CN111868545B - 一种卫星通信导航信号生成方法、装置及接收方法、装置 - Google Patents

Abstract

一种基于扩频码时移位置调制的卫星通信导航信号生成方法，包括：生成导频信号分量扩频码和数据信号分量扩频码(110)；根据导频信号分量扩频码，调制生成导频分量扩频调制信号S_pilot(t)(120)；根据数据信号分量扩频码，采用扩频码时移为止调制的方式对二进制的电文或数据信息进行调制，生成数据分量扩频调制信号S_data(t)(130)；采用中心频率为f_c、相位不相同的载波，将导频分量扩频调制信号S_pilot(t)和数据分量扩频调制信号S_data(t)调制到射频，得到两路射频分量信号，再将两路射频信号分量叠加，得到射频调制信号S_RF(t)(140)。还涉及一种卫星通信导航信号接收方法、生成装置、接收装置。

Description

一种卫星通信导航信号生成方法、装置及接收方法、装置

技术领域

本发明涉及卫星导航件技术领域，尤其涉及一种卫星通信导航信号生成方法、装置及接收方法、装置。

背景技术

国际上对卫星导航信号扩频调制方式的研究历程可以大致分为三个阶段：第一阶段是BPSK时期(2000年之前)，从20世纪70年代GPS始建开始，到2000年左右，导航信号都采用BPSK-R直接序列扩频调制技术；第二阶段是BOC时期(2000-2004年)，Betz提出了BOC调制的概念，拉开了新一代卫星导航信号设计的序幕，与BPSK-R相比，从信号体制上提高了伪距测量的精度，并具有更好的多径抑制和抗干扰能力；第三阶段是MBOC时期(2005年至今)，2005年Betz和他的团队又提出BCS调制的概念，并衍生出了Crazy BPSK、复合BCS(Composite BCS,CBCS)、交替BCS(Alternative BCS,ABCS)、复合BOC(Composite BOC,CBOC)、时分复用BOC(TMBOC)、正交复用BOC(QMBOC)等扩频调制技术，这些技术方案使得卫星导航扩频调制的灵活性进一步提高。

当前，在第三阶段演进的基础上，为兼顾捕获、跟踪精度和电文数据的传输，在GPS、伽利略、北斗等卫星导航***中，普遍采用了导频通道与电文数据通道分离的传输方式，其中导频通道不传输数据信息，仅用于传输测距定位信号，数据通道则用于传输电文、短报文等数据信息，这使得测距信号的积分时间可以远远大于扩频调制码元的持续时间，提高了接收机的捕获、跟踪与测距精度。

现有的技术体制下，增大导频信号与电文数据信号的功率比，虽可进一步提升接收机的性能，但意味着电文数据传输速率或可靠性的降低。

探索新体制卫星通信导航信号设计，充分利用受限的星上发射功率，在不降低电文数据信号的传输速率和可靠性的前提下，进一步增大导频信号与数据信号的功率比，进而提高接收机捕获跟踪性能、定位精度等技术性能指标，是当前卫星导航信号设计面临的一项技术难题，也是卫星导航***发展进步的关键。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是针对现有技术的不足，提供一种卫星通信导航信号生成方法、装置及接收方法、装置。

本发明解决上述技术问题的技术方案如下：一种卫星通信导航信号生成方法，包括：

生成导频信号分量扩频码和数据信号分量扩频码；

根据导频信号分量扩频码，调制生成导频分量扩频调制信号S_pilot(t)；

根据数据信号分量扩频码，采用扩频码时移位置调制的方式对二进制的电文或数据信息进行调制，生成数据分量扩频调制信号S_data(t)，所述扩频码时移位置调制是指：根据预调制二进制的电文或数据信息的不同，数据分量扩频码序列在位置码元时间区间T_s内进行移位，移位的最小时间间隔为1个扩频码码片周期T_c，T_s与导频信号分量的扩频码周期T_pilot的对应关系为：T_s＝k×T_pilot，k>0；

采用中心频率为f_c、相位不相同的载波，将所述的导频分量扩频调制信号S_pilot(t)和数据分量扩频调制信号S_data(t)调制到射频，得到两路射频分量信号，再将两路射频信号分量叠加，得到射频调制信号S_RF(t)。

在上述技术方案的基础上，所述的扩频码时移位置调制可进一步具体化。

第一：

对于数据信号分量中长度为N的扩频码序列，T_s＝N×T_c，数据信号分量采用的扩频码时移位置调制方法是：循环码移位键控调制方法。

进一步地，对于数据信号分量中长度为N的扩频码序列，循环移位可产生N个不同的扩频码时移序列集合，数据信号分量采用的扩频码时移位置调制方法是：在N个扩频码时移序列集合中，选取K个扩频码时移序列集调制log₂K比特的电文或数据信息，K≤N。

第二：

数据信号分量采用的扩频码时移位置调制方法是：扩频码时间移位位置调制；

所述扩频码时间移位位置调制指的是：对于长度为N×T_c的扩频码序列，位置码元时间区间Ts＞(N+1)×T_c，根据预调制二进制的电文或数据信息的不同，扩频码序列在时间区间T_s内直接移位，共包含M＝T_s/T_c－N+1个不同位置，调制log₂M比特的电文或数据信息。

上述第一、第二种调制方法仅为扩频码时移位置调制方法的两种特例，并不是对本技术方法进行限制，本发明所述的扩频码时移位置调制可延伸为其他修改、变化，这样的修改、变化都在本发明的精神和教导范围内。

本发明解决上述技术问题的另一种技术方案如下：一种卫星通信导航信号接收方法，包括：

生成导频信号分量和数据信号分量的扩频码本地复现码；

通过天线接收射频调制信号S_RF(t)，利用中心频率为f_c、相位相差90°的两个载波，将所述射频调制信号S_RF(t)下变频到基带，得到接收基带信号；

利用导频信号分量的扩频码本地复现码，对所述接收基带信号进行捕获和跟踪，根据捕获跟踪的结果，提取导频信号的时钟信息，根据关系式T_s＝k×T_pilot确定每一码元数据信号分量的时移调制区间；

利用数据信号分量的扩频码本地复现码，对所述接收基带信号进行相关运算，得到相关后的待检测信号序列；

比较待检测信号序列值，取最大值对应的时刻为位置检测时刻，根据调制过程中二进制数据与扩频码序列移位的映射关系，由位置检测时刻判决得到二进制的电文或数据信息。

本发明解决上述技术问题的另一种技术方案如下：一种卫星通信导航信号生成装置，包括：

扩频码产生模块，用于生成导频信号分量扩频码和数据信号分量扩频码；

导频信号分量调制模块，用于根据导频信号分量扩频码，生成导频分量扩频调制信号S_pilot(t)；

扩频码时移位置调制模块，用于根据数据信号分量扩频码，采用扩频码时移位置调制的方式对二进制的电文或数据信息进行调制，生成数据分量扩频调制信号S_data(t)，所述扩频码时移位置调制是指：根据预调制二进制的电文或数据信息的不同，数据分量扩频码序列在位置码元时间区间T_s内进行移位，移位的最小时间间隔为1个扩频码码片周期T_c，T_s与导频信号分量的扩频码周期T_pilot的对应关系为：T_s＝k×T_pilot，k>0；

上变频模块，用于生成中心频率为f_c、相位不相同的载波，并将所述的导频分量扩频调制信号S_pilot(t)和数据分量扩频调制信号S_data(t)调制到射频，得到两路射频分量信号，再将两路射频信号分量叠加，得到射频调制信号S_RF(t)。

在上述技术方案的基础上，所述的扩频码时移位置调制模块可进一步具体化。

第一：

所述扩频码时移位置调制模块为扩频码循环移位键控调制模块，对于数据信号分量中长度为N的扩频码序列，T_s＝N×T_c，所述扩频码循环移位键控调制模块，采用循环码移位键控调制方法对二进制的电文或数据信息进行调制。

进一步地，对于数据信号分量中长度为N的扩频码序列，循环移位可产生N个不同的扩频码时移序列集合，所述扩频码循环移位键控调制模块，具体用于在N个扩频码时移序列集合中，选取K个扩频码时移序列集调制log₂K比特的电文或数据信息，K≤N。

第二：

所述扩频码时移位置调制模块为扩频码时移位置调制模块，对于长度为N×T_c的扩频码序列，位置码元时间区间T_s＞(N+1)×T_c，根据预调制二进制的电文或数据信息的不同，扩频码序列在时间区间Ts内直接移位，共包含M＝T_s/T_c－N+1个不同位置，调制log₂M比特的电文或数据信息。

上述第一、第二种调制模块仅为扩频码时移位置调制模块的两种特例，并不是对本技术方案进行限制，本发明所述的扩频码时移位置调制模块可延伸为其他修改、变化，这样的修改、变化都在本发明的精神和教导范围内。

本发明解决上述技术问题的另一种技术方案如下：一种卫星通信导航信号接收装置，包括：

扩频码本地复现码产生模块，用于生成导频信号分量和数据信号分量的扩频码本地复现码；

下变频模块，生成本地载波信号，将通过天线接收到的射频调制信号S_RF(t)下变频到基带，得到接收基带信号，所述本地载波信号包括中心频率为f_c、相位相差90°的两个载波；

导频信号捕获跟踪模块，用于利用导频信号分量的扩频码本地复现码，对所述接收基带信号进行捕获和跟踪，根据捕获跟踪的结果，提取导频信号的时钟信息，根据关系式T_s＝k×T_pilot，确定每一码元数据信号分量的时移调制区间；

扩频码时移位置解调模块，用于利用数据信号分量的扩频码本地复现码，对接收基带信号进行相关运算，得到相关后的待检测信号序列，在时移调制区间内比较待检测信号序列值，取最大值对应的时刻为位置检测时刻，根据调制过程中二进制数据与扩频码序列移位的映射关系，由位置检测时刻判决得到二进制的电文或数据信息。

本发明附加的方面及其的优点将在下面的描述中部分给出，部分将从下面的描述中变得明显，或通过本发明实践了解到。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例的技术方案，下面将对本发明实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面所描述的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为本发明实施例提供一种卫星通信导航信号生成方法的示意性流程图；

图2为本发明实施例提供一种卫星通信导航信号生成方法的信号流程图；

图3为本发明实施例提供一种接收附图1所示的生成方法生成的信号的方法的示意性流程图；

图4为本发明实施例提供的一种接收附图1所示的生成方法生成的信号的方法的信号流程图；

图5为本发明实施例提供的一种接收附图1所示的生成方法生成的信号的相关运算处理后的信号示意图

图6为本发明实施例提供的一种卫星通信导航信号生成装置的示意性结构图；

图7为本发明实施例提供的一种接收图6所示的生成装置产生的信号的装置的示意性结构图；

图8为现有技术中在E_b/N₀标准下得到传统BPSK调制和本发明MPPM调制的误码率曲线图；

图9为本发明实施例提供的信号接收方法得到接收信噪比SNR标准下的误码率曲线图；

图10为本发明实施例提供的信号生成方法中扩频码时移位置调制波形示意图；

图11为本发明实施例提供的信号接收方法得到接收信噪比SNR标准下的误码率曲线图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明的一部分实施例，而不是全部实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都应属于本发明保护的范围。

脉冲位置调制是一种利用脉冲出现的不同位置来加载信息的方式，其在激光通信领域有广泛的应用。从功率效率的角度来讲，脉冲位置调制信号具有更低的平均信号功率，相对于BPSK等调制方式，脉冲位置调制的功率效率更高。码元分组时移位置扩频调制方法利用扩频码元的相对位置加载信息，解决了传统多进制位置调制占空比大，传输频谱效率低的问题，是扩频领域中的一种高效调制方法。

卫星通信导航***要求精确的同步，接收机对导频通道信号的时间定位精度达1％码片时长量级以上。这一精确时钟同步为位置调制提供了一个天然的“标尺”，利用这一精确的时间标尺可以实现扩频码位置调制和解调，进而可进一步增大导频通信与数据通道的功率分配比，为提高卫星导航***精度、扩大用户容量提供了一种解决方案。

本发明的发明人经过研究发现，将上述技术途径应用于卫星导航信号设计，可以大幅提升卫星导航***的综合性能指标。具体的，下文中结合附图1-11对本发明实施例提供的一种卫星通信导航信号生成方法、装置及接收方法、装置进行详细的描述。

实施例1

如图1所示的一种卫星通信导航信号生成方法100，包括：

110、生成导频信号分量扩频码和数据信号分量扩频码。

120、根据导频信号分量扩频码，调制生成导频分量扩频调制信号S_pilot(t)。

130、根据数据信号分量扩频码，采用扩频码时移位置调制的方式对二进制的电文或数据信息进行调制，生成数据分量扩频调制信号S_data(t)。

其中，扩频码时移位置调制是指：根据预调制二进制的电文或数据信息的不同，数据分量扩频码序列在位置码元时间区间T_s内进行移位，移位的最小时间间隔为1个扩频码码片周期T_c，T_s与导频信号分量的扩频码周期T_pilot的对应关系为：T_s＝k×T_pilot，k>0。

140、采用中心频率为f_c、相位不相同的载波，将导频分量扩频调制信号S_pilot(t)和数据分量扩频调制信号S_data(t)调制到射频，得到两路射频分量信号，再将两路射频信号分量叠加，得到射频调制信号S_RF(t)。

具体的，在该实施例中，还可以参见附图2所示的信号流程图。图2中，扩频调制时移区间为位置调制的时间区间，时移位置调制的最小时移间隙为单个码片时长。时移位置调制之后与数据通道扩频码相乘得到扩频码时移位置调制信号；然后再与导频通道扩频调制信号一并由载波完成上变频调制，得到调制信号S_RF(t)。

需要说明的是：附图2中的导频信号S_pilot(t)由cos(f_ct)载波进行调制只是一种示例，实际上，导频信号S_pilot(t)可进一步由两个或多个经扩频码调制后的信号分量组成，两个或多个信号分量可由cos(f_ct)和cos(f_ct+θ)两个载波进行调制。

本发明实施例中生成的导航信号包括：导频信号分量和数据信号分量，数据信号分量采用扩频码时移位置调制的方式调制二进制的电文或数据信息，代替了传统的BPSK或QPSK调制方式，大大提高了数据信号分量的功率效率。

可选地，在步骤130中，对于数据信号分量中长度为N的扩频码序列，T_s＝N×T_c，数据信号分量采用的扩频码时移位置调制方法可以是：循环码移位键控调制方法。

进一步地，对于数据信号分量中长度为N的扩频码序列，循环移位可产生N个不同的扩频码时移序列集合，数据信号分量采用的扩频码时移位置调制方法是：在N个扩频码时移序列集合中，选取K个扩频码时移序列集调制log₂K比特的电文或数据信息，K≤N。

可选地，在步骤130中，数据信号分量采用的扩频码时移位置调制方法还可以是：扩频码时间移位位置调制。

扩频码时间移位位置调制指的是：对于长度为N×T_c的扩频码序列，位置码元时间区间T_s＞(N+1)×T_c，根据预调制二进制的电文或数据信息的不同，扩频码序列在时间区间T_s内直接移位，共包含M＝T_s/T_c－N+1个不同位置，调制log₂M比特的电文或数据信息。

实施例2

如图3所示的一种卫星通信导航信号接收方法200，接收实施例1的生成方法100生成的信号，方法200包括：

210、生成导频信号分量和数据信号分量的扩频码本地复现码。

220、通过天线接收射频调制信号S_RF(t)，利用中心频率为f_c、相位相差90°的两个载波，将射频调制信号S_RF(t)下变频到基带，得到接收基带信号。

230、利用导频信号分量的扩频码本地复现码，对接收基带信号进行捕获和跟踪，根据捕获跟踪的结果，提取导频信号的时钟信息，根据关系式T_s＝k×T_pilot确定每一码元数据信号分量的时移调制区间。

240、利用数据信号分量的扩频码本地复现码，对接收基带信号进行相关运算，得到相关后的待检测信号序列。

250、比较待检测信号序列值，取最大值对应的时刻为位置检测时刻，根据调制过程中二进制数据与扩频码序列移位的映射关系，由位置检测时刻判决得到二进制的电文或数据信息。

具体的，在该实施例中，还可以参见附图4所示的信号流程图和附图5所示的相关运算处理后的信号示意图。

图4中，接收信号首先与载波相乘，再经低通滤波转变为基带信号；然后，将扩频码与接收基带信号做滑动相关，得到一系列的滑动相关值，再对相关值的幅度和位置进行判决，从而实现数据的解调，最后，解调数据重组为原始的数据流形式输出。

为进一步说明调制方案及其与原扩频调制***的区别，以2个扩频码周期为时移区间、1个码片周期为时移时隙为示意。数据信号分量中，传统扩频调制方式的相关接收信号、及扩频码时移位置调制的相关接收信号如图5所示。图5中，原扩频接收信号的出现时间是固定的，相关运算后的信号在固定时刻出现相关峰，根据相关峰的正负，判决恢复调制数据；时移位置调制信号的相关峰根据调制数据的不同，出现在时移区间内的某一时刻，根据其出现的位置时刻判决恢复调制数据信息。

上述实施例中提供的一种卫星通信导航信号接收方法，该方法接收的是实施例1中的生成方法生成的信号，相关运算处理后，使得接收信号的解调检测转化成为传统脉冲位置调制信号的解调检测。

本领域技术人员应该熟知，上述相关运算或滑动相关可通过快速傅里叶算法来实现，以有效降低计算的复杂度，因此，基于快速傅里叶算法的处理方法也在本发明的保护范畴之中。

实施例3

如图6所示的一种卫星通信导航信号生成装置300，包括：扩频码产生模块310、导频信号分量调制模块320、扩频码时移位置调制模块330和上变频模块340。其中，

扩频码产生模块310用于生成导频信号分量扩频码和数据信号分量扩频码。导频信号分量调制模块320用于根据导频信号分量扩频码，生成导频分量扩频调制信号S_pilot(t)。

扩频码时移位置调制模块330用于根据数据信号分量扩频码，采用扩频码时移位置调制的方式对二进制的电文或数据信息进行调制，生成数据分量扩频调制信号S_data(t)。其中，扩频码时移位置调制是指：根据预调制二进制的电文或数据信息的不同，数据分量扩频码序列在位置码元时间区间T_s内进行移位，移位的最小时间间隔为1个扩频码码片周期T_c，T_s与导频信号分量的扩频码周期T_pilot的对应关系为：T_s＝k×T_pilot，k>0。

上变频模块340用于生成中心频率为f_c、相位不相同的载波，并将的导频分量扩频调制信号S_pilot(t)和数据分量扩频调制信号S_data(t)调制到射频，得到两路射频分量信号，再将两路射频信号分量叠加，得到射频调制信号S_RF(t)。

应理解，在本发明实施例中，根据本发明实施例的生成装置300，可对应于根据本发明实施例的生成方法100的执行主体，并且该生成装置300的上述和其它操作和/或功能分别为了实现图1和图2中的各个方法的相应流程，为了简洁，在此不再赘述。

可选地，扩频码时移位置调制模块330为扩频码循环移位键控调制模块，对于数据信号分量中长度为N的扩频码序列，T_s＝N×T_c，扩频码循环移位键控调制模块，采用循环码移位键控调制方法对二进制的电文或数据信息进行调制。

进一步地，对于数据信号分量中长度为N的扩频码序列，循环移位可产生N个不同的扩频码时移序列集合，扩频码循环移位键控调制模块具体用于在N个扩频码时移序列集合中，选取K个扩频码时移序列集调制log₂K比特的电文或数据信息，K≤N。

可选地，扩频码时移位置调制模块为扩频码时移位置调制模块，对于长度为N×T_c的扩频码序列，位置码元时间区间T_s＞(N+1)×T_c，根据预调制二进制的电文或数据信息的不同，扩频码序列在时间区间Ts内直接移位，共包含M＝T_s/T_c－N+1个不同位置，调制log₂M比特的电文或数据信息。

实施例4

如图7所示的一种卫星通信导航信号接收装置400，接收实施例3所述的生成装置300产生的信号。接收装置400包括：扩频码本地复现码产生模块410、下变频模块420、导频信号捕获跟踪模块430和扩频码时移位置解调模块440。其中，

扩频码本地复现码产生模块410用于生成导频信号分量和数据信号分量的扩频码本地复现码。下变频模块420生成本地载波信号，将通过天线接收到的射频调制信号S_RF(t)下变频到基带，得到接收基带信号，本地载波信号包括中心频率为f_c、相位相差90°的两个载波。

导频信号捕获跟踪模块430用于利用导频信号分量的扩频码本地复现码，对接收基带信号进行捕获和跟踪，根据捕获跟踪的结果，提取导频信号的时钟信息，根据关系式T_s＝k×T_pilot，确定每一码元数据信号分量的时移调制区间。

扩频码时移位置解调模块440用于利用数据信号分量的扩频码本地复现码，对接收基带信号进行相关运算，得到相关后的待检测信号序列，在时移调制区间内比较待检测信号序列值，取最大值对应的时刻为位置检测时刻，根据调制过程中二进制数据与扩频码序列移位的映射关系，由位置检测时刻判决得到二进制的电文或数据信息。

应理解，在本发明实施例中，根据本发明实施例的接收装置400，可对应于根据本发明实施例的接收方法200的执行主体，并且该接收装置400的上述和其它操作和/或功能分别为了实现图3和图4中的各个方法的相应流程，为了简洁，在此不再赘述。

为了进一步说明本发明技术方案的优势，下面将给出本发明实施例所提供方法的一些技术性能指标结果。

第一、数据信号分量解调误码率

由于扩频码具有很好的自相关特性，接收的数据信号分量与本地产生的扩频码进行相关运算，当数据信号分量与本地产生的扩频码同步时，相关积分值为1(归一化)，当接收的数据信号分量与本地产生的扩频码不同步时(同步误差大于一个码片间隔)，相关积分值趋近于零。

相关运算之后，信号的解调检测过程将变成多进制脉冲位置调制(MPPM)信号的解调检测，只需比较多个相关运算值，得到最大值所对应位置，参照调制时的“二进制数据”到“扩频码时移位置”映射规则，进行“扩频码时移位置”到“二进制数据”的映射，即可得到二进制的解调数据。

由信号的接收处理过程可见，数据信号分量解调检测的误码率与MPPM调制信号的误码率相同。

为了更直观的展现本发明的误码性能优势，下面将结合附图，在高斯白噪声信道条件下，分别以比特信噪比(E_b/N₀)和接收信号信噪比(SNR)为标准，对本发明提供的方法和现行的BPSK调制方式的性能进行比较。

1、E_b/N₀标准

得到传统BPSK调制和MPPM调制的误码率曲线图如图8所示。从图8中可以看出，2PPM调制的误码性能比BPSK差3dB，在信噪比较高时，高进制PPM调制的误码性能优于BPSK调制，进制数越高，误码性能越好。在误码率为10^-6时，1024PPM调制所需的信噪比比BPSK调制低约5.2dB，展现了PPM调制的技术体制优势。

然而，在卫星导航***中，我们通常考虑总体接收信号(导频信号与数据信号的叠加)的信噪比与误码率之间的关系。下面将以接收信号信噪比SNR为标准，对数据信号分量的误码性能进行进一步说明。

2、接收信号信噪比(SNR)标准

假设导频通信与电文数据通道的功率比为3:1，通过合理的设计，可以确保PPM扩频调制码元的能量为单个BPSK数据通道码元符号能量的4倍，由此可以得到接收信噪比SNR标准下的误码率曲线图如图9所示。

从图9中可以看出，在SNR标准下，PPM调制的阶数越高，误码率越差，但误码率并不随阶数的升高而急剧增大；对比BPSK调制，在低信噪比情况下，多进制PPM调制的误码性能较差，在高性噪比情况下，多进制PPM调制的误码性能优于BPSK调制，当误码率为10^-6时，1024PPM调制的所需的信噪比比BPSK调制低约1.1dB。

实际传输中，数据的误码率要求通常在10^-6量级以下，这种情况下，无论BPSK调制还是PPM调制，都处于较高信噪比的状态，此时PPM调制的误码率性能优于BPSK调制。

第二、对比实验

扩频码时移位置调制中，一种基带导频和数据通道扩频信号示意如图10所示。

在图10中，数据信号分量扩频码位置调制的时移区间为2个扩频调制码元时间，Q通道扩频码出现的时间区间内，I通道导频信号的幅值与Q通道信号幅值的平方和恒为1(Q通道为零的时间区间内，I通道的幅值为1)，由此可确保调制信号恒包络值恒为1，并可通过调整Q通道非零区间上的幅值来调节导频与数据通道功率比。

需要说明的是，图10中的2个扩频码元周期只是示意性的，实际时移区间可根据需要增大或减小。

根据本发明实施例的调制***设计方案，参照北斗B2a调制信号(导频与数据通道的信号功率比为1:1，扩频码长度N＝10230)，设计PPM时移位置调制。以两个扩频码周期的时移区间为例，当Q通道时移扩频码序列长度为一个扩频码序列周期时，可移动的位置数为N+1，也就是10231；最多可可加载的比特信息为log₂(10231)＝13.3bit。在B2a信号调制方案中，数据通道扩频调制码元均采用BPSK调制的方式，2个扩频码调制周期内加载2bit信息，本本发明实施例提供的方法的使数据传输速率提升到达原来的达6.65倍。

由于调制阶数与误码率有直接关系，调制阶数的增大与信息速率的提升呈对数关系，且会带来解调检测复杂度的增大，不妨仅采用1024个位置，加载10bit信息。两种方式下的主要技术参数对比如表1所示。

表1信号体制参量对比

调制方式	1024PPM	QPSK
			导频数据通道功率比	1:1	1:1
比特速率(5位编码前)	5kb/s	1kb/s
			信息速率(5位编码后)	1000bit/s	200bit/s
信噪比(误码率为10<sup>-6</sup>)	15.4dB	13.5dB

由上表可以看出，对比两种调制方案，在扩频码、导频与数据通道功率比相同的条件下，扩频码时移位置调制方案可将编码前的扩频传输速率由1kb/s提高到5kb/s(对应编码后信息速率分别为1000b/s和200b/s)，在误码率为10^-6时，扩频码时移位置调制方案所需的信噪比仅为15.4dB，与原调制方案相比较，误码性能差1.9dB，误码率曲线如图11所示。但是，仅以1.9dB的信噪比损失为代价，换取5倍的传输速率提升，是有很大的理论意义和应用价值的。

从对比中可以看出，PPM的调制方案可大幅提高电文数据的传输速率，在实际应用中，卫星导航***电文的数据量较小，且对更新时间的要求不高，而对跟踪捕获和定位精度要求更高，也就是要求更高的导频与数据通道的功率比。

本领域普通技术人员可以认识到，卫星通信导航信号中的各种技术指标是可以互换的，降低数据信号分量的传输速率可以换取更低的数据信号分量发射功率，从而在总功率不变的前提下，提升导频信号分量的发射功率，进而提升卫星导航接收机的捕获跟踪性能和定位精度。

总的来说，对于本发明的技术方案，相对于现有技术而言，具有如下有益效果：

1、在数据信号分量中引入了扩频码时移位置调制，相对于传统的BPSK调制方式，这种调制方式具有更高的功率效率，可以更高效的使用有限的发射功率完成电文或数据的传输。由此带来的直接效果包括：

①在不改变导频信号分量与数据信号分量功率比的前提下，可大幅提高数据分量信号的信息传输速率。一方面，可以更快速地完成电文信息的传输；另一方面，可以在传输电文信息的基础上，额外传输短报文、灾害广播、预警等信息，拓宽卫星导航***应用领域。

②在不增大数据分量信号信息传输速率的前提下，可以进一步加大导频信号分量与数据信号分量的功率比，进而提升卫星导航***接收端的捕获跟踪性能和定位精度。就本发明所提供的技术方案，可将导频信号分量与数据信号分量的功率比提高的10:1，对比现在使用的功率比为1:1和3:1的信号，接收机的捕获跟踪性能分别提升2.60、0.84dB。

③可同时提高数据信号分量的传输速率和导频信号分量与数据信号分量的功率比。

2、可与原***实现兼容性过渡。本发明提供的卫星导航信号设计并未对导频信号分量进行改变，导频信号分量的接收处理过程与现有技术的接收处理过程相同，传统的接收机仍能捕获跟踪到本发明提供的导频信号。

本领域普通技术人员可以意识到，结合本文中所公开的实施例描述的各示例的单元及算法步骤，能够以电子硬件、计算机软件或者二者的结合来实现，为了清楚地说明硬件和软件的可互换性，在上述说明中已经按照功能一般性地描述了各示例的组成及步骤。这些功能究竟以硬件还是软件方式来执行，取决于技术方案的特定应用和设计约束条件。专业技术人员可以对每个特定的应用来使用不同方法来实现所描述的功能，但是这种实现不应认为超出本发明的范围。

在本申请所提供的几个实施例中，应该理解到，所揭露的***、装置和方法，可以通过其它的方式实现。例如，以上所描述的装置实施例仅仅是示意性的，例如，单元的划分，仅仅为一种逻辑功能划分，实际实现时可以有另外的划分方式，例如多个单元或组件可以结合或者可以集成到另一个***，或一些特征可以忽略，或不执行。另外，所显示或讨论的相互之间的耦合或直接耦合或通信连接可以是通过一些接口、装置或单元的间接耦合或通信连接，也可以是电的，机械的或其它的形式连接。

作为分离部件说明的单元可以是或者也可以不是物理上分开的，作为单元显示的部件可以是或者也可以不是物理单元，即可以位于一个地方，或者也可以分布到多个网络单元上。可以根据实际的需要选择其中的部分或者全部单元来实现本发明实施例方案的目的。

另外，在本发明各个实施例中的各功能单元可以集成在一个处理单元中，也可以是各个单元单独物理存在，也可以是两个或两个以上单元集成在一个单元中。上述集成的单元既可以采用硬件的形式实现，也可以采用软件功能单元的形式实现。

集成的单元如果以软件功能单元的形式实现并作为独立的产品销售或使用时，可以存储在一个计算机可读取存储介质中。基于这样的理解，本发明的技术方案本质上或者说对现有技术做出贡献的部分，或者该技术方案的全部或部分可以以软件产品的形式体现出来，该计算机软件产品存储在一个存储介质中，包括若干指令用以使得一台计算机设备(可以是个人计算机，服务器，或者网络设备等)执行本发明各个实施例方法的全部或部分步骤。而前述的存储介质包括：U盘、移动硬盘、只读存储器(ROM，Read-Only Memory)、随机存取存储器(RAM，Random Access Memory)、磁碟或者光盘等各种可以存储程序代码的介质。

以上，仅为本发明的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到各种等效的修改或替换，这些修改或替换都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应以权利要求的保护范围为准。

Claims (10)

1.一种卫星通信导航信号生成方法，包括：

生成导频信号分量扩频码和数据信号分量扩频码；

根据导频信号分量扩频码，调制生成导频分量扩频调制信号S_pilot(t)；

根据数据信号分量扩频码，采用扩频码时移位置调制的方式对二进制的电文或数据信息进行调制，生成数据分量扩频调制信号S_data(t)，所述扩频码时移位置调制是指：根据预调制二进制的电文或数据信息的不同，数据分量扩频码序列在位置码元时间区间T_s内进行移位，移位的最小时间间隔为1个扩频码码片周期T_c，T_s与导频信号分量的扩频码周期T_pilot的对应关系为：T_s＝k×T_pilot，k>0；

采用中心频率为f_c、相位不相同的载波，将所述导频分量扩频调制信号S_pilot(t)和数据分量扩频调制信号S_data(t)调制到射频，得到两路射频分量信号，再将两路射频信号分量叠加，得到射频调制信号S_RF(t)。

2.如权利要求1所述的卫星通信导航信号生成方法，其特征在于，对于数据信号分量中长度为N的扩频码序列，T_s＝N×T_c，数据信号分量采用的扩频码时移位置调制方法是：循环码移位键控调制方法。

3.如权利要求2所述的卫星通信导航信号生成方法，其特征在于，对于数据信号分量中长度为N的扩频码序列，循环移位可产生N个不同的扩频码时移序列集合，数据信号分量采用的扩频码时移位置调制方法是：在N个扩频码时移序列集合中，选取K个扩频码时移序列集调制log₂K比特的电文或数据信息，K≤N。

4.如权利要求1所述的卫星通信导航信号生成方法，其特征在于，数据信号分量采用的扩频码时移位置调制方法是：扩频码时间移位位置调制；

所述扩频码时间移位位置调制指的是：对于长度为N×T_c的扩频码序列，位置码元时间区间T_s＞(N+1)×T_c，根据预调制二进制的电文或数据信息的不同，扩频码序列在时间区间T_s内直接移位，共包含M＝T_s/T_c－N+1个不同位置，调制log₂M比特的电文或数据信息。

5.一种卫星通信导航信号接收方法，接收如权利要求1-4中任一项所述的生成方法生成的信号，包括：

生成导频信号分量和数据信号分量的扩频码本地复现码；

通过天线接收射频调制信号S_RF(t)，利用中心频率为f_c、相位相差90°的两个载波，将所述射频调制信号S_RF(t)下变频到基带，得到接收基带信号；

利用导频信号分量的扩频码本地复现码，对所述接收基带信号进行捕获和跟踪，根据捕获跟踪的结果，提取导频信号的时钟信息，根据关系式T_s＝k×T_pilot确定每一码元数据信号分量的时移调制区间；

利用数据信号分量的扩频码本地复现码，对所述接收基带信号进行相关运算，得到相关后的待检测信号序列；

比较待检测信号序列值，取最大值对应的时刻为位置检测时刻，根据调制过程中二进制数据与扩频码序列移位的映射关系，由位置检测时刻判决得到二进制的电文或数据信息。

6.一种卫星通信导航信号生成装置，包括：

扩频码产生模块，用于生成导频信号分量扩频码和数据信号分量扩频码；

导频信号分量调制模块，用于根据导频信号分量扩频码，生成导频分量扩频调制信号S_pilot(t)；

扩频码时移位置调制模块，用于根据数据信号分量扩频码，采用扩频码时移位置调制的方式对二进制的电文或数据信息进行调制，生成数据分量扩频调制信号S_data(t)，所述扩频码时移位置调制是指：根据预调制二进制的电文或数据信息的不同，数据分量扩频码序列在位置码元时间区间T_s内进行移位，移位的最小时间间隔为1个扩频码码片周期T_c，T_s与导频信号分量的扩频码周期T_pilot的对应关系为：T_s＝k×T_pilot，k>0；

上变频模块，用于生成中心频率为f_c、相位不相同的载波，并将所述导频分量扩频调制信号S_pilot(t)和数据分量扩频调制信号S_data(t)调制到射频，得到两路射频分量信号，再将两路射频信号分量叠加，得到射频调制信号S_RF(t)。

7.如权利要求6所述的卫星通信导航信号生成装置，其特征在于，所述扩频码时移位置调制模块为扩频码循环移位键控调制模块，对于数据信号分量中长度为N的扩频码序列，T_s＝N×T_c，所述扩频码循环移位键控调制模块，采用循环码移位键控调制方法对二进制的电文或数据信息进行调制。

8.如权利要求7所述的卫星通信导航信号生成装置，其特征在于，对于数据信号分量中长度为N的扩频码序列，循环移位可产生N个不同的扩频码时移序列集合，所述扩频码循环移位键控调制模块，具体用于在N个扩频码时移序列集合中，选取K个扩频码时移序列集调制log₂K比特的电文或数据信息，K≤N。

9.如权利要求6所述的卫星通信导航信号生成装置，其特征在于，所述扩频码时移位置调制模块为扩频码时移位置调制模块，对于长度为N×T_c的扩频码序列，位置码元时间区间T_s＞(N+1)×T_c，根据预调制二进制的电文或数据信息的不同，扩频码序列在时间区间Ts内直接移位，共包含M＝T_s/T_c－N+1个不同位置，调制log₂M比特的电文或数据信息。

10.一种卫星通信导航信号接收装置，接收如权利要求6-9中任一项所述生成装置产生的信号，包括：

扩频码本地复现码产生模块，用于生成导频信号分量和数据信号分量的扩频码本地复现码；

下变频模块，生成本地载波信号，将通过天线接收到的射频调制信号S_RF(t)下变频到基带，得到接收基带信号，所述本地载波信号包括中心频率为f_c、相位相差90°的两个载波；

导频信号捕获跟踪模块，用于利用导频信号分量的扩频码本地复现码，对所述接收基带信号进行捕获和跟踪，根据捕获跟踪的结果，提取导频信号的时钟信息，根据关系式T_s＝k×T_pilot，确定每一码元数据信号分量的时移调制区间；

扩频码时移位置解调模块，用于利用数据信号分量的扩频码本地复现码，对接收基带信号进行相关运算，得到相关后的待检测信号序列，在时移调制区间内比较待检测信号序列值，取最大值对应的时刻为位置检测时刻，根据调制过程中二进制数据与扩频码序列移位的映射关系，由位置检测时刻判决得到二进制的电文或数据信息。

Images