 나와 있다. 도면 28(a)는 SPS의 경우를 나타내고 도면 28(b)는 DPS 제어의 경우를 보여준다. 전압 파형과 마찬가지로 DPS 제어는 SPS 제어에 비해 훨씬 더 나은 정현파를 생성한다.

따라서 파형 프로파일을 기반으로 DPS 제어 TAB는 SPS 제어 방식에서 작동하는 TAB와 비교하여 전기 장비의 와전류 및 히스테리시스 손실이 사인파에 대해 더 적기 때문에 더 나은 효율성을 갖는다는 결론을 내릴 수 있다.

4.2.3 DAB 등가 회로 전류 파형

앞서 2장과 3장에서 TAB 변환기는 DAB 변환기의 확장이며 TAB의 분석은 델타 등가 회로 표현(3-DAB 연결과 동일)으로 진행되며 결과 전력은 TAB의 다른 포트는 이러한 DAB 사이에 전달되는 전력과 이들 사이의 위상 변이 각도를 기반으로 한다(TAB 변환기의 전력 삼각형 참조).

다른 DAB의 누설 인덕턴스를 통해 흐르는 전류는 도면 29와 같다. DPS 제어 DAB 등가 회로의 파형(도면 29(b))은 SPS 제어(도면 29(a))의 파형과 비교할 때 훨씬 더 나은 정현파임을 알 수 있다.

따라서 코어 손실이 줄어들기 때문에 DPS 제어를 사용할 때 여전히 더 나은 효율성을 설명한다.

4.3 최대 전류 비교

이 섹션에서는 SPS에 존재하는 최대 변압기 전류와

및

에서 DPS 제어에 대한 전류를 비교한다. 이 작동 모드 모드의 경우 1차측은 2차측과 3차측 모두에 전력을 전송하므로

및

의 값에 관계없이 , 최대 전류는 항상 1차(포트 1)에 있다.

그래서 이를 바탕으로 1차 전류 파형을 분석하였다. 이 전류는 스위치와 변압기를 통해 흐르는 가능한 최대 전류이다. 전류 흐름은 손실을 추가하는 변환기에 스트레스를 일으키기 때문에 변환기를 통해 흐르는 가능한 최대 전류를 줄이면 효율성도 증가한다.

전압변환비(

)를 기준으로 다른 분석을 수행하였다. 특성 분석은

와

에 대해 제시되고, 각 상황에 대한 예시 표는 사양과 함께 제공된다. 시뮬레이션에서 읽은 최대 전류가 제공되며(

) 동일한 사양에 대한 최대 전류의 이론적 계산 값도 제공된다. 시뮬레이션 결과는

이고 이론적으로 얻은 결과는

이다. 이론적으로 구한 값은 모든 경우에 대해 시뮬레이션 결과와 거의 동일함을 알 수 있다. 이것은 이전에 얻은 전류 방정식의 정확성을 확인한다.

.

(1) k < 1일 때 최대 전류

전류 및 전압 파형은 도면 30과 같다. 시뮬레이션은 SPS와 DPS 제어 모두에 대해 동일한

값으로 수행된다.

도면 30에서 SPS 제어의 최대 순간 전류는

에서 발생하고 DPS 제어의 경우

에서 발생한다. k<1에서 주어진 외부 위상 편이(

)에 대해 최대 전류는 SPS 제어 방식에 대해 상대적으로 더 크다는 것을 알 수 있다. 따라서 SPS 제어는 최대 전류로 인해 더 많은 손실을 발생시킨다. 표 5에서 명시된 외부 및 내부 위상 변이 각도에 대해 정상 상태에서 SPS 제어에 존재하는 최대 전류가 DPS 제어에 대한 것보다 더 크고 이론적인 값도 이 사실을 확인한다.

	(°)	(°)	f (kHz)	(V)	(V)	(V)	L (uH)	n	(A)	(A)
SPS	60	-	30	400	600	600	5	1	521.3	518.3
DPS	60	35	30	400	600	600	5	1	476.9	475.3

(2) k = 1일 때 최대 전류

도면 31은 이 조건을 보여준다. 도면에서 k=1일 때 SPS의 최대 순간 전류는 최대 전류로 인한 손실이 동일함을 나타내는 DPS 제어의 경우와 동일함을 알 수 있다. 최대 순간 전류 SPS 제어는 t=D _{m} T/2`````to````t=T/2 ~

에서 발생하는 반면 DPS 제어의 경우 t=(D _{m} +D)T/2`````to`````t=T/2 ~

에서 발생한다.

표 6는 이 구성(

)에 대해 시뮬레이션된 샘플 사양을 보여준다. 최대 전류에 대해 시뮬레이션된 값과 이론적으로 얻은 값은 모두 SPS 및 DPS 제어 TAB에서 동일함을 보여준다.

	(°)	(°)	f (kHz)	(V)	(V)	(V)	L (uH)	n	(A)	(A)
SPS	60	-	30	600	600	600	5	1	444.7	444.4
DPS	60	35	30	600	600	600	5	1	444.3	444.4

(3) k > 1일 때 최대 전류

SPS에 대한 최대 순간 전류는 DPS 제어에 대한 것보다 크다. 이는 최대 전류로 인한 손실이 DPS 제어에 대한 것보다 SPS에 대해 더 크다는 것을 나타낸다. 최대 순간 전류 SPS 제어 및 DPS 제어에 대한 전류는 모두

에서 발생한다. 다이어그램은 도면 32과 같다. 따라서 SPS 제어는 이 조건에 대한 최대 전류로 인해 더 많은 손실을 발생시킨다.

	(°)	(°)	f (kHz)	(V)	(V)	(V)	L (uH)	n	(A)	(A)
SPS	60	-	30	600	600	600	5	1	514.8	518.5
DPS	60	35	30	600	600	600	5	1	473.5	475.3

이전 구성과 동일하게 표 7은

및 제시된 결과가 정상 상태 동작에서 존재하는 최대 전류가 DPS 제어 방식보다 SPS 제어에 대해 더 크다는 것을 확인하는 경우를 제시한다.

결론적으로, SPS 제어는

일 때를 제외하고 DPS 제어 방식에 비해 최대 순시 전류로 인해 더 많은 손실을 발생시킨다.

4.4 다른 포트의 전력 비교

서로 다른 포트의 전력을 비교하기 위해 내부 및 외부 위상 변이 비율(각각

및

)에 대해 각 포트에 대한 통합 전력을 플롯한 3D 플롯이다.

내부 위상 이동은 방정식이 내부 위상 이동과 독립적이기 때문에 SPS 제어에 영향을 미치지 않다.

더 나은 이해를 위해 두 가지 관점을 설명한다. 마지막에는 샘플 설계에 대한 사양이 포함된 표가 제공되며 지정된 위상 변이 각도에 대해 서로 다른 포트에서 전력의 시뮬레이션 결과가 표시된다. 다른 경우에 대해 다른 포트에서 전력에 대해 이론적으로 얻은 값도 제시되고 시뮬레이션된 결과와 비교된다.

(1) 포트 1의 통합 전원

상술한 2장과 3장에서 포트 1의 통합 전력은 다음과 같이 주어진다.

SPS 제어를 위해,

DPS 제어를 위해.

의 경우 방정식은 SPS의 경우

가 되고 DPS의 경우

가 된다.

플롯은 도면 33과 같다. 주어진

값에 대해

에서 SPS 및 DPS 제어에 대한 통합 전력은 동일하다는 것이 관찰된다.

내부 위상 편이가 점차 증가함에 따라 DPS 제어에 따른 통합 전력은 점차 감소하지만 SPS에 대한 통합 전력은 동일하게 유지된다.

(2) 포트 2의 통합 전원

2장과 3장과 관련하여

및

용 포트 2의 통합 전원은 SPS의 경우

로, DPS의 경우

로 표시된다. 플롯은 도면 34와 같다.

응답은 위상 변이 비율(SPS 및 DPS 모두에 대해)과 관련하여 포트 1의 응답과 동일하지만 음의 방향이다. 음의 곡선은 포트에 전원이 공급되고 있음을 나타낸다.

또한 통합 전력의 최대값은

, 즉 0.5이므로 관찰할 수 있다. 포트 1에서 전달되는 전력의 절반은 포트 2에서 소비되고 절반은 포트 3에서 소비된다.

(3) 포트 3의 통합 전원

이후 포트 3에 대한 분석은 포트 2에 대한 분석과 동일하다.

및

에 대한 포트 3의 통합 전원은 SPS에 대해

로, DPS에 대해

로 제공된다. 플롯은 도면 35과 같다.

도면은 위상 편이 비율(SPS 및 DPS 제어 모두에 대해)과 관련하여 포트 2의 경우와 동일하다. 음의 곡선은 포트에도 전원이 공급되고 있음을 나타내며 통합 전원의 최대값은

이므로 0.5이다. 포트 1에서 처리되는 전력의 절반은 포트 2에서 소비되고 절반은 포트 3으로 전달된다.

표 8은 PSIM에 대한 시뮬레이션 후 얻은 샘플 설계 사양과 결과를 보여주며, 다른 포트에서 처리되는 전력에 대해 이전에 도출된 방정식을 기반으로 MATLAB에서 이론적으로 얻은 결과를 보여준다. 시뮬레이션은 30kHz의 스위칭 주파수에서 수행되었으며, 모든 누설 인덕턴스는 20uH와 동일하고 전압은 동일하고 600V와 동일하며 모든 권선비는 1과 같다. 위상 편이에 해당하는 다른 위상 편이 각도 비율은 표에 표시되어 있으며 다른 경우에 대한 다른 포트의 전력도 표시된다. 검정력에 대한 PSIM 시뮬레이션 값은

,

로 표시되고 MATLAB은 3장에서 얻은 방정식을 기반으로 이론적으로 계산된 값을

,

로 표시한다. 이 표는 이론적으로 얻은 값이 모든 경우에 시뮬레이션된 값과 거의 동일함을 보여준다. 이것은 2장과 3장에서 얻은 방정식이 정확함을 증명한다.

4.5 역류 전력 비교

역류 전력은 도면 36의 음영 영역으로 표시된다. 면적의 크기는 역류 전력에 정비례한다. 이 영역은 SPS 제어 TAB와 비교하여 DPS 제어 TAB의 경우 매우 작다. 역류 전력은 컨버터에서 전력 손실의 큰 할당량을 설명하는 것으로 알려져 있어 이를 줄이는 것은 컨버터의 전체 효율에 긍정적인 영향을 미친다. 따라서 DPS 제어 TAB의 효율성은 역류 전력을 기반으로 하는 SPS 제어 TAB의 효율성보다 크다.

표 9는 표시된 위상 변이 각도에서 역류 전력(

) 및 포트 1의 전력(

)에 대해 이론적으로 얻은 값(MATLAB 사용)과 포트 1에서 생성할 수 있는 최대 전력(

)이 있는 샘플 사양을 나타낸다.

동일한 외부 위상 변이 비율에서 SPS 제어 TAB의 역류 전력은 DPS 제어 TAB의 거의 2.5배임을 알 수 있다.

Type	(°)	(°)	f (kHz)	(V)	(V)	L (uH)	n	/(kw)	/(kw)	/(kw)
SPS	60	-	30	600	400	20	1	9.07	29.63	33.333
DPS	60	30	30	600	400	20	1	3.75	27.78	33.333

추가 시뮬레이션을 기반으로 DPS 제어 방식을 사용하면 역류 전력을 완전히 제거할 수 있음이 관찰되었다. 그건; 특정 제약 조건 하에서 DPS 제어의 음영 영역은 파형에서 제거될 수 있다.

.

그럼에도 불구하고 이러한 제약은 SPS 제어 TAB에 거의 또는 전혀 긍정적인 영향을 미치지 않다. 이것은 도면 37에 설명되어 있다.

도면 38은 SPS와 DPS 제어 TAB 모두에 대한 통합 역류 전력의 3D 플롯을 보여준다.

상기 2장과 3장에서 도출된 방정식을 기반으로 SPS와 DPS에 대한 통합 역류 전력은 각각

와

이다. 내부 위상 편이 비율이 0일 때 역류 전력은 SPS 및 DPS 제어 TAB 모두에 대해 동일함을 알 수 있다. 그러나 내부 위상 변이가 점차 증가함에 따라 내부 위상 변이가 외부 위상 변이(

)와 같아지는 지점까지 통합 전력이 0이 되는(역류 전력이 제거됨) DPS에 대한 통합 전력이 감소한다. SPS 제어와 관련하여 통합된 역류 전력은 컨버터가 체계적으로 꺼지는

때까지 지수적 특성을 계속 유지한다.

Claims

Tab(Triple-Active Bridge) 컨버터의 각 포트에 DPS(Dual-Phase Shift) 제어 방식인 이중 위상 편이 제어 기능을 사용하는 Dual-Phase Shift를 이용한 3포트 DC-DC 컨버터의 Backflow power 제거 시스템.
청구항 1에 있어서,
상기 Tab 컨버터의 각 브리지의 대각선 스위치 사이에 위상 편이 각도
를 추가하고, 상기 3포트 컨버터에 존재하는 역류 전력을 줄이는 것을 특징으로 하는 Dual-Phase Shift를 이용한 3포트 DC-DC 컨버터의 Backflow power 제거 시스템.
청구항 1에 있어서,
상기 Tab 컨버터의 브릿지의 2차 단자(브릿지 2)의 전압은 1차(브릿지 1)의 전압에서
로 위상 시프트되고, 3차(브릿지 3)의 전압은 1차(브릿지 3)의 전압에서
로 위상 시프트되는 것을 특징으로 하는 Dual-Phase Shift를 이용한 3포트 DC-DC 컨버터의 Backflow power 제거 시스템.
청구항 1에 있어서,
상기 Tab 컨버터 중 3포트 DC-DC 컨버터는 변압기 단자에 사각 전압 파형이 인가되는 것을 특징으로 하는 Dual-Phase Shift를 이용한 3포트 DC-DC 컨버터의 Backflow power 제거 시스템.
청구항 1에 있어서,
상기 Tab 컨버터 브릿지의 각도
와
는 각각 위상 편이 비율
와
에 대해
그리고
인 것을 특징으로 하는 Dual-Phase Shift를 이용한 3포트 DC-DC 컨버터의 Backflow power 제거 시스템.
DAB(Dual Active Bridge) 컨버터에서 SPS 제어 방식의 한계를 보완하기 위한 스위칭 방식으로 역류전력을 감소시켜 효율을 높이고 스트레스를 줄이기 위해 Tab 컨버터 중 3포트 DC-DC 컨버터에 DPS(Dual-Phase Shift) 제어 방식을 사용하는 것을 특징으로 하는 Dual-Phase Shift를 이용한 3포트 DC-DC 컨버터의 Backflow power 제거 시스템.
청구항 6에 있어서,
상기 Tab 컨버터 중 3포트 DC-DC 컨버터의 모든 포트에 DPS 제어 방식을 구현하는 것을 특징으로 하는 Dual-Phase Shift를 이용한 3포트 DC-DC 컨버터의 Backflow power 제거 시스템.
청구항 6에 있어서,
상기 DPS 제어 방식의 변압기 단자의 기존 사각 파형 대신 3레벨 전압 파형인 것을 특징으로 하는 Dual-Phase Shift를 이용한 3포트 DC-DC 컨버터의 Backflow power 제거 시스템.
청구항 8에 있어서,
상기 DPS 제어 방식인 3레벨 전압 파형에는 영전압 레벨이 포함되는 것을 특징으로 하는 Dual-Phase Shift를 이용한 3포트 DC-DC 컨버터의 Backflow power 제거 시스템.
청구항 6에 있어서,
상기 DPS 제어 방식을 사용하는 변압기 전류는 사인파 또는 사인파와 유사한 것을 특징으로 하는 Dual-Phase Shift를 이용한 3포트 DC-DC 컨버터의 Backflow power 제거 시스템.
Dual-Phase Shift를 이용한 3포트 DC-DC 컨버터의 Backflow power 제거 시스템에 있어서,
이중 위상 시프트 제어(Dual-Phase Shift) 방식으로, Dual-Phase Shift를 이용한 3포트 DC-DC 컨버터의 Backflow power 제거 시스템의 각 브릿지는 두 개의 독립 스위치 컨트롤러에 의해 제어되며, 각 브리지의 대각선 스위치 사이에 위상 편이 각도
를 추가하고, 추가된 위상 편이 각도에 해당하는 위상 편이 비율은
인 것을 특징으로 하는 Dual-Phase Shift를 이용한 3포트 DC-DC 컨버터의 Backflow power 제거 시스템.
청구항 11에 있어서,
상기 컨버터의 각 브리지에서 대각선으로 배치된 반도체 스위치의 스위칭 신호 사이에 추가 위상 변이 각도를 사용하여 컨버터의 제어 자유도가 증가시키고, DPS 제어 방식의 경우 사용 가능한 제어 인덱스는 세 가지 제어 인덱스
,
및
인 것을 특징으로 하는 Dual-Phase Shift를 이용한 3포트 DC-DC 컨버터의 Backflow power 제거 시스템.
청구항 11에 있어서,
상기 이중 위상 시프트 제어 방식과 고주파 절연 변압기 매개변수의 선택을 통해 역류 전력을 0으로 만들 수 있으므로 전체 시스템 효율성이 향상되는 것을 특징으로 하는 Dual-Phase Shift를 이용한 3포트 DC-DC 컨버터의 Backflow power 제거 시스템.
청구항 11에 있어서,
상기 이중 위상 시프트 제어 방식은 컨버터의 RMS 전류를 감소시켜 전도 손실을 줄이는 것을 특징으로 하는 Dual-Phase Shift를 이용한 3포트 DC-DC 컨버터의 Backflow power 제거 시스템.
청구항 11에 있어서,
상기 이중 위상 시프트 제어 방식을 통해 기존 SPS 제어 방식에 비해 항상 더 작은 Backflow 전력을 유도하는 것을 특징으로 하는 Dual-Phase Shift를 이용한 3포트 DC-DC 컨버터의 Backflow power 제거 시스템.
이중 위상 시프트 제어 방식을 사용하는 컨버터의 포트에서 전력에 대한 파생 방정식은 위상 변이 비율 범위를 나타내는 방정식으로 DPS에 제공되는 데 있어, 모든 변압기 권선의 권수는 동일한 것으로 가정하는 것을 특징으로 하는 Dual-Phase Shift를 이용한 3포트 DC-DC 컨버터의 Backflow power 제거 시스템.
청구항 16에 있어서,
상기 DPS의 H-브리지(셀)의 대각선 스위치 사이에 추가 위상 변이 각도를 포함하는 것을 특징으로 하는 Dual-Phase Shift를 이용한 3포트 DC-DC 컨버터의 Backflow power 제거 시스템.
청구항 16에 있어서,
상기 DPS의 제어 방식은 각 H-브리지의 스위칭 신호 사이에 위상 천이 비율(D)을 생성하는 방식인 것을 특징으로 하는 Dual-Phase Shift를 이용한 3포트 DC-DC 컨버터의 Backflow power 제거 시스템.
청구항 16에 있어서,
상기 DPS의 제어 방식은
이고, 여기서
는 각 H-브리지(셀)의 대각선 스위치 사이에 추가된 위상 변이 각도이고
와
는 1차에 대한 2차 및 3차의 해당 위상 변이 각도인 것을 특징으로 하는 Dual-Phase Shift를 이용한 3포트 DC-DC 컨버터의 Backflow power 제거 시스템.
청구항 16에 있어서,
상기 DPS의 제어 방식에서는 각 H-브리지의 대각 스위칭 신호 사이에 추가적인 위상각(
)이 추가되고 추가된 위상 천이각은 내부 위상 천이각인 것을 특징으로 하는 Dual-Phase Shift를 이용한 3포트 DC-DC 컨버터의 Backflow power 제거 시스템.
DPS 제어 방식에서는 각 H-브리지의 대각 스위칭 신호 사이에 추가적인 위상각(
)이 추가되며, 추가된 위상 천이각은 내부 위상 천이각이고,
DPS를 통해 기존 SPS 제어 방식에 비해 항상 더 작은 Backflow 전력을 유도하는 Backflow 전력 제거 모듈;을 포함하는 Dual-Phase Shift를 이용한 3포트 DC-DC 컨버터의 Backflow power 제거 시스템.
청구항 21에 있어서,
상기 Backflow 전력 제거 모듈은 브리지 1과 브리지 2 사이의 위상 이동은 브리지 1과 브리지 3 사이의 위상 이동과 동일하다 가정하고, 1차 권선 양단의 전압은 시간
에서 양의 값이 되고 해당 전류는
에서 양의 값이 되고, 전압은 시간
에서 음이 되고 전류는
에서만 음이 되어, 기간
및
동안 전류와 전압 사이의 위상 차이가 발생하는 것을 특징으로 하는 Dual-Phase Shift를 이용한 3포트 DC-DC 컨버터의 Backflow power 제거 시스템.
청구항 21에 있어서,
상기 Backflow 전력 제거 모듈을 통해 제로 전압 레벨이 포함된 단계 전압 파형이 생성되어, 위상 변이 각도는
(즉,
)의 위상 변이 비율에 해당하는 것을 특징으로 하는 Dual-Phase Shift를 이용한 3포트 DC-DC 컨버터의 Backflow power 제거 시스템.
청구항 21에 있어서,
상기 DPS의 Backflow 영역은
과
에서 시작하여 단일 스위칭 기간 동안 각각
과
에서 끝나는 것을 특징으로 하는 Dual-Phase Shift를 이용한 3포트 DC-DC 컨버터의 Backflow power 제거 시스템.
청구항 22에 있어서,
상기 위상 차이로 인해 발생되는 Backflow 전력이 한 스위칭 주기 내에서 두 번 발생하며 이 전력은 입력 전류 파형 그래프의 하측 영역에 표시되고, 음영 영역의 면적은 Backflow 전력의 크기에 정비례하기 때문에 DPS는 기존 SPS 제어 방식에 비해 항상 더 작은 Backflow 전력을 유도하는 것을 특징으로 하는 Dual-Phase Shift를 이용한 3포트 DC-DC 컨버터의 Backflow power 제거 시스템.
청구항 22에 있어서,
상기 DPS 제어 방식을 사용하는 컨버터의 다른 포트에서 전력에 대한 파생 방정식은 위상 변이 비율 범위에 대한 아래 수학식으로 제공되는 것을 특징으로 하는 Dual-Phase Shift를 이용한 3포트 DC-DC 컨버터의 Backflow power 제거 시스템.
[수학식]
청구항 21에 있어서,
상기 DPS 제어 방식은 고조파를 일정치 이하로 포함하여 자기 회로에서 철 손실이 일정치 보다 적은 사인파에 가까운 파형을 생성하는 것을 특징으로 하는 Dual-Phase Shift를 이용한 3포트 DC-DC 컨버터의 Backflow power 제거 시스템.
청구항 21에 있어서,
상기 DPS 제어 방식에서 변압기의 전력은 선행 위상 편이 각도를 가진 브리지에서 지연되는 브리지로 흐르는 것을 특징으로 하는 Dual-Phase Shift를 이용한 3포트 DC-DC 컨버터의 Backflow power 제거 시스템.
청구항 21에 있어서,
상기 DPS 제어 방식에서 Tab(Triple-Active Bridge) 컨버터의 각 포트에 DPS(Dual-Phase Shift) 제어 방식인 이중 위상 편이 제어 기능을 사용하는 Dual-Phase Shift를 이용한 3포트 DC-DC 컨버터의 Backflow power 제거 시스템.
청구항 21에 있어서,
상기 DPS 제어 방식은 이중 위상 시프트 제어(Dual-Phase Shift) 방식으로, Dual-Phase Shift를 이용한 3포트 DC-DC 컨버터의 Backflow power 제거 시스템의 각 브릿지는 두 개의 독립 스위치 컨트롤러에 의해 제어되며, 각 브리지의 대각선 스위치 사이에 위상 편이 각도
를 추가하고, 추가된 위상 편이 각도에 해당하는 위상 편이 비율은
인 것을 특징으로 하는 Dual-Phase Shift를 이용한 3포트 DC-DC 컨버터의 Backflow power 제거 시스템.