CN111711344B - 开关电源的自校准过零检测电路 - Google Patents
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Abstract
开关电源的自校准过零检测电路，所述开关电源包括功率管、同步整流管和信号控制单元，所述自校准过零检测电路包括：过零检测单元，所述过零检测单元的输入端连接所述功率管和所述同步整流管之间的开关电压节点，所述过零检测单元的输出端连接所述信号控制单元的控制端；误差判定单元，所述误差判定单元的输入端连接所述功率管和所述同步整流管之间的开关电压节点；失配电压调节单元，所述失配电压调节单元的第一输入端连接所述过零检测单元的输出端，所述失配电压调节单元的第二输入端连接所述误差判定单元的输出端，所述失配电压调节单元的输出端连接所述过零检测单元的输入端。所述开关电源的自校准过零检测电路能够实现过零检测的自校准。
Description
技术领域
本发明涉及开关电源领域，尤其涉及一种开关电源的自校准过零检测电路。
背景技术
开关电源产品广泛应用于工业自动化控制、军工设备、科研设备、LED照明、工控设备、通讯设备、电力设备、仪器仪表、医疗设备、半导体制冷制热、空气净化器，电子冰箱，液晶显示器，LED灯具，通讯设备，视听产品，安防监控，LED灯带，电脑机箱，数码产品和仪器类等领域。
为提高开关电源的转换效率，开关电源多采用同步整流结构，即用同步整流晶体管代替传统二极管完成电感电流整流。但当输出负载较小时，电感电流会反向造成能量损耗，为此，需要过零检测电路检测同步整流晶体管的反向电流。当过零检测电路检测到同步整流管电流反向时，过零检测电路将发出信号关断同步整流晶体管以阻止电流反向。
受半导体制造工艺偏差、环境温度等因素的因此，过零检测电路存在随机的输入失调电压和延时，导致过零检测电路检测到反向电流到发出信号关断同步整流晶体管的时间不准确，进而出现以下各种不良现象：(1)同步整流晶体管关断时间过早时，电感电流依靠同步整流晶体管的体二极管续流，产生较大的体二极管损耗；(2)同步整流晶体管关断时间过晚时，电感电流反向，也会导致损耗增大；同时，功率管和同步整流晶体管的开关节点有很大的振铃电压，增加了晶体管、电感的电压应力，加剧了功率管损耗，并引入了EMI问题。
因此需要精确的过零检测电路及时关断同步整流晶体管，以减小功率损耗、器件应力和EMI等问题。更多有关现有开关电源的过零检测电路相关内容，可以参考申请公布号为CN109660109A的中国专利文献。
发明内容
本发明解决的问题是提供一种开关电源的自校准过零检测电路，以实现过零检测的准确判断。
为解决上述问题，本发明提供了一种开关电源的自校准过零检测电路，所述开关电源包括功率管、同步整流管和信号控制单元，所述自校准过零检测电路包括：过零检测单元，所述过零检测单元的输入端连接所述功率管和所述同步整流管之间的开关电压节点，所述过零检测单元的输出端连接所述信号控制单元的控制端；误差判定单元，所述误差判定单元的输入端连接所述功率管和所述同步整流管之间的开关电压节点；失配电压调节单元，所述失配电压调节单元的第一输入端连接所述过零检测单元的输出端，所述失配电压调节单元的第二输入端连接所述误差判定单元的输出端，所述失配电压调节单元的输出端连接所述过零检测单元的输入端。
可选的，所述误差判定单元判定所述过零检测单元的过零检测误差，并将判定结果发送至所述失配电压调节单元；所述失配电压调节单元根据所述判定结果和所述过零检测单元的输出信号，产生固定步长的失配电压调节信号，发送至所述过零检测单元的输入端，以调整所述过零检测单元的过零调节时刻。
可选的，所述误差判定单元判定所述同步整流管是否利用其内部的寄生二极管进行续流，得到所述过零检测误差。
可选的，所述误差判定单元包括：误差判定比较器，所述误差判定比较器的输出端作为所述误差判定单元的输出端，所述误差判定比较器的正相输入端连接第一供电电压，所述误差判定比较器的反相输入端接地；电压抬升单元，所述电压抬升单元的正端连接所述误差判定比较器的正相输入端，所述电压抬升单元的负端连接所述开关电压节点。
可选的，所述电压抬升单元的导通电压，等于或者接近于所述同步整流管的寄生二极管的导通电压。
可选的，所述电压抬升单元为二极管，所述二极管的阳极连接所述误差判定比较器的正相输入端，所述二极管的阴极连接所述开关电压节点；或者，所述电压抬升单元为NPN三极管，所述NPN三极管的集电极和基极连接所述误差判定比较器的正相输入端，所述NPN三极管的发射极连接所述开关电压节点；或者，所述电压抬升单元为PNP三极管，所述PNP三极管的发射极连接所述误差判定比较器的正相输入端，所述NPN三极管的基极和集电极连接所述开关电压节点；或者，所述电压抬升单元为NMOS管，所述NMOS管的栅极和源极连接所述误差判定比较器的正相输入端，所述NMOS管的漏极连接所述开关电压节点。
可选的，所述电压抬升单元为与所述同步整流管相同型号的NMOS管，所述NMOS管的栅极和源极连接所述误差判定比较器的正相输入端，所述NMOS管的漏极连接所述开关电压节点。
可选的，所述误差判定比较器的反相输入端与地之间具有调节电压源，所述调节电压源的电压值范围为100mV～400mV。
可选的，所述失配电压调节单元包括逻辑处理单元和失配电压控制单元，所述逻辑处理单元的第一输入端作为所述失配电压调节单元的第一输入端，所述逻辑处理单元的第二输入端作为所述失配电压调节单元的第二输入端；所述失配电压控制单元的输出端作为所述失配电压调节单元的输出端。
可选的，所述失配电压控制单元包括：保持电容，所述保持电容的正端连接第二供电电源，所述保持电容的负端接地，所述保持电容的正端作为所述失配电压控制单元的输出端；第一受控开关，所述第一受控开关连接在所述保持电容和所述第二供电电源之间；第二受控开关，所述第二受控开关与所述保持电容并联；所述第一受控开关连接所述逻辑处理单元的第一输出端；所述第二受控开关连接所述逻辑处理单元的第二输出端。
本发明技术方案提供的自校准过零检测电路，可以克服温度和工艺制造偏差的影响，便于相应集成电路的设计和制作，提高过零检测单元判断的一致性和精确度。
本发明技术方案提供的自校准过零检测电路，可以运用于各类开关电源中，克服温度和工艺制造偏差的影响，可以使开关管(同步整流管)的控制变得更加准确，最大程度发挥同步转换器的优点。
附图说明
图1是待改进的开关电源过零检测电路图；
图2是图1所示电路图中各器件的信号时序图；
图3是本发明实施例提供的开关电源的自校准过零检测电路图；
图4是本发明另一实施例提供的开关电源的自校准过零检测电路图；
图5是本发明另一实施例提供的开关电源的自校准过零检测电路的局部电路图；
图6是本发明另一实施例提供的开关电源的自校准过零检测电路的局部电路图；
图7是本发明另一实施例提供的开关电源的自校准过零检测电路的局部电路图；
图8是本发明另一实施例提供的开关电源的自校准过零检测电路的局部电路图；
图9是本发明另一实施例提供的开关电源的自校准过零检测电路的局部电路图。
具体实施方式
发明人对待改进的过零检测电路进行分析发现，待改进的过零检测电路受工艺制造偏差的影响(失配)造成一致性较差，特别是在开关管Ron特别小，影响非常大，过零检测电路不准严重影响断续(DCM)模式的运行效率。
具体原因如图1所示，待改进的开关电源包括信号控制单元Pcon(Pwm control)、功率管、同步整流管和过零检测电路。信号控制单元Pcon的输出端用于接收PWM信号(PWM_IN)，信号控制单元Pcon的的两个输出端分别连接功率管和同步整流管的控制端，两个输出端的相应信号分别为信号HS和信号LS。
功率管的上端接输入电压VIN，功率管和同步整流管的控制端之间为开关电压节点SW，相应的负载回路包括电感L、电容Cout和负载电阻Rload，负载电阻Rload的电压为输出电压Vout。电容Cout和负载电阻Rload的负端，与同步整流管的下端共地。
过零检测电路包括过零比较器COMP1，过零比较器COMP1的正相输入端连接开关电压节点SW。过零比较器COMP1的反相输入端接地，过零比较器COMP1的输出端连接信号控制单元Pcon。
图1所示结构中，通常是通过信号控制单元Pcon接收的PWM_IN信号，并进一步控制同步整流管打开(功率管关闭)时，将开关电压节点SW的电压与过零比较器COMP1的反相输入端的0V(即地电压)比较，判断过零检测(ZCD)，当开关电压节点SW的电压过零时，也代表电感L的电流续流也穿越零点。
图1所示电路结构中，各主要器件的信号时序图如图2所示，结合图1和图2易知开关电源的相应工作过程。
然而，图1这种方式，过零检测是否准确，受比较器COMP1的失调电压Vos和比较器速度的影响较大(其中，比较器速度的影响可以等效到失调电压Vos中)。
不同芯片，比较器COMP1的失调电压Vos不一样，导致实际过零点不同。特别是在同步整流管的导通电阻Ron特别小时(例如通常为5mΩ左右)，考虑现在CMOS工艺一般失调电压Vos为±10mV，则实际过零检测对应的电流范围在±2A左右，这个电流误差太大，削弱了同步整流的优势，甚至还可能造成相反效果，例如造成相比非同步整流而言图1所示的同步整流结构反而降低效率。
为此，本发明提供一种新的开关电源的自校准过零检测电路，以解决上述存在的不足。
为更加清楚的表示，下面结合附图对本发明做详细的说明。
本发明实施例提供一种开关电源的自校准过零检测电路，请参考图3，开关电源包括功率管Q1、同步整流管Q2和信号控制单元Pcon，自校准过零检测电路包括：过零检测单元100，过零检测单元100的输入端连接功率管Q1和同步整流管Q2之间的开关电压节点SW，过零检测单元100的输出端连接信号控制单元Pcon的控制端。
过零检测单元100内部具有过零检测比较器COMP1，过零检测比较器COMP1的正相输入端正是作为过零检测单元100的输入端连接开关电压节点SW。过零检测比较器COMP1的失配电压在图3中显示为失配电压Vos1，并显示为连接在过零检测比较器COMP1的正相输入端。
上述结构的具体连接方式可以参考前述图1相关内容。
请继续参考图3，本实施例的自校准过零检测电路还包括：
误差判定单元200，误差判定单元200的输入端连接功率管Q1和同步整流管Q2之间的开关电压节点SW；
失配电压调节单元300，失配电压调节单元300的第一输入端连接过零检测单元100的输出端，失配电压调节单元300的第二输入端连接误差判定单元200的输出端，失配电压调节单元300的输出端连接过零检测单元100的输入端。
误差判定单元200和失配电压调节单元300的具体电路结构可以为多种，请参考本说明书后续实施例相应内容。
通过上述结构，本实施例可以利用误差判定单元200判定过零检测单元100的过零检测误差，并将判定结果发送至失配电压调节单元300；失配电压调节单元300根据判定结果和过零检测单元100的输出信号，产生固定步长的失配电压调节信号，发送至过零检测单元100的输入端(具体在图3中显示为是发送到失配电压Vos1的等效电压源位置，以实现对这个失配电压Vos1大小的调整)，从而调整过零检测单元100的过零调节时刻。
通过上述结构，本实施例中，可以利用误差判定单元200判定同步整流管Q2是否利用其内部的寄生二极管D2进行续流，得到过零检测误差。因为，经发明人分析，在图3所示结构中，当同步整流管Q2处于利用内部的寄生二极管D2进行续流时，开关电压节点SW的电压将会达到-400mV～-800mV(通常情况下为-600mV～-800mV，例如约为-700mV)；而当同步整流管Q2没有采用内部的寄生二极管D2进行续流时(即利用同步整流管Q2本身的开始续流时)，开关电压节点SW的电压为接地电压，即为0V。
本发明利用上述不同续流情况下的电压差别，实现相应过零检测的误差判定，进而实现自校准。
其原理包括：
如果在过零检测单元100做出过零判断动作之后，误差判定单元200判定出同步整流管Q2处于利用内部的寄生二极管D2进行续流的状态，则说明过零检测单元100的过零检测的判断过早，则本实施例进而用失配电压调节单元300，能够发送固定步长的电压信号(特定长度的脉冲电压)至过零检测单元100，以调整过零检测单元100的过零判断误差，使原本超前的过零检测时刻延后；
如果在过零检测单元100做出过零判断动作之后，误差判定单元200已经判定出同步整流管Q2未处于利用内部的寄生二极管D2进行续流的状态，则说明过零检测单元100的过零检测的判断过晚，则本实施例进而用失配电压调节单元300，能够发送固定步长的电压信号(特定长度的脉冲电压)至过零检测单元100，以调整过零检测单元100的过零判断误差，使原本滞后的过零检测时刻提前；
上述两种情况最终导致的结果是，过零检测单元100的过零检测判断越来越准确，直至过零检测在误差零点前后震荡。这种现象的背后意味着，此时寄生二极管D2交替地处于续流与不续流的状态，误差判定单元200交替地作出不同的判定结果。
综合上述两种情况内容可知，本实施例能够实现准确的过零检测，实现过零检测的自校准。
本发明另一实施例提供另一种开关电源的自校准过零检测电路，请参考图4。
图4相比于图3的电路，区别是进一步提供了一种误差判定单元200的电路结构和一种失配电压调节单元300的电路结构。图4中与图3相同的结构，可以参考本说明书前述内容。
如图4所示，误差判定单元200包括：
误差判定比较器COMP2，误差判定比较器COMP2的输出端作为误差判定单元200的输出端，误差判定比较器COMP2的正相输入端连接第一供电电压VDD，误差判定比较器COMP2的反相输入端接地；
电压抬升单元(未标注，本实施例用二极管D3实现)，电压抬升单元的正端连接误差判定比较器COMP2的正相输入端，电压抬升单元的负端连接开关电压节点SW。
电压抬升单元的导通电压，即二极管D3的导通压降，等于或者接近于同步整流管Q2的寄生二极管D2的导通电压。本实施例中，电压抬升单元为二极管D3，二极管D3的阳极连接误差判定比较器COMP2的正相输入端，二极管D3的阴极连接开关电压节点SW。
根据前一实施例的原理可知，开关电压节点SW在同步整流管Q2以不同方式继流时，开关电压节点SW的节点电压会分别为0V，或-400mV～-800mV。
而本实施例中，通过将电压抬升单元设置在相应位置，能够使误差判定比较器COMP2的正相输入端电压的电压V2，或者为0V，或者为+400mV～+800mV，可以从图4的电路结构得到这样的电压关系。
本实施例中，正是利用电压抬升单元的电压抬升作用，让误差判定比较器COMP2的正相输入端电压V2(后续分析，失配电压Vos2相比电压V2可忽略)，或者为0V，或者为+400mV～+800mV(通常为+600mV～+800mV，例如为+700mV)。
可见，误差判定单元200的电路结构，决定了电压抬升单元的正端电压有两种情况，分别为+400mV～+800mV和0V，这是本实施例误差判定的重要基础前提。
图4显示，本实施例中，误差判定比较器COMP2的反相输入端与地之间具有调节电压源V1，调节电压源V1的电压值范围为100mV～400mV。这一调节电压源V1是作为误差判定比较器COMP2的判定容限而设置的。通常，调节电压源V1和误差判定比较器COMP2的正相输入端电压V2之间，可以选择有100mV的差值就能够使相应的判断足够准确，具体差值可以根据需要调整。
请继续参考图4，本实施例中，失配电压调节单元300包括逻辑处理单元310和失配电压控制单元320，逻辑处理单元310的第一输入端作为失配电压调节单元300的第一输入端，逻辑处理单元310的第二输入端作为失配电压调节单元300的第二输入端；失配电压控制单元320的输出端作为失配电压调节单元300的输出端。
逻辑处理单元310根据误差判定单元200对过零检测误差的判定，输出不同的逻辑信号，进而使失配电压控制单元320输出不同的控制信号给过零检测单元100，实现过零检测自校准。
请继续参考图4，本实施例中，失配电压控制单元320包括：保持电容Chold，保持电容Chold的正端连接第二供电电源Vdd，保持电容Chold的负端接地，保持电容Chold的正端作为失配电压控制单元320的输出端；第一受控开关Sc，第一受控开关Sc连接在保持电容Chold和第二供电电源Vdd之间；第二受控开关Sd，第二受控开关Sd与保持电容Chold并联；第一受控开关Sc连接逻辑处理单元310的第一输出端；第二受控开关Sd连接逻辑处理单元310的第二输出端。
根据图4所示的电路结构，本实施例的具体自校准原理包括：
过零检测单元100的过零检测，是利用过零检测比较器COMP1，判断开关电压节点SW的电压是否过零；当判断开关电压节点SW的电压过零时，过零检测比较器COMP1产生当前周期的过零信号发送给信号控制单元Pcon，使信号控制单元Pcon发送相应的信号(信号LS)，关断同步整流管Q2；这个过程实现了相应的过零检测。
本实施例的自校准功能的实现过程包括：
当过零检测单元100做出过零检测判断以关断同步整流管Q2之后，误差判定单元200判定(检测)电感电流是否通过同步整流管Q2自身的寄生二极管D2(体二极管)继续续流；
根据是否续流的不同判定结果，误差判定单元200向失配电压调节单元300发送不同的输出信号，使失配电压调节单元300产生不同的电压调节信号，调节下一周期的过零检测时间(具体通过所述电压调节信号影响过流检测比较器的失调电压，实现对过零检测时间的调节)，实现对过零检测单元100的过零检测的自校准。
自校准功能的实现，因上述是否续流有两种不同判定结果，而分以下两种情况。
第一种情况下，当过零检测单元100过早做出过零检测判断，导致同步整流管Q2过早关断；此时，电感电流会通过同步整流管Q2自身的寄生二极管D2继续续流，当寄生二极管D2续流时，开关电压节点SW与地的电压差，大小等于寄生二极管D2的导通电压(为负压，一般都在-400mv～-800mv之间)，这个导通电压的大小，会比同步整流管Q2导通续流时的电压大小要大很多，因此，这个导通电压能够被误差判定单元200的误差判定比较器COMP2准确判定；因此，当以寄生二极管D2续流时，误差判定比较器COMP2会给失配电压调节单元300发送相应的电压信号，表示寄生二极管D2续流；而失配电压调节单元300会结合过零检测单元100做出过零检测判断在前且寄生二极管D2续流在后这两个方面的信号，输出一个电压信号给过零检测单元100，用于减小一个步长(每个步长都是一个固定步长)的过零检测比较器COMP1失调电压的电压值，以在下一周期使过零检测单元100比之前延迟一点做出过零检测判断，从而防止过零检测单元100继续过早做出过零检测判断。
第二种情况下，当过零检测单元100过晚做出过零检测判断，导致同步整流管Q2过晚关断；此时，电感电流不会通过同步整流管Q2自身的寄生二极管D2继续续流，即误差判定比较器COMP2没有检测到同步整流管Q2利用自身的体二极管在续流；当寄生二极管D2没有续流时，开关电压节点SW的电压为接地电压(0V)；这个接地电压(0V)能够被误差判定单元200的误差判定比较器COMP2准确判定；因此，当不以寄生二极管D2续流时，误差判定比较器COMP2会给失配电压调节单元300发送另一种相应的电压信号，表示寄生二极管D2不续流；而失配电压调节单元300会结合寄生二极管D2不续流在前且过零检测单元100做出过零检测判断在后这两个方面的信号，输出一个电压信号给过零检测单元100，用于增大一个步长(每个步长都是一个固定步长)的过零检测比较器COMP1失调电压的电压值，以在下一周期使过零检测单元100比之前提早一点做出过零检测判断，从而防止过零检测单元100继续过晚做出过零检测判断。
上述两种情况最终导致的结果是，过零检测单元100的过零检测判断越来越准确，直至过零检测在误差零点前后震荡。这种现象的背后意味着，震荡时，寄生二极管D2已经处理一种交替出现续流与不续流的状态。这种状态导致误差判定比较器COMP2交替地检测到这种续流与不续流的情况，进而导致失配电压调节单元300会交替地输出不同的电压信号给过零检测单元100，以用于交替地增大和减小一个步长的失调电压的电压值，从而使过零检测单元100在过零检测的误差零点前后震荡。
这种震荡状态，实现了过零检测的自校准，因为它的检测精度高。具体的，这种精度高意味着过零检测误差小于一个固定步长的电压，此固定步长电压为本实施例后续公式(4)中提到的ΔVcon，请参考本实施例后续内容。
可见，误差判定单元200和失配电压调节单元300两者结合在一起，相当于给过零检测单元100(具体是给过零检测单元100的过零检测比较器COMP1正相输入端)增加一个受控失调电压，使得过零检测单元100的失调电压(可以全部等效到过零检测比较器COMP1的失调电压)受到失配电压调节单元300输出的电压信号(Vcon)的调节和控制，实现一种校准平衡。
需要说明的是，误差判定单元200的误差判定比较器COMP2能够准确判定同步整流管Q2自身的寄生二极管D2导通电压和接地电压，其原因包括：
相比于寄生二极管D2的导通电压，亦或者说，误差判定比较器COMP2正相输入端的电压V2，误差判定比较器COMP2本身的失调电压Vos2(通常在±10mv以内)较小，可以忽略不计，从而可以利用误差判定比较器COMP2，准确判定电感电流是否还在同步整流管Q2自身的寄生二极管D2续流。
换言之，误差判定单元200中，误差判定比较器COMP2的正相输入端电压基本等于电压抬升单元的正端电压V2，此时，误差判定比较器COMP2的失配电压Vos2通常只为几毫伏(例如为±5mV，或±10mV以内)，相比于电压抬升单元的两端电压(在数百毫伏)，误差判定比较器COMP2的失配电压Vos2可以忽略。
上述校准过程的关系，也可以用公式表示。具体的，可以有以下关系式。
对于误差判定单元200，如前所述，它是用于判定电感电流是否通过同步整流管Q2自身的寄生二极管D2续流，结合图4所示的电路，可以有以下公式：
V2＝Vsw+Vdiode………………(1)
公式(1)中，V2表示过零检测比较器COMP1正相输入端的电压；Vsw为开关电压节点SW的电压；Vdiode表示二极管(电压抬升单元)的带来的抬升电压。上式中未考虑到过零检测比较器COMP1的失调电压和调节电压源V1的电压，在加入该失调电压和调节电压源V1的电压后，进一步调整为以下公式：
V2＝Vsw+Vdiode+Vos2-V1………………(2)
公式(2)中，Vos2表示过零检测比较器COMP1的失调电压，V1表示调节电压源V1的电压。
可见，结合过零检测比较器COMP1自身失调电压，得到公式：
Vsw＝V2-Vdiode-Vos2+V1………………(3)
前面已经提到，Vos2通常为±10mv以内，和Vdiode相比影响很小，可以忽略不计。可见判定门限主要考虑的是Vdiode的大小。因此，公式(3)表明，本实施例可以将过零检测比较器COMP1对开关电压节点SW的判定门限设置为-Vdiode-Vos2+V1。
并且上述公式再次表示，调节电压源V1的电压，则代表二极管检测的裕量，设置这个调节电压源V1是为了提高检测容限，调节电压源V1的电压范围可以为100mV～400mV。
对于失配电压调节单元300的调节作用，有以下关系式：
Vos1＝Vcon-Vdc＝ΔVcon*k-Vdc………………(4)
公式(4)中，Vos1表示过零检测单元100中过零检测比较器COMP1的失调电压；Vcon为失配电压调节单元300输出的用于调节过零检测比较器COMP1的失调电压的电压；ΔVcon表示每次校正时失配电压调节单元300输出的步长电压；k代表控制系数，为整数；Vdc代表直流(DC)电压偏量。
对于失配电压调节单元300，在自校准过程中，本实施例的逻辑处理单元310用于根据过零检测单元100信号和误差判定单元200的输入信号，产生相应的输出信号，以控制第一受控开关Sc和第二受控开关Sd。当过零检测单元100的过零检测比较器COMP1触发过零检测单元100后，根据误差判定单元200是否检测到同步整流管Q2自身的寄生二极管D2续流，如果检测到续流，则逻辑处理单元310输出第二受控开关Sd的开关信号，打开一脉冲，即保持电容Chold放一步长的电量；如果误差判定单元200没有检测到同步整流管Q2自身的寄生二极管D2续流，则输出第一受控开关Sc的开关脉冲信号，即保持电容Chold充电。
因此，失配电压控制单元320将逻辑处理单元310信号转化为对失配电压调节单元300输出的电压(Vcon)的控制。如果误差判定单元200是否检测到同步整流管Q2自身的寄生二极管D2续流，则失配电压控制单元320输出第二受控开关Sd的开关信号，即打开一脉冲，亦即保持电容Chold放掉一步长的电，失配电压调节单元300输出的电压(Vcon)每次减少量为ΔVcon，记为-ΔVcon。
如果误差判定单元200没有检测到同步整流管Q2自身的寄生二极管D2续流，则输出第一受控开关Sc开关脉冲信号，即保持电容Chold充入一步长的电量，对应失配电压调节单元300输出的电压(Vcon)每次增加量为ΔVcon，记为+ΔVcon。
综上可知，用来校准失配电压的精度为以下公式：
ΔVos1＝ΔVcon*k………………(5)
公式(5)中是忽略了前述Vdc的结果，ΔVos1为利用失配电压调节单元300实现的对过零检测单元100中过零检测比较器COMP1的失调电压的调节量。本实施例正是希望前述Vos1＝ΔVos1。
对应的，电感电流为ΔI＝ΔVos1/Ron，其中，Ron为同步整流管Q2自身的导通电阻。
结合上述内容可知，本实施例提供的自校准过零检测电路，可以克服温度和工艺制造偏差的影响，便于相应集成电路的设计和制作，提高过零检测单元100判断的一致性和精确度。
本实施例提供的自校准过零检测电路可以运用于各类开关电源中，例如同步降压转换器或控制器类型的电源。例如用于同步降压转换器时，利用本发明设计实现的自校准过零检测(调节)结构，可以克服温度和工艺制造偏差的影响，可以使开关管的控制变得准确，最大程度发挥同步转换器的优点。
请参考图5，本发明另一实施例提供另一种开关电源的自校准过零检测电路，所述开关电源的自校准过零检测电路与图4所示的开关电源的自校准过零检测电路结构基本相同，相同之处未示出，不同之处仅在于，本实施例中，误差判定单元200中的电压抬升单元为NPN三极管Q3，NPN三极管Q3的集电极和基极连接误差判定比较器COMP2的正相输入端，NPN三极管Q3的发射极连接开关电压节点SW。
图5所示电路可以结合图4内容，相应的其它部分内容结构和原理，请结合参考图4对应实施例内容。
请参考图6，本发明另一实施例提供另一种开关电源的自校准过零检测电路，所述开关电源的自校准过零检测电路与图4所示的开关电源的自校准过零检测电路结构基本相同，相同之处未示出，不同之处仅在于，本实施例中，误差判定单元200中的电压抬升单元为PNP三极管Q4，PNP三极管Q4的发射极连接误差判定比较器COMP2的正相输入端，NPN三极管Q4的基极和集电极连接开关电压节点SW。
图6所示电路可以结合图4内容，相应的其它部分内容结构和原理，请结合参考图4对应实施例内容。
请参考图7，本发明另一实施例提供另一种开关电源的自校准过零检测电路，所述开关电源的自校准过零检测电路与图4所示的开关电源的自校准过零检测电路结构基本相同，相同之处未示出，不同之处仅在于，本实施例中，误差判定单元200中的电压抬升单元为NMOS管Q5，NMOS管Q5的栅极和源极连接误差判定比较器COMP2的正相输入端，NMOS管Q5的漏极连接开关电压节点SW。
本实施例中，电压抬升单元选用与同步整流管Q2相同型号的NMOS管，NMOS管的栅极和源极连接误差判定比较器COMP2的正相输入端，NMOS管的漏极连接开关电压节点SW。这样，能够使电压抬升单元的电压抬升作用与同步整流管Q2的寄生二极管D2的压降更加匹配。
本实施例中，NMOS管Q5的接法是保证其始终不开启，而是利用它的寄生二极管实现相应的电压抬升(即NMOS管Q5处于漏电导通的导通状态，而不是正常导通)，这个电压抬升恰好与同步整流管Q2漏电导通时寄生二极管D2的压降相等。
图7所示电路可以结合图4内容，相应的其它部分内容结构和原理，请结合参考图4对应实施例内容。
请参考图8，本发明另一实施例提供另一种开关电源的自校准过零检测电路，所述开关电源的自校准过零检测电路与图4所示的开关电源的自校准过零检测电路结构基本相同，相同之处未示出，不同之处仅在于，本实施例中，提供了逻辑处理单元310的一种具体电路。
如图8，逻辑处理单元310包括第一与门AND1、第二与门AND2和非门NOT、触发器Tr(D触发器)以及窄脉冲发生器Ng。误差判定比较器COMP2的输出端连接非门NOT输入端和第一与门AND1的其中一个输入端，非门NOT输出端连接第二与门AND2的一个输入端，第一与门AND1的另一个输入端与第二与门AND1的另一个输入端相连接，并且它们连接至窄脉冲发生器Ng的输出端，窄脉冲发生器Ng的输入端连接触发器Tr的Q端(锁存输出端)，触发器的Clk端(时钟信号输入端)连接至过零检测单元100的输出端(结合参考图4)，触发器的Reset端(置1端)连接HS信号，即信号控制单元Pcon对功率管Q1的输出信号。第一与门AND1的输出信号用于作为第一受控开关的控制信号(参考图4相应内容)，第二与门AND2的输出信号用于作为第二受控开关的控制信号(参考图4相应内容)。
图8所示逻辑处理单元310的原理包括：触发器Tr根据误差判定比较器COMP2的判定结果，当在寄生二极管D2续流时，其Q端会输出一个较宽的脉冲信号给窄脉冲发生器Ng，此信号即图8中窄脉冲发生器Ng内部显示的较宽的信号，窄脉冲发生器Ng根据这个较宽的脉冲信号的上升沿会产生一个较窄的窄脉冲，此信号即图8中窄脉冲发生器Ng内部显示的较窄的信号(较窄的信号位于较宽的信号下方，标注为One_shot)；这个窄脉冲用于与第一与门AND1和第二与门AND2产生相对应的第一种控制信号，发送给图4中相应的失配电压控制单元320；触发器Tr根据误差判定比较器COMP2的判定结果，当在寄生二极管D2不续流时，其Q端保持0电位，此时窄脉冲发生器Ng并不接收信号(或者说接收到的是“0”信号)，窄脉冲发生器Ng不产生脉冲信号，窄脉冲发生器Ng输出“0”信号用于与第一与门AND1和第二与门AND2产生相对应的第二种控制信号，发送给图4中相应的失配电压控制单元320。图8所示电路可以结合图4内容，相应的其它部分内容结构和原理，请结合参考图4对应实施例内容。
请参考图9，本发明另一实施例提供另一种开关电源的自校准过零检测电路，所述开关电源的自校准过零检测电路与图4所示的开关电源的自校准过零检测电路结构基本相同，相同之处未示出，不同之处仅在于，本实施例中，显示了另一种失配电压调节单元300，如图9。
这种失配电压调节单元300包括了一种不同于图8的一种逻辑处理单元310，如图9所示，逻辑处理单元310包括了触发器Tr、与门AND0和计数器Cou(加减计数器)。其中，误差判定比较器COMP2的输出端连接计数器Cou的SE端(选择端)，而信号控制单元Pcon对功率管Q1的输出同时连接至触发器Tr的Reset端(置1端)和与门AND0的其中一个输入端，与门AND0的另一个输入端连接触发器的Q端(锁存输出端)。而失配电压调节单元300中的失配电压控制单元320包括数模转换器DAC。需要说明的是，其它实施例中，失配电压控制单元320中的数模转换器DAC也可以采用电位器(数字电位器)替换。
图9所示电路可以结合图4内容，相应的其它部分内容结构和原理，请结合参考图4对应实施例内容。
虽然本发明披露如上，但本发明并非限定于此。任何本领域技术人员，在不脱离本发明的精神和范围内，均可作各种更动与修改，因此本发明的保护范围应当以权利要求所限定的范围为准。
Claims (9)
1.一种开关电源的自校准过零检测电路，所述开关电源包括功率管、同步整流管和信号控制单元，其特征在于，所述自校准过零检测电路包括：
过零检测单元，所述过零检测单元的输入端连接所述功率管和所述同步整流管之间的开关电压节点，所述过零检测单元的输出端连接所述信号控制单元的控制端；
误差判定单元，所述误差判定单元的输入端连接所述功率管和所述同步整流管之间的开关电压节点；
失配电压调节单元，所述失配电压调节单元的第一输入端连接所述过零检测单元的输出端，所述失配电压调节单元的第二输入端连接所述误差判定单元的输出端，所述失配电压调节单元的输出端连接所述过零检测单元的输入端；所述误差判定单元判定所述过零检测单元的过零检测误差，并将判定结果发送至所述失配电压调节单元；所述失配电压调节单元根据所述判定结果和所述过零检测单元的输出信号，产生固定步长的失配电压调节信号，发送至所述过零检测单元的输入端，以调整所述过零检测单元的过零调节时刻。
2.如权利要求1所述的自校准过零检测电路，其特征在于，所述误差判定单元判定所述同步整流管是否利用其内部的寄生二极管进行续流，得到所述过零检测误差。
3.如权利要求2所述的自校准过零检测电路，其特征在于，所述误差判定单元包括：
误差判定比较器，所述误差判定比较器的输出端作为所述误差判定单元的输出端，所述误差判定比较器的正相输入端连接第一供电电压，所述误差判定比较器的反相输入端接地；
电压抬升单元，所述电压抬升单元的正端连接所述误差判定比较器的正相输入端，所述电压抬升单元的负端连接所述开关电压节点。
4.如权利要求3所述的自校准过零检测电路，其特征在于，所述电压抬升单元的导通电压，等于或者接近于所述同步整流管的寄生二极管的导通电压。
5.如权利要求4所述的自校准过零检测电路，其特征在于：
所述电压抬升单元为二极管，所述二极管的阳极连接所述误差判定比较器的正相输入端，所述二极管的阴极连接所述开关电压节点；
或者，所述电压抬升单元为NPN三极管，所述NPN三极管的集电极和基极连接所述误差判定比较器的正相输入端，所述NPN三极管的发射极连接所述开关电压节点；
或者，所述电压抬升单元为PNP三极管，所述PNP三极管的发射极和基极连接所述误差判定比较器的正相输入端，所述PNP三极管的集电极连接所述开关电压节点；
或者，所述电压抬升单元为NMOS管，所述NMOS管的栅极和源极连接所述误差判定比较器的正相输入端，所述NMOS管的漏极连接所述开关电压节点。
6.如权利要求4所述的自校准过零检测电路，其特征在于，所述电压抬升单元为与所述同步整流管相同型号的NMOS管，所述NMOS管的栅极和源极连接所述误差判定比较器的正相输入端，所述NMOS管的漏极连接所述开关电压节点。
7.如权利要求5或6所述的自校准过零检测电路，其特征在于，所述误差判定比较器的反相输入端与地之间具有调节电压源，所述调节电压源的电压值范围为100mV～400mV。
8.如权利要求7所述的自校准过零检测电路，其特征在于，所述失配电压调节单元包括逻辑处理单元和失配电压控制单元，所述逻辑处理单元的第一输入端作为所述失配电压调节单元的第一输入端，所述逻辑处理单元的第二输入端作为所述失配电压调节单元的第二输入端；所述失配电压控制单元的输出端作为所述失配电压调节单元的输出端。
9.如权利要求8所述的自校准过零检测电路，其特征在于，所述失配电压控制单元包括：
保持电容，所述保持电容的正端连接第二供电电源，所述保持电容的负端接地，所述保持电容的正端作为所述失配电压控制单元的输出端；
第一受控开关，所述第一受控开关连接在所述保持电容和所述第二供电电源之间；
第二受控开关，所述第二受控开关与所述保持电容并联；
所述第一受控开关连接所述逻辑处理单元的第一输出端；
所述第二受控开关连接所述逻辑处理单元的第二输出端。
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