CN111669058A

CN111669058A - 三相cllc双向直流变换器及其控制方法

Info

Publication number: CN111669058A
Application number: CN202010456932.2A
Authority: CN
Inventors: 曹国恩; 王一波; 曹睿; 王哲; 赵勇
Original assignee: Institute of Electrical Engineering of CAS
Current assignee: Institute of Electrical Engineering of CAS
Priority date: 2020-05-26
Filing date: 2020-05-26
Publication date: 2020-09-15
Also published as: WO2021237503A1

Abstract

本发明属于直流变换器技术领域，具体涉及了一种三相CLLC双向直流变换器及其控制方法，旨在解决现有基于模块化的高压侧串联‑低压侧并联结构模块数量多、可靠性差以及现有基于多电平技术的变换器电路拓扑复杂、电容分压不均、钳位管电压应力高的问题。本发明包括：高压侧分压电容模块包括3个分压电容；三相半桥串联/并联模块包括串联/并联的三个桥臂，每个桥臂包括串联的两个开关管；三相原边/副边谐振模块包括a、b、c三相原边/副边谐振腔；三相隔离变压器包括a、b、c三个单相变压器；低压侧电容模块。本发明通过分压电容进行高压侧电压分压，降低钳位管电压应力，并通过高频软开关技术降低开关损耗，提高变换器效率和功率密度。

Description

三相CLLC双向直流变换器及其控制方法

技术领域

本发明属于直流变换器技术领域，具体涉及了一种三相CLLC双向直流变换器及其控制方法。

背景技术

双向直流变换器可实现输入、输出电压不变的同时，改变输入、输出电流的方向，实现能量的双向传输，是直流电压变换和功率控制的关键设备。随着可再生能源分布式发电***和直流配电网技术的快速发展，适用于高压大功率场合的双向直流变换器成为近年来的重要发展方向和研究热点之一。

在直流配电网和可再生能源直流发电***中，高压侧电压可高达几kV到几十kV，由于常规功率开关器件的击穿电压较低，高电压直流电源***多采用高压侧串联、低压侧并联的模块化连接方式。然而，随着电压的不断提高，模块数量增加，对***的效率、可靠性和功率密度提出了严峻的挑战。为了提高直流电源***的普适性和综合电气性能，上述***中的双向变换器需满足电压变比高、大功率输出等诸多需求。

为了适应高电压大功率的运行要求，多电平技术在变换器拓扑中得到较广泛的应用。采用多电平技术的变换器既能实现能量的双向传输，又能满足高电压大功率的要求，还可进一步降低功率开关管的电压应力。然而，随着高压侧电压的升高，多电平变换器功率器件的数量急剧上升，电路拓扑十分复杂，且存在电容分压不均、钳位管电压应力高等问题，为其在高电压双向直流变换器中的应用带来极大挑战。

发明内容

为了解决现有技术中的上述问题，即现有基于模块化的高压侧串联-低压侧并联结构模块数量多、可靠性差以及现有基于多电平技术的变换器随高压侧电压升高电路拓扑复杂、电容分压不均、钳位管电压应力高的问题，本发明提供了一种三相CLLC双向直流变换器，该直流变换器包括顺次连接的高压侧分压电容模块、三相半桥串联模块、三相原边谐振模块、三相隔离变压器、三相副边谐振模块、三相半桥并联模块、低压侧电容模块；

所述高压侧分压电容模块，用于进行将高压侧的电压分压以及平滑高压直流母线电压并吸收所述三相半桥串联模块的高脉冲电流；

所述三相半桥串联模块，当能量从高压侧向低压侧传递时，用于将分压后的直流母线电压调制为高频交变的交流方波，当能量从低压侧向高压侧传递时，用于将变压器传递来的高频交流电压整流为直流电压；

所述三相原边谐振模块，与所述三相副边谐振模块配合实现开关管的软开关；

所述三相隔离变压器，用于实现原边与副边的电气隔离以及实现原边与副边的能量传输；

所述三相半桥并联模块，当能量从高压侧向低压侧传递时，用于将将变压器传递来的高频交流电压整流为直流电压，当能量从低压侧向高压侧传递时，用于将低压直流母线电压调制为高频交变的交流方波；

所述低压侧电容模块，用于平滑低压直流母线电压并吸收所述三相半桥并联模块的高脉冲电流。

在一些优选的实施例中，所述高压侧分压电容模块包括分压电容C_H1、分压电容C_H2、分压电容C_H3；

所述分压电容C_H1、分压电容C_H2、分压电容C_H3的电压均为高压侧电压的1/3。

在一些优选的实施例中，所述三相半桥串联模块包括串联的桥臂S₁、桥臂S₂、桥臂S₃；所述桥臂S₁、桥臂S₂、桥臂S₃分别包括串联的2个开关管；

以所述2个开关管的串联连接点作为其对应的桥臂中点，获得桥臂S₁中点

桥臂S₂中点

桥臂S₃中点

在一些优选的实施例中，所述三相半桥并联模块包括并联的桥臂P₁、桥臂P₂、桥臂P₃；所述臂P₁、桥臂P₂、桥臂P₃分别包括串联的2个开关管；

以所述2个开关管的串联连接点作为其对应的桥臂中点，获得桥臂P₁中点

桥臂P₂中点

桥臂P₃中点

在一些优选的实施例中，所述三相原边谐振模块包括a相原边谐振腔、b相原边谐振腔、c相原边谐振腔；

所述a相原边谐振腔、b相原边谐振腔、c相原边谐振腔分别包括原边谐振电容C_rpx、原边谐振电感L_rpx；其中，x＝a/b/c。

在一些优选的实施例中，所述三相副边谐振模块包括a相副边谐振腔、b相副边谐振腔、c相副边谐振腔；

所述a相副边谐振腔、b相副边谐振腔、c相副边谐振腔分别包括副边谐振电容C_rsx、副边谐振电感L_rsx；其中，x＝a/b/c。

在一些优选的实施例中，所述三相隔离变压器包括三相原边绕组、三相副边绕组；

所述三相原边绕组、三相副边绕组各相分别耦接所述原边谐振模块、副边谐振模块的各相；

所述三相原边绕组包括第一端T_x1、第二端T_x2，x＝a/b/c；T_a1与所述桥臂S₁中点

之间串联原边谐振电容C_rpa、原边谐振电感L_rpa，T_b1与所述桥臂S₂中点

之间串联原边谐振电容C_rpb、原边谐振电感L_rpb，T_c1与所述桥臂S₃中点

之间串联原边谐振电容C_rpc、原边谐振电感L_rpc；T_a2与T_b1之间串联原边谐振电感L_rpb，T_b2与T_c1之间串联原边谐振电感L_rpc，T_c2与T_a1之间串联原边谐振电感L_rpa；

所述三相副边绕组包括第三端T_x3、第四端T_x4，x＝a/b/c；T_a3与所述桥臂P₁中点

之间串联副边谐振电容C_rsa、副边谐振电感L_rsa，T_b3与所述桥臂P₂中点

之间串联副边谐振电容C_rsb、副边谐振电感L_rsb，T_c3与所述桥臂P₃中点

之间串联副边谐振电容C_rsc、副边谐振电感L_rsc；T_a4与T_b3之间串联副边谐振电感L_rsb，T_b4与T_c3之间串联副边谐振电感L_rsc，T_c4与T_a3之间串联副边谐振电感L_rsa。

在一些优选的实施例中，所述直流变换器的能量传输包括正向能量传输、反向能量传输；

所述正向能量传输为能量从高压侧传输到低压侧；

所述反向能量传输为能量从低压侧传输到高压侧。

在一些优选的实施例中，所述三相原边谐振模块与所述三相副边谐振模块的三相对称。

在一些优选的实施例中，所述三相隔离变压器为采用磁集成方式的变压器。

本发明的另一方面，提出了一种三相CLLC双向直流变换器控制方法，基于上述的三相CLLC双向直流变换器，该方法包括：

步骤S10，按照能量传输方向进行开关管的设置，若能量传输方向为正向，则跳转步骤S20；若能量传输方向为反向，则跳转步骤S30；

步骤S20，分别设置桥臂S₁、桥臂S₂、桥臂S₃的2个开关管互补导通、占空比均为50％，并设置桥臂S₁、桥臂S₂、桥臂S₃的驱动时序依次相差120°；设置桥臂P₁、桥臂P₂、桥臂P₃的开关管工作在同步整流模式或不控整流模式，跳转步骤S40；

步骤S30，分别设置桥臂P₁、桥臂P₂、桥臂P₃的2个开关管互补导通、占空比均为50％，并设置桥臂P₁、桥臂P₂、桥臂P₃的驱动时序依次相差120°；设置桥臂S₁、桥臂S₂、桥臂S₃的开关管工作在同步整流模式或不控整流模式，跳转步骤S50；

步骤S40，桥臂S₁、桥臂S₂、桥臂S₃分别将分压后的高压侧电压调制为高频交流方波，经由原边谐振模块后传递到三相变压器，在开关模态切换过程中原边谐振模块使桥臂S₁、桥臂S₂、桥臂S₃所有开关管实现软开关，桥臂P₁、桥臂P₂、桥臂P₃将三相变压器副边的高频交变电压整流为直流，在原边开关模态切换过程中副边谐振模块使桥臂P₁、桥臂P₂、桥臂P₃所有开关管实现软开关，输入电压从高压侧传输至低压侧，实现高压到低压的直流变换；

步骤S50，桥臂P₁、桥臂P₂、桥臂P₃分别将低压侧电压调制为高频交流方波，经由副边谐振模块后传递到三相变压器，在开关模态切换过程中副边谐振模块使桥臂P₁、桥臂P₂、桥臂P₃所有开关管实现软开关，桥臂S₁、桥臂S₂、桥臂S₃将三相变压器原边的高频交变电压整流为直流，并经过高压侧分压电容将整流后的直流电压串联叠加，在副边开关模态切换过程中原边谐振模块使桥臂S₁、桥臂S₂、桥臂S₃所有开关管实现软开关，输入电压从低压侧传输至高压侧，实现低压到高压的直流变换。

本发明的有益效果：

(1)本发明的三相CLLC双向直流变换器，在高压侧通过分压电容将输入电压分成3份，每份为输入电压的1/3，因而高压侧开关管(即钳位管)的电压应力也降至了1/3，低压侧开关管的电压应力与低压侧电压相同，适用于高压大功率场合。

(2)本发明的三相CLLC双向直流变换器，设置了原边谐振电路和副边谐振电路，在功率双向传输的同时，实现了在宽电压和宽负载范围内的软开关功能，减小了开关的损耗。

(3)本发明的三相CLLC双向直流变换器，通过三相电路的交错并联，有效提高高压侧和低压侧的电流纹波，进而减小滤波电容，提高了变换器的功率密度。

(4)本发明的三相CLLC双向直流变换器，三相隔离变压器高、低压绕组分别通过星型或三角形连接，实现了变换器低压侧电流的自然均流和高压侧电压的自然均压。

(5)本发明的三相CLLC双向直流变换器，通过磁集成将三个单相隔离变压器集成到一个变压器中，提高了变压器的功率密度。

附图说明

通过阅读参照以下附图所作的对非限制性实施例所作的详细描述，本申请的其它特征、目的和优点将会变得更明显：

图1是本发明三相CLLC双向直流变换器的结构示意图；

图2是本发明三相CLLC双向直流变换器一种实施例的原边星型、副边星型连接方式的三相CLLC双向直流变换器结构示意图；

图3是本发明三相CLLC双向直流变换器一种实施例的正向能量传输时主要工作参数波形图；

图4是本发明三相CLLC双向直流变换器一种实施例的反向能量传输时主要工作参数波形图；

图5是本发明三相CLLC双向直流变换器一种实施例的等效电路模型；

图6是本发明三相CLLC双向直流变换器一种实施例的a相电路的等效电路模型；

图7是本发明三相CLLC双向直流变换器一种实施例的k＝6、m＝0.8时不同Q下的增益曲线；

图8是本发明三相CLLC双向直流变换器一种实施例的Q＝0.2、m＝0.8时不同k下的增益曲线；

图9是本发明三相CLLC双向直流变换器一种实施例的k＝6、Q＝0.2时不同m下的增益曲线；

图10是本发明三相CLLC双向直流变换器一种实施例的三相变压器与原、副边谐振模块不同连接方式的结构图。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本申请作进一步的详细说明。可以理解的是，此处所描述的具体实施例仅用于解释相关发明，而非对该发明的限定。另外还需要说明的是，为了便于描述，附图中仅示出了与有关发明相关的部分。

需要说明的是，在不冲突的情况下，本申请中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。下面将参考附图并结合实施例来详细说明本申请。

本发明的一种三相CLLC双向直流变换器，该直流变换器包括顺次连接的高压侧分压电容模块、三相半桥串联模块、三相原边谐振模块、三相隔离变压器、三相副边谐振模块、三相半桥并联模块、低压侧电容模块；

为了更清晰地对本发明三相CLLC双向直流变换器进行说明，下面结合图1对本发明实施例中各模块展开详述。

本发明一种实施例的三相CLLC双向直流变换器，包括高压侧分压电容模块1、三相半桥串联模块2、三相原边谐振模块3、三相隔离变压器4、三相副边谐振模块5、三相半桥并联模块6、低压侧电容模块7，各模块详细描述如下：

三相CLLC双向直流变换器的能量传输包括正向能量传输、反向能量传输：

正向能量传输为能量从高压侧传输到低压侧，即高压侧输入电压V_H，传输至低压侧连接低压侧负载，其电压为V_L；反向能量传输为能量从低压侧传输到高压侧，即低压侧输入电压V_L，传输至高压侧连接高压侧负载，其电压为V_H。

高压侧分压电容1包括分压电容C_H1、分压电容C_H2、分压电容C_H3，其电压均为高压侧电压V_H的1/3，即V_H/3，由于分压电压的容值较大，各分压电容也可以分别看作电压为V_H/3的电压源。

低压侧电容7记作V_L，也可以看作电压为V_L的电压源。

三相半桥串联模块2包括串联的桥臂S₁、桥臂S₂、桥臂S₃，每一个桥臂分别包括串联的2个开关管，桥臂S₁包括开关管S_H1、S_H2，桥臂S₂包括开关管S_H3、S_H4，桥臂S₃包括开关管S_H5、S_H6。

开关管S_H1、S_H2的连接点为桥臂S₁的中点

同样，开关管S_H3、S_H4的连接点为桥臂S₂的中点

开关管S_H5、S_H6的连接点为桥臂S₃的中点

三相半桥并联模块6包括并联的桥臂P₁、桥臂P₂、桥臂P₃，每一个桥臂分别包括串联的2个开关管，桥臂P₁包括开关管S_L1、S_L2，桥臂P₂包括开关管S_L3、S_L4，桥臂P₃包括开关管S_L5、S_L6。

开关管S_L1、S_L2的连接点为桥臂P₁的中点

同样，开关管S_L3、S_L4的连接点为桥臂P₂的中点

开关管S_L5、S_L6的连接点为桥臂P₃的中点

三相原边谐振模块3包括a相原边谐振腔、b相原边谐振腔、c相原边谐振腔：

a相原边谐振腔包括原边谐振电容C_rpa、原边谐振电感L_rpa、励磁电感L_ma；b相原边谐振腔包括原边谐振电容C_rpb、原边谐振电感L_rpb、励磁电感L_mb；c相原边谐振腔包括原边谐振电容C_rpc、原边谐振电感L_rpc、励磁电感L_mc。

三相副边谐振模块5包括a相副边谐振腔、b相副边谐振腔、c相副边谐振腔：

a相副边谐振腔包括副边谐振电容C_rsa、副边谐振电感L_rsa；b相副边谐振腔包括副边谐振电容C_rsb、副边谐振电感L_rsb；c相副边谐振腔包括副边谐振电容C_rsc、副边谐振电感L_rsc。

三相隔离变压器4包括a相隔离变压器T_a、b相隔离变压器T_b、c相隔离变压器T_c，三相隔离变压器的原、副边绕组均采用三角形连接方式。

三相隔离变压器4的原边绕组由a相隔离变压器T_a、b相隔离变压器T_b、c相隔离变压器T_c的原边绕组构成，各原边绕组包括第一端T_x1和第二端T_x2；同样，三相隔离变压器4的副边绕组由a相隔离变压器T_a、b相隔离变压器T_b、c相隔离变压器T_c的副边绕组构成，各原边绕组包括第三端T_x3和第四端T_x4；其中，x＝a/b/c。

T_a1与所述桥臂S₁中点

之间串联原边谐振电容C_rpc、原边谐振电感L_rpc；T_a2与T_b1之间串联原边谐振电感L_rpb，T_b2与T_c1之间串联原边谐振电感L_rpc，T_c2与T_a1之间串联原边谐振电感L_rpa。

T_a3与所述桥臂P₁中点

根据上述连接关系，第一相CLLC双向直流变换模块包括：原边桥臂S₁、原边谐振电感L_rpa、原边谐振电容C_rpa、励磁电感L_ma、变压器T_a、副边谐振电容C_rsa、副边谐振电感L_rsa、副边桥臂P₁；第二相CLLC双向直流变换模块包括：原边桥臂S₂、原边谐振电感L_rpb、原边谐振电容C_rpb、励磁电感L_mb、变压器T_b、副边谐振电容C_rsb、副边谐振电感L_rsb、副边桥臂P₂；第三相CLLC双向直流变换模块包括：原边桥臂S₃、原边谐振电感L_rpc、原边谐振电容C_rpc、励磁电感L_mc、变压器Tc、副边谐振电容C_rsc、副边谐振电感L_rsc、副边桥臂P₃。

本发明可以根据三相变压器原、副边绕组的连接方式不同，形成不同拓扑结构的三相CLLC双向直流变换器，如图2所示，为本发明三相CLLC双向直流变换器一种实施例的原边星型、副边星型连接方式的三相CLLC双向直流变换器结构示意图，在其他实施例中，还可以根据需要调整三相变压器原、副边绕组的连接方式，本发明在此不一一详述。

本发明第二实施例的三相CLLC双向直流变换器控制方法，基于上述的三相CLLC双向直流变换器，该方法包括：

如图3和图4所示，分别为本发明三相CLLC双向直流变换器一种实施例的正向能量传输和反向能量传输时主要工作参数波形图，结合附图1，根据开关频率f_s与谐振频率f_r之间的大小关系，变换器的工作模式分为三种：模式一，f_s>f_r；模式二，f_s＝f_r；模式三，f_s<f_r。

以模式一为例，在一个完整周期中，变换器的工作情况在前半周期与后半周期相似，这里以前半周期为例对电路进行分析，其中，V_H为高压侧电压；V_L为低压侧电压；i_Lrpa、i_Lrpb、i_Lrpc为三相隔离变压器a相、b相、c相的原边谐振电流；i_Lrsa、i_Lrsb、i_Lrsc为三相隔离变压器a相、b相、c相的副边谐振电流，i_Lma、i_Lmb、i_Lmc为三相隔离变压器a相、b相、c相的励磁电流，V_Lma、V_Lmb、V_Lmc为三相隔离变压器a相、b相、c相的励磁电压，V_Crpa、V_Crpb、V_Crpc为a相、b相、c相原边谐振电容的电压。

为了简化分析，进行以下假设：

(1)所有开关管均为理想器件；

(2)所有电感、电容均为理想器件；

(3)高压侧和低压侧电容足够大，可以在一个开关周期内看作是电压源；

(4)励磁电感L_ma＝L_mb＝L_mc＝L_m，原边谐振电感L_rpa＝L_rpb＝L_rpc＝L_rp，原边谐振电容C_rpa＝C_rpb＝C_rpc＝C_rp，副边谐振电感L_rsa＝L_rsb＝L_rsc＝L_rs，副边谐振电容C_rsa＝C_rsb＝C_rsc＝C_rs。

定义第一谐振频率为f_r1，第二谐振频率为f_r2，如式(1)、式(2)所示：

正向能量传输时，变换器的具体工作原理分析如下：

工作模态一[t₀-t₁]：

在t0时刻之前，S_H1、S_H2、S_H3和S_H6关断，S_H4和S_H5开通，处于a相电路的死区时间内。在该死区时间内，通过a相原边谐振电流i_Lrpa对原边开关管S_H1和S_H2寄生电容进行充放电，S_H2的漏源电压谐振到0，实现软关断，S_H1的漏源电压谐振到桥臂母线电压V_H/3，达到软开通条件。由于参与此谐振过程，L_ma的电流i_Lma先谐振下降然后反向升高。

同时，在t0时刻之前，a相的副边电流在谐振到零之后，a相等效为L_rpa与L_rsa串联后与S_L1、S_L2的寄生电容之间的谐振，谐振电流i_Lrsa使S_L1和S_L2实现软开关，之后S_L1开通，S_L2关断，这一动作也使施加在L_ma、L_mb和L_mc上的电压发生改变，具体为：V_Lma由-nV_L/3变为nV_L/3，V_Lmb由-nV_L/3变为-nV_L×2/3，V_Lmc由nV_L×2/3变为nV_L/3。

在t₀时刻，S_H1门极施加开通信号，S_H1实现软开通。在t₀时刻之后，由于L_rpa与C_rpa的谐振作用，i_Lrpa先谐振到0，然后反向继续谐振上升。V_L将励磁电感上的电压钳位，因此i_Lma、i_Lmc线性升高，i_Lmb继续线性下降。

工作模态二[t₁-t₂]：

在t₁时刻，c相副边电流由于L_rsc和C_rsc的谐振作用下降到0，因此c相原边谐振电流i_Lrpc在t₁时刻与c相励磁电流i_Lmc相等，c相等效为L_rpc与L_mc并联之后与L_rsc串联，然后与S_L5、S_L6的寄生电容之间谐振,谐振电流i_Lrsc使S_L5和S_L6实现软开关，之后S_L5关断，S_L6开通，L_rsc与C_rsc继续串联谐振。同时，由于励磁电感L_ma、L_mb、L_mc也参与谐振，使得各励磁电感的电压改变，具体为：在谐振过程中V_Lma谐振上升、V_Lmb和V_Lmc谐振下降。

工作模态三[t₂-t₃]：

在t₂时刻，S_H5关断，此时段为c相电路的死区时间。由于L_mc>>L_rpc且L_mc>>L_rsc，此时，c相电路等效为L_rsc与L_mc并联之后与L_rpc串联，然后与S_H5和S_H6的寄生电容之间的谐振，谐振电流i_Lrpc使S_H5的漏-源电压由0上升到V_H/3、S_H6的漏-源电压由V_H/3下降到0，S_H5实现软关断，S_H6的反向二极管导通。由于谐振的作用，V_Lma谐振上升、V_Lmb和V_Lmc谐振下降。

S_H5软关断之后，L_rpc、L_rsc、L_mc与S_H5和S_H6寄生电容之间谐振过程结束，施加在L_ma、L_mb和L_mc上的电压发生改变，具体为：V_Lma由工作模态2的nV_L/3变为nV_L×2/3，V_Lmb由-nV_L×2/3变为-nV_L/3，V_Lmc由nV_L/3变为-nV_L/3。因此，i_Lmc在谐振完成后开始线性下降。

工作模态四[t₃-t₄]：

在t₃时刻，S_H6门极施加开通信号，S_H6由于二极管的续流作用，因此实现软开通。在t₃时刻之后，a、b、c相电路的原边和副边谐振单元继续谐振，励磁电感由于副边开关电路的钳位不参与谐振，因此励磁电流线性变化。

工作模态五[t₄-t₅]：

在t₄时刻，b相副边电流由于L_rsb和C_rsb的谐振作用下降到0，因此b相原边谐振电流i_Lrpb在t₄时刻与b相励磁电流i_Lmb相等，b相等效为L_rpb与L_mb并联之后与L_rsb串联，然后与S_L3、S_L4的寄生电容之间的谐振，谐振电流i_Lrsb使S_L3和S_L4实现软开关，之后S_L3关断，S_L4开通，L_rsb和C_rsb继续串联谐振。

工作模态六[t₅-t₆]：

在t₅时刻，S_H3关断，此时段为b相电路的死区时间。由于L_mb>>L_rpb且L_mb>>L_rsb，此时，b相电路等效为L_rsb与L_mb并联之后与L_rpb串联，然后与S_H3和S_H4的寄生电容之间的谐振，谐振电流i_Lrpb使S_H4的漏-源电压由0上升到V_H/3、S_H3的漏-源电压由V_H/3下降到零，S_H4实现软关断，S_H3的反向二极管导通。由于谐振的作用，V_Lma和V_Lmc谐振下降、V_Lmb谐振上升。

S_H3软关断之后，L_rpb、L_rsb、L_mb与S_H3和S_H4寄生电容之间谐振过程结束，施加在L_ma、L_mb和L_mc上的电压发生改变，具体为：V_Lma由工作模态4的nV_L×2/3变为nV_L×2/3，V_Lmb由-nV_L/3变为nV_L/3，V_Lmc由-nV_L/3变为-nV_L×2/3。因此，i_Lmb在谐振完成后开始线性下降。

在t₆时刻，S_H4开通，b相死区时间结束。

工作模态七[t₆-t₇]

在t₆时刻，S_H3门极施加开通信号，S_H3由于二极管的续流作用，因此实现软开通。在t₆时刻之后，与工作模态四相同，a、b、c相电路的原边和副边谐振单元继续谐振，励磁电流线性变化。

工作模态八[t₇-t₈]：

在t₇时刻，a相副边电流由于L_rsa和C_rsa的谐振作用下降到零，因此a相原边谐振电流i_Lrpa在t₇时刻与a相励磁电流i_Lma相等，a相等效为L_rpa与L_ma并联之后与L_rsa串联，然后与S_L1、S_L2的寄生电容之间的谐振，谐振电流i_Lrsa使S_L1和S_L2实现软开关，之后S_L1关断，S_L2开通，L_rsa和C_rsa继续串联谐振。工作模态八的等效电路如图2所示。

t₈时刻以后，S_H1关断，电路开始进入a相电路的死区时间，变换器进入后半个周期，工作情况与上述前半个周期相似。

反向能量传输时，变换器的具体工作原理分析与上述正向能量传输相似，本发明在此不再一一详述。

由以上工作过程分析可知，通过谐振电感和开关管寄生电容的谐振，可以实现开关管的零电压(ZVS)开通，同时由于谐振电感和串联谐振电容的谐振，开关管关断时刻电流较小，可以近似实现开关管的ZVS关断。

在进行正向能量传输时，三相半桥并联单元工作在二极管整流模式或同步整流模式；反向能量传输时，三相半桥串联单元工作在二极管整流模式或同步整流模式。由于谐振电感和开关管寄生电容的谐振作用，均可实现二极管或同步整流管的软开关，因此可降低开关损耗，提高变换器的效率。

高电压增益是三相CLLC双向直流变换器的重要特性之一。本发明一个实施例中采用基波等效法，假定变换器通过谐振网络传输能量时只与基波分量有关，将变换器等效为线性电路来分析。如图5所示，为本发明三相CLLC双向直流变换器一种实施例的等效电路模型，即图5是图1的基波等效变换电路。以a电路为例进行分析，如图6所示，为本发明三相CLLC双向直流变换器一种实施例的a相电路的等效电路模型，设能量由高压侧向低压侧传输，变压器变比为n，副边谐振电感折算至原边的等效电感值为L′_rsa＝L_rsa/n²，副边谐振电容折算至原边的等效电容至为C′_rsa＝C_rsa/n²，折算到原边的等效负载R_eqa＝24n²R_L/π²，其中R_L为低压侧的负载，则归一化频率值、原边特征阻抗、原边品质因数、励磁电感与谐振电感之比、原边漏感与副边漏感之比分别如式(3)、式(4)、式(5)、式(6)、式(7)所示：

因而，通过基波分析法，电压增益如式(8)所示：

其中，a＝2k+1，

如图7、图8和图9所示，分别为本发明三相CLLC双向直流变换器一种实施例的k＝6、m＝0.8时不同Q下的增益曲线，Q＝0.2、m＝0.8时不同k下的增益曲线以及k＝6、Q＝0.2时不同m下的增益曲线，由图中可知：(1)当k＝6、m＝0.8，Q分别依次取值0.1、0.2、0.5、0.8、1、1.5、2时，存在一个固定的点，在这个点上无论Q值如何改变，变换器的电压增益保持不变，增益值为1/3。在其他点，随着Q值的增加，在同一频率下电压增益减小；(2)当Q＝0.2、m＝0.8，k分别依次取值2、3、5、8、10、15、20、30、50时，当谐振频率等于开关频率时，无论k值如何改变，变换器的电压增益保持不变，增益值为1/3，同时，随着k值增加，电压增益的最小值减小，增益曲线区域平稳；(3)当k＝6、Q＝0.2，m分别依次取值0.3、0.5、0.7、0.8、1、1.5、2、5时，在低频区域(图中归一化频率f_n≈0.38)处，存在一个固定的点，在这个点上无论m值如何改变，变换器的电压增益保持不变，在其他点，随着m值的减小，电压增益的峰值逐渐增大，由于一般变换器的Q值较小、k值较大，所以当m<1时，电压增益随着m值的变化较大，当m>1时，电压增益曲线变化较小。

由以上分析可知，变换器的增益特性由Q、k、m共同作用，且相互之间耦合。在具体应用中，可根据变换器增益范围、输出功率范围来进行设计。

通过改变S_n桥臂和P_n桥臂的开关频率，即可改变变换器的电压增益。在纯阻性条件下，即开关频率等于谐振频率时，A相电压增益可简化为式(9)所示：

由以上可知，当m≠1时，在纯阻性负载条件下CLLC双向变换器的增益与原边的品质因数Q是相关的，当m＝1时，CLLC双向变换器的增益在纯阻性负载条件下为1，与负载无关。

当能量由低压侧向高压侧传输时，变换器增益为1/M_A。当m＝1时，M_A＝1/M_A＝1，即变换器双向电压增益都为1，其正反向特性相同。

考虑a、b、c三相变压器原、副边的不同连接方式，设其增益为M_T。当能量从高压侧向低压侧传输时，本发明三相CLLC双向直流变换器的电压增益如式(10)所示：

根据三相变压器原、副边绕组的连接方式不同，变压器增益M_T的取值也不同，具体如下：

(1)原边绕组星型连接，副边绕组星型连接：M_T＝1；

(2)原边绕组星型连接，副边绕组三角形连接，

(3)原边绕组三角型连接，副边绕组三角形连接，M_T＝1；

(4)原边绕组三角型连接，副边绕组星连接，

如图10所示，为本发明三相CLLC双向直流变换器一种实施例的三相变压器与原、副边谐振模块不同连接方式的结构图，绕组连接包括绕组三角形连接和绕组星型连接两种方式，变压器绕组与谐振模块连接包括4中三角形连接和4中星型连接共8种方式。

所属技术领域的技术人员可以清楚地了解到，为描述的方便和简洁，上述描述的***的具体工作过程及有关说明，可以参考前述方法实施例中的对应过程，在此不再赘述。

需要说明的是，上述实施例提供的三相CLLC双向直流变换器及其控制方法，仅以上述各功能模块的划分进行举例说明，在实际应用中，可以根据需要而将上述功能分配由不同的功能模块来完成，即将本发明实施例中的模块或者步骤再分解或者组合，例如，上述实施例的模块可以合并为一个模块，也可以进一步拆分成多个子模块，以完成以上描述的全部或者部分功能。对于本发明实施例中涉及的模块、步骤的名称，仅仅是为了区分各个模块或者步骤，不视为对本发明的不当限定。

术语“第一”、“第二”等是用于区别类似的对象，而不是用于描述或表示特定的顺序或先后次序。

术语“包括”或者任何其它类似用语旨在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备/装置不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其它要素，或者还包括这些过程、方法、物品或者设备/装置所固有的要素。

至此，已经结合附图所示的优选实施方式描述了本发明的技术方案，但是，本领域技术人员容易理解的是，本发明的保护范围显然不局限于这些具体实施方式。在不偏离本发明的原理的前提下，本领域技术人员可以对相关技术特征作出等同的更改或替换，这些更改或替换之后的技术方案都将落入本发明的保护范围之内。