CN111740675A - 永磁同步电机离散域电流环强鲁棒性二自由度控制方法 - Google Patents
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Abstract
本发明涉及永磁同步电机控制领域，具体涉及一种永磁同步电机离散域电流环强鲁棒性二自由度控制方法。该方法通过永磁同步电机在旋转dq坐标系下的离散域数学模型的系数矩阵F和输入矩阵G，设计电流控制器，并考虑了补偿数字控制一拍延迟造成的角度滞后问题。本发明使得永磁同步电机电流环跟随快速性的设计不受抗扰性能的约束，额外参数自由度的引入能够实现抗扰性能的主动配置，较好地克服了永磁同步电机电流跟踪快速性和抗扰性之间的矛盾，同时在不改变***跟随快速性的情况下，极大地提升了***的参数鲁棒性，进而提升了永磁同步电机电流控制***的运行品质。
Description
技术领域
本发明涉及永磁同步电机控制领域，具体涉及一种永磁同步电机离散域电流环强鲁棒性二自由度控制方法。
背景技术
永磁同步电机因其高效率、高功率密度和比功率、高起动转矩等特点被广泛应用于新能源汽车和工业伺服***等高性能驱动场合。多年来，基于转子磁场定向同步旋转坐标系下的比例积分(PI)控制器，因其调速范围宽，零稳态误差等优点，一直是交流电机电流控制的工业标准。然而，当前常用电流控制器在面向高速低载波比运行状态时会出现以下几方面的问题：1)d、q轴子***间因旋转坐标变换而引入的交叉耦合扰动项随着运行转速的增高而增高，甚至成为d、q轴电流分量的主要决定因素，给d、q轴子***控制性能带来较大扰动；2)受功率器件容许开关频率和散热条件的限制，高转速运行对应的载波比较低，使得离散化误差凸显，采样和控制延时影响加剧，严重时甚至导致***失稳。
基于电机离散域数学模型，直接在离散域设计控制器，成为提升电机控制***低载波比运行性能的有效途径。近年来，随着永磁同步电机高速化运行需求的增加，离散域控制***设计受到重视。
参考文献1：“Discrete-time current regulator design for ac machinedrives,”(H.Kim,M.W.Degner,J.M.Guerrero,F.Briz,and R.D.Lorenz,IEEETransactions on Industry Applications,vol.46,no.4,pp.1425–1435,July 2010.)(“交流电机驱动离散域电流调节器设计”(H.Kim,M.W.Degner,J.M.Guerrero,F.Briz,andR.D.Lorenz，电气和电子工程师协会工业应用学报，2010第46卷第4期1425-1435页))的文章。该文章给出了表贴式永磁同步电机电流环的离散化数学模型，同时基于该模型直接在离散域中按照零极点对消原理设计了电流控制器。此方法较好地提升了表贴式永磁同步电机高速低载波比运行时的跟随性能，但却无法兼顾***的抗扰性能，致使其跟随性能在实际应用中亦然不高。另外，该设计方案不适用于内置式永磁同步电机电流控制器设计。
参考文献2：“A synchronous reference frame PI current controller withdead beat response”(Claudio A.Busada,Sebastian Gomez 
and JorgeA.Solsona,IEEE Transactions on Power Electronics,vol.35,no.3,pp.3097-3105,March 2020.)(“一种具有最少拍响应的同步参考坐标系PI电流控制器”(ClaudioA.Busada,Sebastian Gomez 
and Jorge A.Solsona，电气和电子工程师协会电力电子学报，2020第35卷第3期3097-3105页))的文章。该文章基于表贴式永磁同步电机电流环的离散化数学模型，在离散域设计了二自由度电流控制器，此方法解决了表贴式永磁同步电机在低载波比条件下***跟随性能降低的问题，而且可实现电流环的最少拍响应，同时改善了***的抗扰性能，增加了***的控制自由度。但对于内置式永磁同步电机难以直接适用。
参考文献3：“Current Control for Synchronous Motor Drives:DirectDiscrete-Time Pole-Placement Design”(M.Hinkkanen,H.Asad Ali Awan,Z.Qu,T.Tuovinen and F.Briz,IEEE Transactions on Industry Applications,vol.52,no.2,pp.1530-1541,March-April 2016.)(“同步电机驱动***的电流控制:直接离散域极点配置设计”(M.Hinkkanen,H.Asad Ali Awan,Z.Qu,T.Tuovinen and F.Briz，电气和电子工程师协会工业应用学报，2016第52卷第2期1530-1541页))的文章。该文章给出了内置式永磁同步电机电流环的离散化数学模型，基于该模型在离散域设计了结构改进的电流控制器，此方法解决了内置式永磁同步电机在低载波比条件下***跟随性能降低的问题，而且理论上可实现电流环的最少拍响应，但实际跟随响应速度受到抗扰性能和参数鲁棒性的制约，致使其实际运行效果不佳，且在参数不准时，***的动态响应过程会产生较大的超调量。
综上所述，现有技术存在以下问题：
1、内置式永磁同步电机气隙不均匀使得交、直轴电感不相等，无法用复矢量技术将永磁电机电压模型简化为单输入单输出模型，而现有离散域设计方案多以复矢量描述的单输入单输出控制对象为基础，电流控制器离散域设计方案不适用于内置式永磁同步电机；
2、参考文献3报道的针对内置式永磁同步电机离散域电流控制器设计，存在电流环跟随性能与抗扰性能不能同时兼顾的问题，且在实际使用中参数偏差严重影响***的动态响应过程，会产生较大超调量，可能会引起实际***过流保护，***参数鲁棒性不足。
发明内容
本发明所要解决的技术问题在于如何在高速低载波比条件下实现具有强参数鲁棒性的内置式永磁同步电机电流环跟随性和抗扰性的二自由度设计，在不改变电流跟随响应的情况下，极大提升控制***在电机参数不准时的动态响应过程，使控制***的超调量极小。
本发明的目的是这样实现的，本发明提供了一种永磁同步电机离散域电流环强鲁棒性二自由度控制方法，包括下述步骤：
步骤1，采集永磁同步电机的转子电角速度ωe和转子电角度θe，采集永磁同步电机的定子A相电流ia、定子B相电流ib、定子C相电流ic，再经过坐标变换得到永磁同步电机在旋转dq坐标系下的定子电流dq分量id,iq；
步骤2，记id,ref为d轴给定电流、iq,ref为q轴给定电流、
为电流控制器d轴输出电压、
为电流控制器q轴输出电压、在离散域中通过复变量z，在z域中设计电流控制器，电流控制器的表达式如下：
其中，
Kp为比例系数矩阵，Kp＝G-1(β1β2-β1-β2+1)；
Ki为积分系数矩阵，Ki＝G-1(I-α1F)(β1β2-β1-β2+1)；
M为电流反馈系数矩阵，M＝G-1((1-α1)F2+(β1+β2-1)(α1-1)F)；
A为电流控制器延迟输出反馈系数矩阵，A＝G-1((1-α1)F-(β1+β2-1)I)G；
在比例系数矩阵Kp、积分系数矩阵Ki、电流反馈系数矩阵M和电流控制器延迟输出反馈系数矩阵A中，
I为单位矩阵，
β1为控制***期望的跟随和抗扰闭环极点一，β2为控制***期望的跟随和抗扰闭环极点二，α1为控制***期望的抗扰闭环极点三的可调系数，β1，β2，α1的取值满足限制：0≤β1＜1，0≤β2＜1，0≤α1＜1；
F为永磁同步电机在旋转dq坐标系下的离散域数学模型的系数矩阵，记为系数矩阵F；
G为永磁同步电机在旋转dq坐标系下的离散域数学模型的输入矩阵，记为输入矩阵G；
步骤3，求解步骤2的电流控制器表达式得到电流控制器d轴输出电压
和电流控制器q轴输出电压
经过坐标变换并补偿数字控制一拍延迟造成的角度滞后得到静止αβ坐标系下的α轴输出电压uα,ref和β轴输出电压uβ,ref，其表达式为：
其中，Ts为采样周期；
步骤4，将步骤3获得的α轴输出电压uα，,ref和β轴输出电压uβ，,ref输入SVPWM模块进行空间矢量脉宽调制，输出PWM波至逆变器模块。
优选地，步骤1所述永磁同步电机在旋转dq坐标系下的定子电流dq分量id,iq的获取方式如下：
步骤1.1，采集永磁同步电机的定子A相电流ia、定子B相电流ib、定子C相电流ic；
步骤1.2，对步骤1.1采集得到的永磁同步电机定子A相电流ia、定子B相电流ib、定子C相电流ic进行三相静止坐标系到两相静止坐标系的变换得到永磁同步电机在两相静止αβ坐标系下的定子电流αβ分量iα,iβ：
步骤1.3，将步骤1.2得到的永磁同步电机在两相静止αβ坐标系下的定子电流αβ分量iα,iβ进行两相静止坐标系到旋转坐标系的变换得到永磁同步电机在旋转dq坐标系下的定子电流dq分量id,iq：
优选地，步骤2所述系数矩阵F和输入矩阵G的计算如下：
(1)系数矩阵F的表达式如下：
其中，Ld为定子直轴电感，Lq为定子交轴电感，Φ11为系数矩阵F中的变量1，Φ12为系数矩阵F中的变量2，Φ21为系数矩阵F中的变量3，Φ21＝-Φ12，Φ22为系数矩阵F中的变量4；
在上述3个公式中，
为指数函数运算，sinh(),cosh()为双曲函数运算，Rs为定子电阻；
(2)输入矩阵G的表达式如下：
其中，γ11为输入矩阵G中的变量1，γ12为输入矩阵G中的变量2，γ21为输入矩阵G中的变量3，γ22为输入矩阵G中的变量4，其表达式分别如下：
与现有技术相比，本发明的有益效果体现在：
1、与传统表贴式永磁同步电机离散域电流控制器相比，本发明利用基于内置式永磁同步电机离散域数学模型进行设计，设计结果适用于表贴式永磁同步电机和内置式永磁同步电机；
2、与参考文献3中的内置式永磁同步电机离散域电流控制器相比，本发明所设计的电流控制器，具有额外参数自由度，不仅使得跟随快速性的设计不受抗扰性能的约束，而且额外参数自由度的引入能够实现抗扰性能的主动配置；
3、与参考文献3中的内置式永磁同步电机离散域电流控制器相比，本发明所设计的电流控制器，通过额外参数自由度的合理配置能够在不改变控制***快速性的前提下，使控制***在电机参数偏差时，动态响应过程保持极小的超调量，控制***具有极强的参数鲁棒性。
附图说明
图1为本发明中永磁同步电机电流环控制***的控制框图。
图2为本发明中永磁同步电机电流控制器结构框图。
图3为本发明中永磁同步电机电流环控制***在旋转dq坐标系下的等效结构框图。
图4为电机运行在额定频率，电机电感参数准确情况下，参考文献3所述技术方案的复矢量设计电流环带宽为50Hz时的电流响应仿真图。
图5为电机运行在额定频率，电机电感参数准确情况下，本发明技术方案的电流响应仿真图1(控制***期望的跟随和抗扰闭环极点一β1＝0，控制***期望的跟随和抗扰闭环极点二β2＝0.8546，控制***期望的抗扰闭环极点三的可调系数α1＝0.8546，对应电流环带宽为50Hz)。
图6为电机运行在额定频率，电机电感参数准确情况下，本发明技术方案的电流响应仿真图2(控制***期望的跟随和抗扰闭环极点一β1＝0,控制***期望的跟随和抗扰闭环极点二β2＝0.8546，控制***期望的抗扰闭环极点三的可调系数α1＝0.5，对应电流环带宽为50Hz)。
图7为电机运行在额定频率，电机电感参数准确情况下，本发明技术方案的电流响应仿真图3(选择控制***期望的跟随和抗扰闭环极点一β1＝0,控制***期望的跟随和抗扰闭环极点二β2＝0.8546，控制***期望的抗扰闭环极点三的可调系数α1＝0，对应电流环带宽为50Hz)。
图8为电机运行在额定频率，定子交轴电感Lq发生偏差情况下，参考文献3所述技术方案中的内模设计配置为电流环带宽100Hz时的电流响应仿真图。
图9为电机运行在额定频率，定子交轴电感Lq发生偏差情况下，参考文献3所述技术方案中的复矢量设计配置为电流环带宽100Hz时的电流响应仿真图。
图10为电机运行在额定频率，定子交轴电感Lq发生偏差情况下，本发明技术方案配置为电流环带宽100Hz时的电流响应仿真图(控制***期望的跟随和抗扰闭环极点一β1＝0,控制***期望的跟随和抗扰闭环极点二β2＝0.7304，控制***期望的抗扰闭环极点三的可调系数α1＝0.95)。
具体实施方式
下面结合附图和实施例，对本发明永磁同步电机离散域电流环强鲁棒性二自由度控制方法进行详细说明。
图1为本发明中永磁同步电机电流环控制***的控制框图，图2为本发明中永磁同步电机电流控制器结构框图，图3为本发明中永磁同步电机电流环控制***在旋转dq坐标系下的等效结构框图。由图1、图2和图3可见，本发明包括下述步骤：
步骤1，采集永磁同步电机的转子电角速度ωe和转子电角度θe，采集永磁同步电机的定子A相电流ia、定子B相电流ib、定子C相电流ic，再经过坐标变换得到永磁同步电机在旋转dq坐标系下的定子电流dq分量id,iq。
步骤1.1，采集永磁同步电机的定子A相电流ia、定子B相电流ib、定子C相电流ic；
步骤1.2，对步骤1.1采集得到的永磁同步电机定子A相电流ia、定子B相电流ib、定子C相电流ic进行三相静止坐标系到两相静止坐标系的变换得到永磁同步电机在两相静止αβ坐标系下的定子电流αβ分量iα,iβ：
步骤1.3，将步骤1.2得到的永磁同步电机在两相静止αβ坐标系下的定子电流αβ分量iα,iβ进行两相静止坐标系到旋转坐标系的变换得到永磁同步电机在旋转dq坐标系下的定子电流dq分量id,iq：
步骤2，记id,ref为d轴给定电流、iq,ref为q轴给定电流、
为电流控制器d轴输出电压、
为电流控制器q轴输出电压、在离散域中通过复变量z，在z域中设计电流控制器，电流控制器的表达式如下：
其中，
Kp为比例系数矩阵，Kp＝G-1(β1β2-β1-β2+1)；
Ki为积分系数矩阵，Ki＝G-1(I-α1F)(β1β2-β1-β2+1)；
M为电流反馈系数矩阵，M＝G-1((1-α1)F2+(β1+β2-1)(α1-1)F)；
A为电流控制器延迟输出反馈系数矩阵，A＝G-1((1-α1)F-(β1+β2-1)I)G；
在比例系数矩阵Kp、积分系数矩阵Ki、电流反馈系数矩阵M和电流控制器延迟输出反馈系数矩阵A中，
I为单位矩阵，
β1为控制***期望的跟随和抗扰闭环极点一，β2为控制***期望的跟随和抗扰闭环极点二，α1为控制***期望的抗扰闭环极点三的可调系数，β1，β2，α1的取值满足限制：0≤β1＜1，0≤β2＜1，0≤α1＜1；
F为永磁同步电机在旋转dq坐标系下的离散域数学模型的系数矩阵，记为系数矩阵F；
G为永磁同步电机在旋转dq坐标系下的离散域数学模型的输入矩阵，记为输入矩阵G；
步骤3，求解步骤2的电流控制器表达式得到电流控制器d轴输出电压
和电流控制器q轴输出电压
经过坐标变换并补偿数字控制一拍延迟造成的角度滞后得到静止αβ坐标系下的α轴输出电压uα,ref和β轴输出电压uβ,ref，其表达式为：
其中，Ts为采样周期。
步骤4，将步骤3获得的α轴输出电压uα，,ref和β轴输出电压uβ，,ref输入SVPWM模块进行空间矢量脉宽调制，输出PWM波至逆变器模块。
在上述步骤中，步骤2中的系数矩阵F和输入矩阵G的计算如下：
(1)系数矩阵F的表达式如下：
其中，Ld为定子直轴电感，Lq为定子交轴电感，Φ11为系数矩阵F中的变量1，Φ12为系数矩阵F中的变量2，Φ21为系数矩阵F中的变量3，Φ21＝-Φ12，Φ22为系数矩阵F中的变量4。
在上述3个公式中，
为指数函数运算，sinh(),cosh()为双曲函数运算，Rs为定子电阻。
(2)输入矩阵G的表达式如下：
其中，γ11为输入矩阵G中的变量1，γ12为输入矩阵G中的变量2，γ21为输入矩阵G中的变量3，γ22为输入矩阵G中的变量4，其表达式分别如下：
为了验证本发明的有效性，对本发明进行了仿真验证。控制***仿真参数：电机额定功率pn＝10kW，额定电压UN＝220V，定子电阻Rs＝0.428Ω，定子直轴电感Ld＝4.5mH，定子交轴电感Lq＝8.5mH，极对数P＝5，额定频率fe＝200Hz，开关频率fs＝2000Hz，采样周期Ts＝0.5ms。
图4为电机运行在额定频率，参考文献3在控制***参数准确情况下，选择复矢量设计，并将控制***带宽设为50Hz条件下的仿真图。控制***先施加阶跃给定，稳定后，再在q轴输出电压
上施加10V的阶跃扰动，实线波形为定子电流dq分量id,iq中的q轴电流分量iq的波形，虚线波形为定子电流dq分量id,iq中的d轴电流分量id的波形。
图5为电机运行在额定频率，电机电感参数准确情况下，本发明技术方案的电流响应仿真图1(控制***期望的跟随和抗扰闭环极点一β1＝0，控制***期望的跟随和抗扰闭环极点二β2＝0.8546，控制***期望的抗扰闭环极点三的可调系数α1＝0.8546，对应电流环带宽为50Hz)。控制***先施加阶跃给定，稳定后，再在q轴输出电压
上施加10V的阶跃扰动，实线波形为定子电流dq分量id,iq中的q轴电流分量iq的波形，虚线波形为定子电流dq分量id,iq中的d轴电流分量id的波形。
图6为电机运行在额定频率，电机电感参数准确情况下，本发明技术方案的电流响应仿真图2(控制***期望的跟随和抗扰闭环极点一β1＝0,控制***期望的跟随和抗扰闭环极点二β2＝0.8546，控制***期望的抗扰闭环极点三的可调系数α1＝0.5，对应电流环带宽为50Hz)。控制***先施加阶跃给定，稳定后，再在q轴输出电压
上施加10V的阶跃扰动，实线波形为定子电流dq分量id,iq中的q轴电流分量iq的波形，虚线波形为定子电流dq分量id,iq中的d轴电流分量id的波形。
图7为电机运行在额定频率，电机电感参数准确情况下，本发明技术方案的电流响应仿真图3(选择控制***期望的跟随和抗扰闭环极点一β1＝0,控制***期望的跟随和抗扰闭环极点二β2＝0.8546，控制***期望的抗扰闭环极点三的可调系数α1＝0，对应电流环带宽为50Hz)。控制***先施加阶跃给定，稳定后，再在q轴输出电压
上施加10V的阶跃扰动，实线波形为定子电流dq分量id,iq中的q轴电流分量iq的波形，虚线波形为定子电流dq分量id,iq中的d轴电流分量id的波形。
对比图4，图5，图6，图7，可以看到在参数准确条件下参考文献3所述技术方案中的复矢量设计和本发明技术方案在控制***带宽一样的情况下，控制***的跟随性能是相同的，但是参考文献3所述技术方案中的复矢量设计在突加阶跃扰动的情况下，反馈电流出现振荡，需要一定时间才能逐渐稳定，而本发明技术方案可通过灵活设计控制***期望的抗扰闭环极点三的可调系数α1的值，使得这个动态过程振荡程度降低，响应速度变快，提高了控制***抵抗扰动的性能，说明本发明技术方案在不改变控制***跟随性能的情况下，可通过控制***期望的抗扰闭环极点三的可调系数α1的灵活设计，提高控制***的抗扰性能。
图8为电机运行在额定频率，定子交轴电感Lq发生偏差情况下，参考文献3所述技术方案中的内模设计配置为电流环带宽100Hz时的电流响应仿真图。控制***施加阶跃给定，实线波形为定子电流dq分量id,iq中的q轴电流分量iq的波形，虚线波形为定子电流dq分量id,iq中的d轴电流分量id的波形。
图9为电机运行在额定频率，定子交轴电感Lq发生偏差情况下，参考文献3所述技术方案中的复矢量设计配置为电流环带宽100Hz时的电流响应仿真图。控制***施加阶跃给定，实线波形为定子电流dq分量id,iq中的q轴电流分量iq的波形，虚线波形为定子电流dq分量id,iq中的d轴电流分量id的波形。
图10为电机运行在额定频率，定子交轴电感Lq发生偏差情况下，本发明技术方案配置为电流环带宽100Hz时的电流响应仿真图(控制***期望的跟随和抗扰闭环极点一β1＝0，控制***期望的跟随和抗扰闭环极点二β2＝0.7304，控制***期望的抗扰闭环极点三的可调系数α1＝0.95，对应电流环带宽为100Hz)。控制***施加阶跃给定，实线波形为定子电流dq分量id,iq中的q轴电流分量iq的波形，虚线波形为定子电流dq分量id,iq中的d轴电流分量id的波形。
对比图8，图9，图10，可以看到在相同电流环带宽的情况下，参考文献3所述技术方案中的内模设计，在参数不准时，反馈电流动态过程出现较大超调，而参考文献3所述技术方案中的复矢量设计相较于内模设计虽然降低了控制***的超调，但降低程度较低，而本发明技术方案可通过控制***期望的抗扰闭环极点三的可调系数α1的灵活设计，在参数偏差时，显著改善控制***的动态响应过程，使控制***的超调极小，说明本发明技术方案在不改变控制***跟随快速性的情况下，通过控制***期望的抗扰闭环极点三的可调系数α1的灵活设计，显著改善了控制***参数偏差时的动态响应过程，使控制***具有极强的参数鲁棒性。
Claims (3)
1.一种永磁同步电机离散域电流环强鲁棒性二自由度控制方法，其特征在于，包括下述步骤：
步骤1，采集永磁同步电机的转子电角速度ωe和转子电角度θe，采集永磁同步电机的定子A相电流ia、定子B相电流ib、定子C相电流ic，再经过坐标变换得到永磁同步电机在旋转dq坐标系下的定子电流dq分量id,iq；
步骤2，记id,ref为d轴给定电流、iq,ref为q轴给定电流、
为电流控制器d轴输出电压、
为电流控制器q轴输出电压、在离散域中通过复变量z，在z域中设计电流控制器，电流控制器的表达式如下：
其中，
Kp为比例系数矩阵，Kp＝G-1(β1β2-β1-β2+1)；
Ki为积分系数矩阵，Ki＝G-1(I-α1F)(β1β2-β1-β2+1)；
M为电流反馈系数矩阵，M＝G-1((1-α1)F2+(β1+β2-1)(α1-1)F)；
A为电流控制器延迟输出反馈系数矩阵，A＝G-1((1-α1)F-(β1+β2-1)I)G；
在比例系数矩阵Kp、积分系数矩阵Ki、电流反馈系数矩阵M和电流控制器延迟输出反馈系数矩阵A中，
I为单位矩阵，
β1为控制***期望的跟随和抗扰闭环极点一，β2为控制***期望的跟随和抗扰闭环极点二，α1为控制***期望的抗扰闭环极点三的可调系数，β1，β2，α1的取值满足限制：0≤β1＜1，0≤β2＜1，0≤α1＜1；
F为永磁同步电机在旋转dq坐标系下的离散域数学模型的系数矩阵，记为系数矩阵F；
G为永磁同步电机在旋转dq坐标系下的离散域数学模型的输入矩阵，记为输入矩阵G；
步骤3，求解步骤2的电流控制器表达式得到电流控制器d轴输出电压
和电流控制器q轴输出电压
经过坐标变换并补偿数字控制一拍延迟造成的角度滞后得到静止αβ坐标系下的α轴输出电压uα,ref和β轴输出电压uβ,ref，其表达式为：
其中，Ts为采样周期；
步骤4，将步骤3获得的α轴输出电压uα,ref和β轴输出电压uβ,ref输入SVPWM模块进行空间矢量脉宽调制，输出PWM波至逆变器模块。
2.根据权利要求1所述的永磁同步电机离散域电流环强鲁棒性二自由度控制方法，其特征在于，步骤1所述永磁同步电机在旋转dq坐标系下的定子电流dq分量id,iq的获取方式如下：
步骤1.1，采集永磁同步电机的定子A相电流ia、定子B相电流ib、定子C相电流ic；
步骤1.2，对步骤1.1采集得到的永磁同步电机定子A相电流ia、定子B相电流ib、定子C相电流ic进行三相静止坐标系到两相静止坐标系的变换得到永磁同步电机在两相静止αβ坐标系下的定子电流αβ分量iα,iβ：
步骤1.3，将步骤1.2得到的永磁同步电机在两相静止αβ坐标系下的定子电流αβ分量iα,iβ进行两相静止坐标系到旋转坐标系的变换得到永磁同步电机在旋转dq坐标系下的定子电流dq分量id,iq：
3.根据权利要求1所述的永磁同步电机离散域电流环强鲁棒性二自由度控制方法，其特征在于，步骤2所述系数矩阵F和输入矩阵G的计算如下：
(1)系数矩阵F的表达式如下：
其中，Ld为定子直轴电感，Lq为定子交轴电感，Φ11为系数矩阵F中的变量1，Φ12为系数矩阵F中的变量2，Φ21为系数矩阵F中的变量3，Φ21＝-Φ12，Φ22为系数矩阵F中的变量4；
在上述3个公式中，
为指数函数运算，sinh(),cosh()为双曲函数运算，Rs为定子电阻；
(2)输入矩阵G的表达式如下：
其中，γ11为输入矩阵G中的变量1，γ12为输入矩阵G中的变量2，γ21为输入矩阵G中的变量3，γ22为输入矩阵G中的变量4，其表达式分别如下：
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