CN111630769A - 驱动装置、流体利用装置以及空调机 - Google Patents

Abstract

驱动装置(100)具备：电流检测部(4a)，检测向主侧同步电动机(1a)流动的电流；和电流检测部(4b)，检测向副侧同步电动机(1b)流动的电流。驱动装置(100)具备：磁极位置推断部(5a)，推断主侧同步电动机(1a)所具有的转子的磁极位置；和磁极位置推断部(5b)，推断副侧同步电动机(1b)所具有的转子的磁极位置。驱动装置(100)具备：电流控制部(6)，输出电压指令；和副侧转矩电流脉动成分提取部(7)，提取脉动成分。驱动装置(100)的特征在于，具备：减法器(8)，求出角度差；和磁通电流指令决定部(9)，决定磁通电流指令。

Description

驱动装置、流体利用装置以及空调机

技术领域

本发明涉及对与1台电力转换器并联连接的2台同步电动机进行驱动的驱动装置、具备驱动装置的流体利用装置以及具备流体利用装置的空调机。

背景技术

对同步电动机而言，若不使用与转子的旋转位置亦即转子位置相关的信息来施加与旋转位置对应的适当的电压，则存在无法适当地产生转矩而失调或者停止动作的可能性。因此，在驱动多台同步电动机的情况下，为了施加与各个同步电动机所具备的转子的旋转位置对应的电压，以往使用了与同步电动机的台数相同台数的电力转换器。然而，在这样构成的情况下，由于同步电动机的台数越增加，则电力转换器的台数越增加，所以成本的增加成为课题。鉴于此，近些年，基于同步电动机的控制技术的高级化而尝试利用1台的电力转换器来驱动2台同步电动机。

专利文献1中公开了一种将与1台电力转换器连接的2台同步电动机中的一方作为主侧同步电动机、将另一方作为副侧同步电动机，驱动装置使用2台同步电动机的旋转速度来控制2台同步电动机的手法。在专利文献1所记载的手法中，驱动装置对主侧同步电动机进行矢量控制，使用2台同步电动机间的旋转速度之差以及旋转位置之差来决定主侧同步电动机的d轴电流指令，由此使副侧同步电动机的驱动稳定化。矢量控制是将在同步电动机中流动的电流分解成产生转矩的电流成分与产生磁通的电流成分并独立控制各个电流成分的控制方式。

专利文献1：美国专利申请公开第2015/0229245号说明书

非专利文献1：Yongjae Lee,Jung-Ik Ha，“Analysis and Control of MonoInverter Dual Parallel SPMSM Drive System”，2014，IEEE

非专利文献2：Yongjae Lee,Jung-Ik Ha，“Control Method for Mono InverterDual Parallel Surface-Mounted Permanent-Magnet Synchronous Machine DriveSystem”，2015，IEEE

专利文献1中记载为在不使用速度检测机构、位置检测机构之类的传感器的无位置传感器控制中也能够应用专利文献1所记载的手法。另外，在非专利文献1以及非专利文献2中刊登了使用专利文献1的技术的无位置传感器控制的验证试验结果。无位置传感器控制一般在低速区域内的动作稳定性存在课题。其理由是因为：在低旋转区域中电动机的速度电动势降低，电力转换器的输出电压误差的影响相对变大。由于甚至在利用1个电力转换器驱动1台同步电动机的情况下，低速下的动作稳定性也成为问题，所以在利用1个电力转换器并联驱动2台同步电动机的情况下，愈发难以确保低速区域的动作稳定性。然而，在专利文献1、非专利文献1以及非专利文献2中，关于低速区域内的驱动方法未进行具体的记载。

发明内容

本发明是鉴于上述情况而完成的，其目的在于，获得一种即便在使用1台电力转换器以无位置传感器来驱动2台同步电动机的情况下也能够抑制低速区域的旋转变得不稳定的驱动装置。

为了解决上述的课题、实现目的，本发明的驱动装置具备：电力转换器，向并联连接的第1同步电动机以及第2同步电动机供给电力；第1电流检测器，检测向第1同步电动机流动的第1电流；以及第2电流检测器，检测向第2同步电动机流动的第2电流。驱动装置具备：第1磁极位置推断部，使用用于驱动第1同步电动机的电压指令和第1电流，来推断第1同步电动机所具有的转子的第1磁极位置；和第2磁极位置推断部，使用电压指令和第2电流来推断第2同步电动机所具有的转子的第2磁极位置。驱动装置具备：控制部，使用转矩电流指令、磁通电流指令、第1电流以及第1磁极位置来输出电压指令；和脉动成分提取部，提取向第2同步电动机流动的转矩电流所包含的转矩电流脉动成分与被第2同步电动机消耗的有效电力所包含的有效电力脉动成分的至少一方的脉动成分。驱动装置具备：第1减法器，使用第1磁极位置与第2磁极位置，来求出第1同步电动机以及第2同步电动机各自具有的转子的磁极位置之差亦即角度差；和磁通电流指令决定部，使用由脉动成分提取部提取到的脉动成分与角度差来决定磁通电流指令。

根据本发明，起到即便在使用1台电力转换器以无位置传感器的方式驱动2台同步电动机的情况下也能够抑制低速区域的旋转不稳定这一效果。

附图说明

图1是表示本发明的实施方式1所涉及的驱动装置的结构的图。

图2是表示图1所示的副(sub)侧转矩电流脉动成分提取部的第1构成例的图。

图3是表示图1所示的副侧转矩电流脉动成分提取部的第2构成例的图。

图4是表示图1所示的副侧转矩电流脉动成分提取部的第3构成例的图。

图5是用于对图1所示的副侧同步电动机的转矩变化的举动进行说明的第1图。

图6是用于对图1所示的副侧同步电动机的转矩变化的举动进行说明的第2图。

图7是用于对图1所示的副侧同步电动机的转矩变化的举动进行说明的第3图。

图8是用于对图1所示的副侧同步电动机的转矩变化的举动进行说明的第4图。

图9是用于对图1所示的副侧同步电动机的转矩变化的举动进行说明的第5图。

图10是用于对图1所示的副侧同步电动机的转矩变化的举动进行说明的第6图。

图11是将图6、图7、图9以及图10所示的主侧的d轴电流、角度差的符号、以及副侧同步电动机的转矩的状态建立对应而示出的图。

图12是表示由适应磁通观测器构成了图1所示的磁极位置推断部的例子的图。

图13是表示在实施方式1所涉及的驱动装置中假想电力转换器的输出电压误差为零而使2台同步电动机以低速并联驱动时的副侧同步电动机的旋转速度的真值亦即速度真值、d轴电流、q轴电流的图。

图14是表示在实施方式1所涉及的驱动装置中引入实机等同的输出电压误差而使2台同步电动机以低速并联驱动时的副侧同步电动机的旋转速度的真值亦即速度真值、d轴电流以及q轴电流的图。

图15是表示在实施方式1所涉及的驱动装置中假想电力转换器的输出电压误差为零而使2台同步电动机以低速并联驱动时的速度推断波形的图。

图16是表示在实施方式1所涉及的驱动装置中引入实机等同输出电压误差而使2台同步电动机以低速并联驱动时的速度推断波形的图。

图17是表示对图15的速度推断波形进行了FFT(Fast Fourier Transform)分析的结果的图。

图18是表示对图16的速度推断波形进行了FFT分析的结果的图。

图19是表示图1所示的磁通电流指令决定部的构成例的图。

图20是用于对图19所示的符号判定器的符号判定处理进行说明的第1图。

图21是用于对图19所示的符号判定器的符号判定处理进行说明的第2图。

图22是用于对图19所示的符号判定器的符号判定处理进行说明的第3图。

图23是表示本发明的实施方式2所涉及的驱动装置的结构的图。

图24是表示本发明的实施方式3所涉及的驱动装置的结构的图。

图25是本发明的实施方式4所涉及的流体利用装置的结构图。

图26是本发明的实施方式5所涉及的空调机的结构图。

具体实施方式

以下，基于附图对本发明的实施方式所涉及的驱动装置、流体利用装置以及空调机详细进行说明。不过，本发明并不受该实施方式限定。

实施方式1.

图1是表示本发明的实施方式1所涉及的驱动装置的结构的图。同步电动机大致被分为在转子设置永磁铁的永磁铁励磁式同步电动机、在转子卷绕励磁绕组的绕组励磁式同步电动机、以及利用转子的凸极性来获得旋转转矩的磁阻式同步电动机。在实施方式1所涉及的驱动装置100中，这些同步电动机种类中的同种的同步电动机例如永磁铁励磁式同步电动机2台并联连接。在实施方式1中，将2台同步电动机中的一方称为主侧同步电动机1a，将另一方称为副侧同步电动机1b。主侧同步电动机1a是第1同步电动机，副侧同步电动机1b是第2同步电动机。

此外，在实施方式1中，虽然使用三相永磁铁励磁式同步电动机，但只要2台同步电动机各自的马达常数为同等程度即可，也可以使用永磁铁励磁式以外的同步电动机，还可以使用二相、五相等三相以外的相数的同步电动机。

驱动装置100具备：电力转换器2，向并联连接的主侧同步电动机1a以及副侧同步电动机1b供给电力；电流检测部4a，检测向主侧同步电动机1a流动的第1电流；电流检测部4b，检测向副侧同步电动机1b流动的第2电流；以及作为第1磁极位置推断部的磁极位置推断部5a。另外，驱动装置100具备作为第2磁极位置推断部的磁极位置推断部5b、输出电压指令的控制部亦即电流控制部6、脉动成分提取部70、作为第1减法器的减法器8、以及磁通电流指令决定部9。脉动成分提取部70具备副侧转矩电流脉动成分提取部7。以下，存在将副侧转矩电流脉动成分提取部7简称为“脉动成分提取部7”的情况。

电力转换器2将从直流电压源3供给的直流电力变换成交流电力并向主侧同步电动机1a以及副侧同步电动机1b输出。在实施方式1中，电力转换器2使用电压型逆变器。电压型逆变器是对从直流电压源3供给的直流电压进行开关来变换成交流电压的装置。此外，电力转换器2只要能够输出用于驱动主侧同步电动机1a以及副侧同步电动机1b的交流电力即可，并不限定于电压型逆变器，也可以是电流型逆变器、将交流电力变换成振幅以及频率不同的交流电力的矩阵转换器、将多个变换器的输出串联或者并联连接而成的多电平变换器等电路。

作为第1电流检测器的电流检测部4a对从电力转换器2向主侧同步电动机1a流动的相电流进行检测，并输出表示检测到的相电流的值的电流信息。作为第2电流检测器的电流检测部4b对从电力转换器2向副侧同步电动机1b流动的相电流进行检测，并输出表示检测到的相电流的值的电流信息。

电流检测部4a、4b可以是使用了被称为CT(Current Transformer)的仪器用变流器的电流传感器，也可以是使用了分流电阻的电流传感器。另外，电流检测部4a、4b也可以是将它们组合而成的部件。在实施方式1所涉及的驱动装置100中，通过在同步电动机的附近设置的电流检测部4a、4b来检测电流。在图1所示的例子中，直接检测向同步电动机流动的相电流，但电流检测方式只要能够根据基尔霍夫电流定律来运算向同步电动机流动的电流即可，并不限定于直接检测的例子。例如，也可以使用利用了在电力转换器2的负侧直流母线设置的分流电阻的单分流电流检测方式、利用了与电力转换器2的下臂串联连接的分流电阻的下臂分流电流检测方式等来检测向同步电动机流动的相电流。其中，在三相的电力转换器2的情况下，由于下臂分流电流检测方式使用与3条下臂各自串联连接的分流电阻，所以亦被称为三分流电流检测方式。不过，由于在单分流电流检测方式或者三分流电流检测方式中，仅测量向主侧同步电动机1a以及副侧同步电动机1b各自流动的电流的合计值，所以需要在主侧同步电动机1a以及副侧同步电动机1b中的任一方的同步电动机的附近设置电流传感器。另外，当然由于在三相的同步电动机的情况下，只要在与同步电动机连接的三相的配线中的任意二相的配线设置电流传感器，则剩余一相的电流能够利用基尔霍夫电流定律来计算，所以不需要在三相的配线全部设置电流传感器。另外，关于电流检测部4a以及电流检测部4b的结构以及配置可考虑各种方式，但基本可以使用任意方式。

磁极位置推断部5a使用由电流检测部4a检测的第1电流、即向主侧同步电动机1a流动的相电流与从电流控制部6输出的电压指令，来推断主侧同步电动机1a的第1磁极位置。

磁极位置推断部5b使用由电流检测部4b检测的第2电流、即向副侧同步电动机1b流动的相电流与从电流控制部6输出的电压指令，来推断副侧同步电动机1b的第2磁极位置。

磁极位置的推断方法存在各种方法，但在同步电动机所具备的转子的旋转速度整个区域中的中高速区域中，一般利用表示同步电动机的速度电动势的信息来求出磁极位置。速度电动势是因转子进行旋转而在同步电动机内部产生的感应电力，与在同步电动机所具备的转子和定子之间产生的磁场以及转子的旋转速度成比例。关于磁极位置的推断方法的详细内容将后述。

电流控制部6是为了控制向主侧同步电动机1a流动的电流而将主侧同步电动机1a所具备的转子的永磁铁的磁通的方向作为d轴、将与d轴正交的轴作为q轴来通过矢量控制将由电流检测部4a检测出的电流坐标转换成dq坐标系的电流指令值的矢量控制器。在一般的矢量控制器中，进行以转子的磁极为基准的dq坐标上的电流控制。这是因为若将相电流变换成dq坐标上的值，则交流量成为直流量而控制变容易。在同步电动机中，由于q轴电流与同步电动机的磁铁转矩成比例，所以将q轴称为转矩轴，将q轴电流称为转矩电流。相对于q轴电流，由于d轴电流引起在定子中产生的磁通的变化，使同步电动机的输出电压的振幅变化，所以将d轴称为磁通轴，将d轴电流称为磁通电流、励磁电流等。其中，同步电动机的种类有在转子铁芯的外周面设置了永磁铁的表面磁体型同步交流电动机、在转子铁芯的内部埋入了永磁铁的永磁铁埋入型电动机等。在永磁铁埋入型电动机中，由于磁阻转矩根据d轴电流而变化，所以虽然并非仅q轴电流对转矩起作用，但一般大多将q轴电流称为转矩电流。

在坐标转换中使用由磁极位置推断部5a运算的磁极位置的推断值。此外，电流控制部6除了使用矢量控制中的dq坐标系以外，也可以使用αβ定子坐标系、γδ坐标系等极坐标系。另外，电流控制部6也可以采用直接转矩控制(Direct Torque Control：DTC)来代替矢量控制。但是，在采用DTC的情况下，需要将电流指令换算成磁通指令以及转矩指令。

此外，若并非在dq坐标系下而在以从定子产生的磁通为基准的坐标系下进行控制，则能够更严格地计算转矩电流与磁通电流。该坐标系大多被称为f-t坐标系、n-t坐标系等，但由于是公知的，所以省略详细的说明。在实施方式1中，存在将q轴电流称为转矩电流、将d轴电流称为磁通电流的情况，但在使用dq坐标系以外的坐标系进行控制的情况下、使用原理上不产生磁铁转矩的磁阻同步电动机的情况下等并不受此限制。

其中，电流控制部6将向主侧同步电动机1a流动的转矩电流控制成与转矩电流指令的值一致，另外，将向主侧同步电动机1a流动的磁通电流控制成与磁通电流指令的值一致。电流控制部6的具体的实现方法可以是任何方法，但电流控制部6一般由比例积分控制器以及解耦控制器构成。转矩电流指令可以是在磁通电流指令决定部9中计算速度控制的结果的指令，也可以是从上位的控制器输入的指令。磁通电流指令的详细内容将后述。

在通过电流控制部6矢量控制了主侧同步电动机1a时，由于副侧同步电动机1b被与主侧同步电动机1a连带驱动，所以副侧同步电动机1b处于开环驱动的状态。作为与同步电动机的开环驱动相关的著名论文，存在以下的参考文献1。

(参考文献1)伊東淳一、豊崎次郎、大沢博著「永久磁石同期電動機のV/f制御の高性能化」、電気学会論文誌D、122巻(2002年)3号P253－259

根据上述参考文献1，描述为若开环驱动同步电动机，则同步电动机以固有角频率ω_n进行自激振荡，存在控制变得不稳定的情况。固有角频率ω_n由下述(1)式的近似式表达。其中，P_m表示极对数，Φ_a表示电枢磁链(armature flux linkage)，L_a表示电枢电感，J表示惯性力矩。

[式1]

由于存在机电耦合振动被称为电机弹簧共振的情况，所以由上述(1)式表达的固有角频率ω_n亦被称为电机弹簧共振角频率。在上述参考文献1所公开的技术中，为了抑制电机弹簧共振而追加了稳定化补偿器，在驱动装置100中也需要同样的稳定化补偿。为此，需要对向图1所示的副侧同步电动机1b流动的转矩电流因电机弹簧共振而以何种程度振动进行调查。

其中，在专利文献1所公开的技术中，求出主侧同步电动机以及副侧同步电动机分别所具有的转子的旋转速度之差亦即速度差，通过使用该速度差来进行速度差稳定化补偿。由此，由于主侧同步电动机被稳定地控制，所以可以说专利文献1所公开的技术求出副侧同步电动机的速度脉动成分而进行了稳定化补偿。关于专利文献1所公开的技术与实施方式1的不同点的详细情况将后述。

在向副侧同步电动机1b流动的转矩电流重叠有加减速转矩引起的成分和负载转矩引起的成分。加减速转矩是伴随着同步电动机的加减速的惯性转矩。负载转矩是从输出转矩减去了加减速转矩和摩擦等损失所得的转矩。在图1所示的脉动成分提取部7中，提取副侧同步电动机1b的转矩电流所包含的电机弹簧共振角频率附近的脉动成分。其中，存在脉动成分提取部7使用高通滤波器的方法与使用带通滤波器的方法两种，依次对这些进行说明。

图2是表示图1所示的副侧转矩电流脉动成分提取部的第1构成例的图。图2中示出使用了一阶高通滤波器的副侧转矩电流脉动成分提取部7A的构成例，其传递函数用下述(2)式表达。其中，s是拉普拉斯变换的运算符，ω_c是截止角频率。

[式2]

上述(2)式中示出使用了一阶高通滤波器的情况下的传递函数，但在想要获得更陡峭的滤波特性的情况下，可以使用阶数为n的高通滤波器。n为2以上的整数。在使用高通滤波器的情况下，优选截止角频率ω_c为电机弹簧共振角频率的1/3以下，例如设定为电机弹簧共振角频率的1/5～1/20的值。

图3是表示图1所示的副侧转矩电流脉动成分提取部的第2构成例的图。图3中示出使用了二阶带通滤波器的副侧转矩电流脉动成分提取部7B的构成例，其传递函数用下述(3)式表达。其中，s表示拉普拉斯变换的运算符，ω_p表示峰值角频率。q是品质因数，是决定滤波器的通过带宽的系数。

[式3]

上述(3)式中示出使用了二阶带通滤波器的情况下的传递函数，但在想要获得更陡峭的滤波特性的情况下，可以使用阶数为m的带通滤波器。m为3以上的整数。在使用带通滤波器的情况下，副侧转矩电流脉动成分提取部7B使峰值角频率ω_p与电机弹簧共振角频率一致。其中，虽然在上述的参考文献1中未提及，但存在电机弹簧共振角频率根6据驱动条件而变动的性质。因此，带通滤波器的通过带宽需要预测电机弹簧共振角频率的变动量而设计得较宽。此外，副侧转矩电流脉动成分提取部7B可以是实测电机弹簧共振角频率来使峰值角频率ω_p追踪电机弹簧共振角频率那样的结构、即动态地变更带通滤波器的中心频率的结构，该情况下，能够缩窄通过带宽。中心频率相当于峰值角频率ω_p。

此外，也可以代替进行上述(3)式的计算而如图4所示，使用利用了傅里叶级数展开的带通滤波器。图4是表示图1所示的副侧转矩电流脉动成分提取部的第3构成例的图。图4所示的副侧转矩电流脉动成分提取部7C具备脉动频率测量部71、余弦波产生器72、正弦波产生器73、傅里叶余弦系数运算部74、傅里叶正弦系数运算部75以及交流复原器76。

由电流检测部4b检测出的电流亦即输入信号所包含的脉动频率、即由电流检测部4b检测出的电流所包含的脉动频率能够由脉动频率测量部71测量。其中，副侧转矩电流脉动成分提取部7具备未图示的坐标转换器，该坐标转换器使用由电流检测部4b检测出的电流与由磁极位置推断部5b推断出的磁极位置来进行坐标转换。该坐标转换器使用由磁极位置推断部5b推断出的磁极位置，来将由电流检测部4b检测出的三相坐标系的电流坐标转换成进行旋转的正交坐标系并输出。上述的输入信号相当于由坐标转换器坐标转换过的电流。余弦波产生器72产生以脉动频率进行振动的余弦波信号，正弦波产生器73产生以脉动频率进行振动的正弦波信号。

傅里叶余弦系数运算部74使用来自余弦波产生器72的余弦波信号，来进行由电流检测部4b检测出的电流亦即输入信号的傅里叶级数展开，对该输入信号所包含的特定频率成分的大小中的余弦成分的大小亦即傅里叶余弦系数进行运算。傅里叶余弦系数是将具有任意的周期的偶函数展开成cos的级数时的系数。傅里叶正弦系数运算部75使用来自正弦波产生器73的正弦波信号，来进行该输入信号的傅里叶级数展开，对该输入信号的特定频率成分的大小中的正弦成分的大小亦即傅里叶正弦系数进行运算。傅里叶正弦系数是将具有任意的周期的奇函数展开成sin的级数时的系数。

交流复原器76使用来自余弦波产生器72的余弦波信号、来自正弦波产生器73的正弦波信号、通过傅里叶级数展开而获得的傅里叶余弦系数、以及通过傅里叶级数展开而获得的傅里叶正弦系数来复原交流。傅里叶级数展开是指从输入信号取出特定的频率成分的大小与相位。特定的频率成分的大小能够由余弦成分的大小与正弦成分的大小来表示。相位能够由余弦成分的大小与正弦成分的大小之比来表示。根据图4所示的副侧转矩电流脉动成分提取部7C，通过傅里叶级数展开与逆变换来获得带通滤波器的特性。在逆变换中，基于通过傅里叶级数展开而取出的特定频率成分的余弦成分的大小、正弦成分的大小以及相位来输出特定频率的交流。

在微型计算机等处理装置安装驱动装置100的功能的情况下，需要离散化地安装该功能，但在离散化使用上述(3)式的带通滤波器的情况下，若使峰值角频率ω_p变化，则计算精度变动，特别是若增大峰值角频率ω_p，则计算精度容易降低。另一方面，傅里叶级数展开进行离散化，即便使峰值角频率ω_p变化，也能够抑制计算精度的降低。因此，使用傅里叶级数展开来提取副侧同步电动机1b的转矩电流所包含的电机弹簧共振角频率附近的脉动成分的方法在安装的方面上优良。由此，可认为使用傅里叶级数展开来提取脉动成分的方法在使带通滤波器的峰值频率变化的情况下是有用的，但在能够确保计算精度的情况下，可以利用将图4所示的脉动频率测量部71与上述(3)式组合了的带通滤波器作为图1所示的脉动成分提取部7。

这样，脉动成分提取部7只要能够提取副侧同步电动机1b的转矩电流所包含的电机弹簧共振角频率附近的脉动成分即可，可以由图2～图4所示的任意滤波器构成。此外，由于与带通滤波器相比，高通滤波器的设计以及向电路的安装简便，所以在重视设计以及向电路安装的简便性的情况下，可以选择高通滤波器。另外，在想要获得灵敏的截止特性的情况下，可以选择带通滤波器。

图1所示的减法器8求出主侧同步电动机1a以及副侧同步电动机1b分别具有的转子的磁极位置之差亦即角度差。磁极位置与主侧同步电动机1a以及副侧同步电动机1b各自的转子的旋转位置或者旋转角度等价。为了对求出角度差的理由进行说明，以下表示永磁铁同步电动机的稳定状态下的电压方程式与转矩方程式。

电压方程式如下述(4)式那样表达。另外，转矩方程式如下述(5)式那样表达。下述(5)式的右边的第一项表示磁铁转矩，第二项表示磁阻转矩。磁铁转矩与q轴电流成比例，磁阻转矩与d轴电流和q轴电流之积成比例。

[式4]

[式5]

τ_x＝P_mxΦ_axi_qx+P_mx(L_dx-L_qx)i_dxi_qx…(5)

在上述(4)式以及(5)式中，R_a表示电枢电阻，L_d表示d轴电感，L_q表示q轴电感，P_m表示极对数，Φ_a表示电枢磁链，ω_e表示角速度，i_d表示d轴电流，i_q表示q轴电流，v_d表示d轴电压，v_q表示q轴电压，t表示产生转矩。这些各系数的角标“_x”用于识别同步电动机是主侧还是副侧。例如，在不需要识别主侧与副侧的情况下，在角标标注“_x”或者省略角标“_x”。另外，在角标标注“_m”来代替“_x”的情况下表示主侧，在角标标注“_s”来代替“_x”的情况下表示副侧。

接下来，使用图5～图11对因磁通电流补偿引起的副侧同步电动机1b的转矩变化的举动进行说明。图5是用于对图1所示的副侧同步电动机的转矩变化的举动进行说明的第1图。图6是用于对图1所示的副侧同步电动机的转矩变化的举动进行说明的第2图。图7是用于对图1所示的副侧同步电动机的转矩变化的举动进行说明的第3图。图8是用于对图1所示的副侧同步电动机的转矩变化的举动进行说明的第4图。图9是用于对图1所示的副侧同步电动机的转矩变化的举动进行说明的第5图。图10是用于对图1所示的副侧同步电动机的转矩变化的举动进行说明的第6图。图11是将图6、图7、图9以及图10所示的主侧的d轴电流、角度差的符号、副侧同步电动机的转矩的状态建立对应而示出的图。

图5～图10中示出因磁通电流补偿引起的副侧同步电动机1b的转矩变化的举动，图5～图10的内容在专利文献1中被公开。关于在使副侧同步电动机1b的驱动稳定化的控制中使用主侧同步电动机1a以及副侧同步电动机1b分别具有的转子的磁极位置的角度差的点，实施方式1所涉及的驱动装置100与专利文献1所公开的技术是共通的。然而，在实施方式1所涉及的驱动装置100中，不使用主侧同步电动机1a与副侧同步电动机1b的速度差这一点与专利文献1所公开的技术不同。

首先，以图5为基准，对主侧同步电动机1a的d轴比副侧同步电动机1b的d轴成为延迟相位的情形进行说明。在图5中，主侧同步电动机1a的磁通电流i_dm为零，在主侧同步电动机1a的转矩电流i_qm向正方向流动的情况下，电压指令矢量v^→ _dq ^＊在第二象限的方向产生。电压指令矢量v^→ _dq ^＊表示进行旋转的正交坐标系(dq轴)的电压指令。当2台同步电动机产生了不同的负载转矩时，在2台同步电动机的马达常数相等的情况下，重负载的同步电动机的相位延迟。因此，在图5的情形中，可以说主侧同步电动机1a的负载大于副侧同步电动机1b的负载。即，主侧同步电动机1a为重负载。在驱动装置100对2台同步电动机施加相同的电压、但主侧同步电动机1a为重负载的情况下，副侧同步电动机1b的磁通电流向正方向流动。这通过求解上述(4)式就可清楚。

这里，考虑如图6那样向主侧同步电动机1a流动了正的磁通电流的情况。该情况下，因主侧同步电动机1a的q轴电压向正方向增加，所以电压指令矢量从v^→ _dq ^＊向v^→ _dq ^＊＊变化。这样，由于主侧同步电动机1a的q轴电压变化，所以副侧同步电动机1b的d轴电压减少，副侧同步电动机1b的q轴电压增加。若副侧同步电动机1b的d轴电压减少，则副侧同步电动机1b的q轴的电枢反作用亦即ω_esL_qsi_qs减少。因此，副侧同步电动机1b的q轴电流减少。另外，通过副侧同步电动机1b的q轴电压增加，使得副侧同步电动机1b的d轴电流增加。这样，通过使主侧同步电动机1a的磁通电流i_dm亦即d轴电流变化，从而副侧同步电动机1b的电流变化。副侧同步电动机1b的转矩因该副侧同步电动机1b的电流的变化而与图5所示的副侧同步电动机1b的转矩相比发生变化。这里，为了使说明简单，假设同步电动机是在转子铁芯的外周面设置了永磁铁的表面磁体型同步交流电动机，并假设不存在磁阻转矩。该情况下，副侧同步电动机1b的电流变化时的副侧同步电动机1b的转矩比图5的状态减少。

图7与图6的情况相反，示出向主侧同步电动机1a流动了负的磁通电流的情况下的副侧同步电动机1b的转矩状态。该情况下，由于主侧同步电动机1a的q轴电压减少，所以电压指令矢量从v^→ _dq ^＊向v^→ _dq ^＊＊变化。由此，副侧同步电动机1b的d轴电压增加，副侧同步电动机1b的q轴电压减少。因副侧同步电动机1b的d轴电压增加，使得副侧同步电动机1b的q轴电流增加，因副侧同步电动机1b的q轴电压减少，使得副侧同步电动机1b的d轴电流减少。该情况下，副侧同步电动机1b的转矩比图5的状态增加。

接下来，以图8为基准，对主侧同步电动机1a的d轴比副侧同步电动机1b的d轴成为超前相位的情形进行说明。在图8中，主侧同步电动机1a的d轴电流为零，成为主侧同步电动机1a的负载大于副侧同步电动机1b的负载的状态、即主侧同步电动机1a成为重负载。由于对主侧同步电动机1a与副侧同步电动机1b施加相同的电压，所以在副侧同步电动机1b为重负载的情况下，副侧同步电动机1b的d轴电流向负方向流动。

这里，考虑如图9那样向主侧同步电动机1a流动了正的d轴电流的情况。该情况下，因主侧同步电动机1a的q轴电压增加，使得电压指令矢量从v^→ _dq ^＊向v^→ _dq ^＊＊变化。这样，由于主侧同步电动机1a的q轴电压变化，使得副侧同步电动机1b的d轴电压增加，副侧同步电动机1b的q轴电压也增加。因副侧同步电动机1b的d轴电压增加，使得副侧同步电动机1b的q轴电流增加。另外，因副侧同步电动机1b的q轴电压增加，使得副侧同步电动机1b的d轴电流减少。该情况下，副侧同步电动机1b的转矩比图8的状态增加。

图10示出与图9的情况相反向主侧同步电动机1a流动了负的磁通电流的情况下的副侧同步电动机1b的转矩状态。该情况下，副侧同步电动机1b的q轴电流减少。因此，副侧同步电动机1b的转矩比图8的状态减少。

将图6、图7、图9以及图10所示的主侧的d轴电流、角度差的符号、以及副侧同步电动机1b的转矩的状态建立对应而示出的是图11。在如下述(6)式那样规定了2台同步电动机的角度差λ的情况下，当使主侧同步电动机1a的d轴电流增加时，若2台同步电动机的角度差λ为正，则副侧同步电动机1b的转矩减少，若角度差λ为负，则副侧同步电动机1b的转矩增加。其中，下述(6)式的θ_es用电气角表示了副侧同步电动机1b的磁极位置，θ_em用电气角表示了主侧同步电动机1a的磁极位置。另一方面，在使主侧同步电动机1a的d轴电流减少时，若2台同步电动机的角度差λ为正，则副侧同步电动机1b的转矩增加，若角度差λ为负，则副侧同步电动机1b的转矩减少。即，在想要通过使主侧同步电动机1a的d轴电流变化来使副侧同步电动机1b的转矩变化而使副侧同步电动机1b的驱动稳定化的情况下，需要根据2台同步电动机的角度差λ是正还是负来决定d轴电流的补偿方向。处于这样的理由，使用减法器8来求出2台同步电动机的磁极位置的角度差λ。

[式6]

λ＝θ_es-θ_em…(6)

图1所示的磁通电流指令决定部9决定用于使副侧同步电动机1b的驱动稳定化的磁通电流指令。通过使磁通电流变化来改变副侧同步电动机1b的转矩与已经描述过的相同，但在驱动装置100中，重要的如何决定磁通电流指令。在专利文献1中，使用2台同步电动机的速度差来决定磁通电流，但在实施方式1所涉及的驱动装置100中，根据副侧同步电动机1b的转矩电流的脉动成分来决定磁通电流。为了对其理由进行说明，需要对同步电动机的速度推断法与因磁通电流变化而产生的速度推断误差进行描述。

如先前所述那样，对同步电动机的磁极位置的推断方法或者同步电动机所具备的转子的旋转速度的推断方法研究了各种方法，但在同步电动机所具备的转子的旋转速度整个区域中的中高速区域中，一般利用同步电动机的速度电动势信息来求出磁极位置。这里，对反正切法(arctangent method)与适应磁通观测器(adaptive flux observer)这两种方式进行描述。

反正切法是最原始的位置推断法而广为人知。下述(7)式是定子坐标上的表面磁体型同步交流电动机的电压方程式。其中，p是微分运算符，θ_e是磁极位置(电气角)，R_a是电枢电阻，L_a是电枢电感，v_α、v_β是定子坐标上的电压，Φ_a是电枢磁链，i_α、i_β是定子坐标上的电流。

[式7]

上述(7)式的右边第二项表示速度电动势。此外，速度电动势的项能够用下述(8)式那样的形式来表达。其中，e_α是α轴速度电动势，e_β是β轴速度电动势，p是微分运算符，Φ_αr是转子α轴磁通，Φ_βr是转子β轴磁通，Φ_a是电枢磁链，θ_e是磁极位置(电气角)，ω_e是角速度。

[式8]

观察上述(7)式可知，由于速度电动势包含磁极位置信息亦即θ_e，所以整理上述(7)式来运算磁极位置。首先，若将转子磁通项整理至左边、将除此以外的项整理至右边，则获得下述(9)式。由于微分计算使噪声放大，所以对两边进行积分而获得下述(10)式。这里，在电压传感器等存在直流偏移的情况下，由若使用纯粹积分则于积分值扩散，所以惯例是在进行下述(10)式的计算时使用近似积分、不对直流量进行积分。

[式9]

[式10]

在上述(9)式以及(10)式中，记号“^”表示推断值。计算上述(10)式来求出转子磁通，如下述(11)式那样对其进行反正切计算，能够推断转子磁极位置。由于若使用推断出的转子磁极位置，则能够计算角速度，所以利用下述(12)式计算推断角速度ω^_e。其中，为了避免微分噪声的影响，当在控制中使用该推断角速度ω^_e的情况下，通常使用低通滤波器。另外，还能够如下述(13)式那样进行速度电动势的推断，通过将其振幅除以电枢磁链Φ_a来计算推断角速度ω^_e。然而，由于永磁铁的磁通因温度变化而变动，所以在下述(13)式的计算方法中因温度变化而产生稳定的速度推断误差。因此，基于下述(12)式的速度推断方法引起的误差比下述(13)式所示的方法引起的误差小。对在实施方式1中进行了基于下述(12)式的速度推断的情况进行说明。

[式11]

[式12]

[式13]

除了反正切法以外还提出各种速度推断法。以下，作为反正切法以外的速度推断法的代表例，使用图12对适应磁通观测器进行描述。图12是表示由适应磁通观测器构成了图1所示的磁极位置推断部的例子的图。图12所示的磁极位置推断部5c是利用适应磁通观测器构成了图1所示的磁极位置推断部5a、5b的部件。图12所示的同步电动机1c与图1所示的主侧同步电动机1a以及副侧同步电动机1b分别对应。磁极位置推断部5c通过适应磁通观测器的手法，使用电压矢量与电流矢量来推断同步电动机1c的旋转速度，输出推断角速度ω＾_e与推断磁极位置θ＾_e，上述电压矢量是由电流控制部6生成并输入至磁极位置推断部5a、5b的电压指令，上述电流矢量是由电流检测部4a、4b生成的电流信息、即dq坐标轴上的dq轴电流检测值。

磁极位置推断部5c具备：模型偏差运算部51，基于同步电动机1c的电压矢量、电流矢量、逆变器的一阶角频率ω₁、以及推断角速度ω＾_e来运算模型偏差ε；和角速度推断器52，基于模型偏差ε来运算推断角速度ω＾_e。另外，磁极位置推断部5c具备：一阶角频率运算器53，使用推断磁通矢量、推断电流矢量以及推断角速度ω＾_e来运算一阶角频率ω₁；和积分器54，对一阶角频率ω₁进行积分来输出推断磁极位置θ＾_e。

模型偏差运算部51具备：电流推断器511，基于同步电动机1c的电压矢量、电流矢量、一阶角频率ω₁以及推断角速度ω＾_e来运算推断磁通矢量以及推断电流矢量并输出；和减法器512，通过从推断电流矢量减去电流矢量来运算电流偏差矢量并输出。另外，模型偏差运算部51具备偏差运算器513，该偏差运算器513将来自减法器512的电流偏差矢量作为输入而提取推断磁通矢量的正交成分作为标量，并将该值作为模型偏差ε来输出。作为提取推断磁通矢量的正交成分作为标量的手法，公知有将电流偏差矢量坐标转换至矢量旋转二轴上的手法、和运算电流偏差矢量与推断磁通矢量的叉积(cross product)值的大小的手法。

电流推断器511根据同步电动机1c的状态方程式来推断电流与磁通。这里，假定为同步电动机1c是一般的永磁铁埋入型的同步交流电动机，但即便是永磁铁埋入型的同步交流电动机以外的同步电动机，只要状态方程式能够成立，则电流推断器511也能够利用同样的方法进行电流推断。

在同步电动机1c为永磁铁埋入型的同步交流电动机的情况下，能够如下述(14)式以及(15)式那样表达状态方程式。其中，L_d表示d轴的电感，L_q表示q轴的电感，R_a表示电枢电阻，ω₁表示一阶角频率。v_d表示d轴电压，v_q表示q轴电压，i_d表示d轴电流，i_q表示q轴电流。另外，

表示d轴定子磁通，

表示q轴定子磁通，

表示d轴转子磁通，ω_e表示角速度，h₁₁～h₃₂表示观测器增益。记号“＾”表示推断值。

[式14]

[式15]

另外，能够如下述(16)式那样赋予一阶角频率ω₁。h₄₁、h₄₂表示观测器增益。

[式16]

上述(14)式以及(15)式是基于通常的感应电压的公式，即使对上述(14)式以及(15)式施加变形而用扩张感应电压的形式表达，也能够进行同样的计算。由于上述(14)式包含推断角速度ω＾_e，所以在推断角速度ω＾_e与实际的角速度ω_e不一致的情况下，电流推断产生误差。这里，如下述(17)式那样定义模型偏差ε，磁极位置推断部5c使用角速度推断器52来调整推断角速度ω＾_e的值以使模型偏差ε成为零。作为角速度推断器52，公知构成为对比例积分控制器串联连接积分器。

[式17]

一阶角频率运算器53基于上述(16)式，根据推断磁通矢量、推断电流矢量以及推断角速度ω＾_e来运算一阶角频率ω₁。积分器54通过对一阶角频率ω₁进行积分来推断磁极位置。

适应磁通观测器由于在磁链的变动中鲁棒性强(robust)，在不产生稳定的速度推断误差这一点上优良，所以作为高性能的速度推断法为世人所知。

对磁极位置推断部5a、5b的构成例详细进行了说明，接下来对磁通电流的变化给速度推断误差造成的影响进行描述。这里，为了使课题明确，对没有电力转换器2的输出电压误差的情况与有电力转换器2的输出电压误差的情况这两种的分析结果进行描述。该课题是指：若电力转换器2的输出电压误差的补偿精度在低旋转区域降低，则电动机的速度电动势在低旋转区域降低，电力转换器2的输出电压误差的影响相对变大。即，该课题是在存在输出电压误差的情况下，仅借助专利文献1的方式容易在低旋转区域中陷入控制不稳定。其中，输出电压误差是电流控制部6向电力转换器2赋予的电压指令的值与电力转换器2实际输出的实际电压的误差。作为输出电压误差的因素，公知有构成电力转换器2的串联的上下臂的半导体元件的防短路时间、半导体元件的导通电压等。市售的电动机驱动用的电力转换器大多设置有输出电压误差的补偿功能，但在向该电力转换器流动的电流接近零的情况下，难以补偿输出电压误差。因此，在比较低的价格的电动机驱动用的电力转换器中，通常会产生或多或少的输出电压误差。

图13是表示在实施方式1所涉及的驱动装置中假想电力转换器的输出电压误差为零并使2台同步电动机以低速并联驱动时的副侧同步电动机的旋转速度的真值亦即速度真值、d轴电流以及q轴电流的图。图14是表示在实施方式1所涉及的驱动装置中引入实机等同的输出电压误差并使2台同步电动机以低速并联驱动时的副侧同步电动机的旋转速度的真值亦即速度真值、d轴电流以及q轴电流的图。在图13以及图14中，从上到下依次表示旋转速度的真值、d轴电流以及q轴电流。各自的横轴为时间。

其中，该动作条件对专利文献1所公开的控制方式而言是非常严苛的条件，在专利文献1所公开的控制方式中，当被赋予了该动作条件的情况下，副侧同步电动机1b的驱动变得不稳定，难以并联驱动。上述的动作条件是使2台同步电动机以低速并联驱动和2台同步电动机的磁极位置的角度差接近零。在图13以及图14中示出使2台同步电动机的负载转矩之差极小且2台同步电动机的磁极位置的角度差接近零的条件下的分析结果。在磁通电流补偿法中，由于利用2台同步电动机的角度差来使副侧同步电动机1b的转矩变化，所以在角度差接近零的情况下，难以使副侧同步电动机1b的速度波动完全为零。因此，如图13以及图14的从上起第1段所示，旋转速度的真值以电机弹簧共振角频率进行振动。旋转速度按电机弹簧共振角频率的每1个周期表示最大值。另外，副侧同步电动机1b的q轴电流也如图13以及图14的从上起第3段所示，旋转速度的真值以电机弹簧共振角频率进行振动。关于磁通电流指令的决定方法的详细内容将后述，但如上所述，为了使副侧同步电动机的驱动稳定化而流动的d轴电流需要根据2台同步电动机的角度差是正还是负来改变d轴电流的补偿方向，因而如图13以及图14的从上起第2段所示，d轴电流成为按电机弹簧共振角频率的每1个周期表示最大值那样的波形。这样，因角度差的符号变化的影响，使得d轴电流中包含电机弹簧共振角频率的整数倍的频率成分的脉动。其中，在电力转换器2的输出电压存在误差的情况下，在dq轴电流叠加有电气角频率的6倍的脉动成分。除此之外，图13所示的旋转速度的真值、d轴电流以及q轴电流各自的波形与图14所示的旋转速度的真值、d轴电流以及q轴电流各自的波形之间不存在很大的不同。

图15是表示在实施方式1所涉及的驱动装置中假想电力转换器的输出电压误差为零并使2台同步电动机以低速并联驱动时的速度推断波形的图。在图15中，转速的真值被用实线表示，基于反正切法的转速的推断值被用单点划线表示，适应磁通观测器中的转速的推断值被用虚线表示。横轴表示时间。纵轴表示副侧同步电动机1b的转子的转速。

在引入实机等同的输出电压误差来使2台同步电动机以低速并联驱动的情况下，伴随着磁通电流的变化而产生过渡的速度推断误差。根据图15可知，虽然适应磁通观测器的速度推断误差比反正切法小，但利用哪个方式都产生速度推断误差。

图16是表示在实施方式1所涉及的驱动装置中引入实机等同的输出电压误差来使2台同步电动机以低速并联驱动时的速度推断波形的图。在图16中，与图15同样，转速的真值被用实线表示，基于反正切法的转速的推断值被用单点划线表示，适应磁通观测器中的转速的推断值被用虚线表示。横轴表示时间。纵轴表示副侧同步电动机1b的转子的转速。

在使用了一般的驱动装置的流体利用装置中，存在为了减少电磁噪声而将载波频率设定为10kHz以上的装置。在这样的流体利用装置中，存在输出电压误差变大的趋势。若将图15与图16相比则可知，在图16中，推断速度波形的S/N比(Signal to Noise Radio)大幅变差。该趋势在反正切法以及适应磁通观测器各自的速度推断误差中是相同的。

图17是表示对图15的速度推断波形进行了FFT分析的结果的图。在图17中，从上到下依次表示旋转速度的真值、基于反正切法的速度推断值以及适应磁通观测器的速度推断值。各自的横轴为频率。根据图17可知，如虚线的框B内所示，产生了电机弹簧共振角频率的整数倍的阶数的速度推断误差。这些速度推断误差的频率与图13所示的d轴电流亦即磁通电流的脉动成分的频率一致。另外，如虚线的框A内所示，关于电机弹簧共振角频率的一阶成分，也在真值与推断值之间存在振幅的误差。

图18是表示对图16的速度推断波形进行了FFT分析的结果的图。在图18中，与图17同样，从上到下依次表示旋转速度的真值、基于反正切法的速度推断值以及适应磁通观测器的速度推断值。各自的横轴为频率。根据图18可知，如虚线的框A内所示，电机弹簧共振角频率的一阶成分存在数倍的误差。另外，如虚线的框B内所示，在电机弹簧共振角频率的整数倍的阶数立起极大的峰值。另外，如虚线的框C内所示，因电力转换器2的输出电压误差成分而在高频侧立起峰值。

图17以及图18所示的分析结果表示了磁通电流的变化对现有的速度推断器而言成为干扰。另外，在如图17所示不存在电力转换器2的输出电压误差的情况下，如虚线的框B内所示，由于在与磁通电流的脉动频率相同的频率下产生了速度推断误差，所以无法适当地进行速度推断。另外，对于图17的虚线的框B内所示的频率成分的速度推断误差而言，在如图18那样存在电力转换器2的输出电压误差的情况下，有时从数倍增加至数十倍，对于驱动装置而言成为很大的问题。在专利文献1中使用2台同步电动机的速度差来运算磁通电流指令、使副侧同步电动机1b的驱动稳定化，但在存在图17的虚线的框B内所示那样的速度推断误差的情况下，无法实现副侧同步电动机1b的稳定化。其理由如下。

首先，若为了使副侧同步电动机1b的驱动稳定化而使磁通电流指令脉动，则因此在速度推断中出现不希望的误差成分。若为了控制住该误差成分而使磁通电流指令以频率进行脉动，则副侧同步电动机1b被激振，副侧同步电动机1b的振动变大。若副侧同步电动机1b的振动变大，则为了实现副侧同步电动机1b的驱动的稳定化而必须使主侧同步电动机1a的磁通电流指令进一步大幅变化。由此，产生速度推断误差进一步增大这一恶性循环。其结果是，在同步电动机中噪声以及振动增加而产生马达效率降低等各种现象。另外，存在同步电动机无法适当地产生转矩而失调或者停止动作的可能性。

特别是在流体利用装置使用了专利文献1所公开的技术的情况下，低速区域的旋转变得不稳定这一现象变显著。流体利用装置的负载大多是二次转矩负载(quadratic-torque load)，其负载特性在低旋转侧为轻负载。二次转矩负载是负载转矩与电动机的旋转速度的平方成比例增加的负载。

因此，在流体利用装置中，在低旋转侧转矩电流变小，但在电流小的区域中电力转换器2的输出电压误差的补偿精度降低。并且，在流体利用装置中，由于在低旋转区域中电动机的速度电动势降低，所以输出电压误差的影响相对变大。由此，上述的速度推断误差增大而无法准确地求出2台同步电动机的速度差，成为控制不稳定的状态。本申请发明人对于包含许多该速度推断误差的速度差信号实施各种滤波处理，实现了稳定性的改善，但无法获得满足的性能。

一般公知为因输出电压误差而在低频侧产生速度推断误差，但因使磁通电流变化而产生速度推断误差是通过本申请发明人的研究而发现的，并非公知。这是因为：通常由于磁通电流指令的变化缓慢，所以不产生这样的问题。然而，在驱动装置中，需要在角度差接近零时使磁通电流急剧变动。本申请发明人在详细验证这样的事例的过程中发现：因使磁通电流变化而产生速度推断误差。而且，本申请发明人认为即便在存在这样的速度推断误差的状态下，为了稳定地并联驱动2台同步电动机也需要确立将过渡的速度推断误差的影响排除的手法，研究了根据副侧同步电动机1b的转矩电流的脉动成分来运算磁通电流指令的手法。本申请发明人的调查的结果是明确了在根据副侧转矩电流的脉动成分决定了磁通电流指令的情况下，与专利文献1所公开的方式相比，能够大幅改善磁通电流指令的S/N比。其理由如下。

如上述那样，因磁通电流变化而在推断速度信号中产生很多误差成分。作为避免该影响的手段而着眼于推断磁极位置信号。推断磁极位置信号通过其计算工序中的积分处理被除去推断速度所包含的误差中的高频成分。关于推断磁极位置信号的低频成分，残存有磁通电流指令的变化引起的误差信号，但该误差收敛为几度左右。

这里，试着对副侧同步电动机1b的转矩电流进行考虑。在利用磁极位置的真值坐标转换了相电流的情况与利用磁极位置的推断值坐标转换了相电流的情况下，若磁极位置的误差为几度左右，则真的dq轴上的转矩电流与所推断的dq轴上的转矩电流的误差小于百分之几。如果考虑在cosine函数接近零时能够近似为1，则这是显而易见的。

这样，即便在使磁通电流变化了的情况下，也能够比较高精度地求出副侧同步电动机1b的转矩电流。虽然存在因马达常数的变动的影响而产生稳定的位置推断误差的情况，但由于这是直流量的推断误差，所以在通过脉动成分提取部7提取脉动成分的情况下不成为问题。

不使用速度差而使用副侧转矩电流来进行稳定化补偿为好的理由还存在其他理由。在风扇、鼓风机等流体利用装置中，存在机械***的惯性力矩大的情况。在这样的情况下，即便是转矩脉动大到逆变器进行过电流停止的程度时，也存在速度信号中出现的脉动成分极小的情况。该情况下，并不是在速度脉动大到能够观测之后实现稳定化，而是在转矩电流的脉动大到某种程度的阶段进行稳定化补偿为好。在这样的事例中，由于与推断速度信号相比转矩电流信号的S/N比较好，所以可以说在稳定化补偿中使用转矩电流信号较好。

根据以上的理由，在实施方式1中，利用磁通电流指令决定部9并基于向副侧同步电动机1b流动的转矩电流的脉动成分来决定磁通电流指令。

图19是表示图1所示的磁通电流指令决定部的构成例的图。图20是用于对图19所示的符号判定器的符号判定处理进行说明的第1图。图21是用于对图19所示的符号判定器的符号判定处理进行说明的第2图。图22是用于对图19所示的符号判定器的符号判定处理进行说明的第3图。

图19所示的磁通电流指令决定部9具备脉动抑制控制部91以及补偿方向决定部92。磁通电流指令决定部9将副侧同步电动机1b的转矩电流的脉动成分作为输入并使用脉动抑制控制部91与补偿方向决定部92来决定磁通电流指令。脉动抑制控制部91由增益乘法部911以及相位调整部912构成。

增益乘法部911对作为输入信号的转矩电流脉动成分的增益进行调整。相位调整部912调整作为输入信号的转矩电流脉动成分的相位，输出振幅被调整后的脉动成分。其中，若仅利用增益乘法部911与相位调整部912的任一方就能够确保***的稳定性，则脉动抑制控制部91不需要必须具备增益乘法部911以及相位调整部912双方。

增益乘法部911对作为输入信号的转矩电流脉动成分乘以特定的增益并进行输出，具有调节***的稳定性与响应性的作用。增益可以根据动作条件来变更。例如，可以在低速区域提高增益，在高速区域降低增益。相位调整部912例如由相位延迟补偿器、低通滤波器、积分控制器等构成。相位延迟补偿器在高频区域使增益下降一定值来实现稳定化，一般在工业界被使用。由于低通滤波器以及积分控制器也存在使高频区域的信号相位变化的性质，所以能够与相位延迟补偿器同样地使用低通滤波器或者积分控制器。

在将基于一阶低通滤波器的近似积分器作为相位调整部912而使用的情况下，其截止角频率可以设定为电机弹簧共振角频率的1/3以下。如若可能，则成为电机弹簧共振角频率的1/10～1/20的值。若这样设定，则能够在电机弹簧共振角频率附近使相位延迟90度左右，控制稳定性提高。

虽然在图19中未示出，但可以在脉动抑制控制部91的输入输出的任一方设置死区。该死区起到将利用上述的脉动成分提取部7未除尽的电机弹簧共振以外的频率成分除去的作用。

补偿方向决定部92由符号判定器921以及乘法器922构成，依照在图5～图11中说明的动作原理，根据2台同步电动机各自所具备的转子的磁极位置的角度差来决定磁通电流指令的补偿方向。符号判定器921进行图20～图22所示的符号判定处理。图20～图22的横轴表示作为符号判定器921的输入的角度差。角度差如图11所示那样表示正或者负值。图20～图22的纵轴表示符号判定器921的输出的值。

最基本的符号判定处理是图20所示的方法。符号判定器921在角度差表示正的情况下输出“1”，在角度差表示负的情况下输出“－1”。但是，在图20的方法中存在当角度差接近零时产生颤振(chattering)的担忧。因此，可以如图21那样构成为在角度差接近零的区域中，将符号判定器921的输出从“1”向“－1”逐渐切换，或者将符号判定器921的输出从“－1”向“1”逐渐切换。

另外，在角度差大的条件下，与角度差小的条件相比，主侧同步电动机1a的磁通电流的变化量对副侧同步电动机1b的转矩的变化量造成的影响较大。因此，也可以如图22那样构成为在角度差大的区域中，随着角度差变大而逐渐降低符号判定器921的输出值。

乘法器922将符号判定器921的输出与脉动抑制控制部91的输出相乘，生成磁通电流指令。即，在磁通电流指令决定部9中，根据被脉动抑制控制部91抑制后的脉动成分与由补偿方向决定部92的符号判定器921决定出的补偿方向，来决定磁通电流指令。使用这样生成的磁通电流指令所带来的效果如下所述。

如至此为止说明那样，在无位置传感器控制的驱动装置中，在低速驱动时因磁通电流指令的变化而产生过渡的速度推断误差。由于在如专利文献1所公开那样使用速度差来使副侧同步电动机1b的驱动稳定化的方法中，直接承受速度推断误差的影响，所以成为控制不稳定的状态，噪声以及振动增加，产生马达效率降低等各种问题。因此，在专利文献1中，与利用1个电力转换器驱动1台同步电动机的现有的同步电动机驱动装置相比，存在必须提高转速的下限这一课题。因此，从现有的同步电动机驱动装置难以向使用了专利文献1所公开的技术的并联驱动装置的置换。

与此相对，实施方式1所涉及的驱动装置100构成为使用副侧同步电动机1b的转矩电流的脉动成分与2台同步电动机的磁极位置的角度差来决定磁通电流指令。由此，可改善磁通电流指令的S/N比，难以受到速度推断误差的影响。其结果是，可解决噪声以及振动增加、马达效率降低、失调等问题。另外，由于改善了低速驱动时的稳定性，所以转速的下限值能够维持与利用1个电力转换器驱动1台同步电动机的现有的同步电动机驱动装置等同的值。由此，容易将现有的同步电动机驱动装置置换为实施方式1所涉及的驱动装置100。

实施方式2.

在实施方式2中，对利用由副侧同步电动机1b消耗的有效电力的脉动成分来决定磁通电流的构成例进行说明。为了解决噪声以及振动变大、马达效率降低等课题，需要在磁通电流大幅变化的条件下也准确地检测因电机弹簧共振引起的副侧同步电动机1b的自激振荡现象。为此的1个手法是在实施方式1中描述过的使用转矩电流的脉动成分的手法。但是，在与主侧同步电动机1a以及副侧同步电动机1b连接的作为负载的机械***的惯性力矩比较大的情况下，可以代替转矩电流的脉动成分而使用有效电力的脉动成分来决定磁通电流。如上述那样，由于在风扇、鼓风机等流体利用装置中存在机械***的惯性力矩大的情况，所以在这样的情况下，与观测推断速度信号相比，观测有效电力的脉动成分较好。

图23是表示本发明的实施方式2所涉及的驱动装置的结构的图。实施方式2所涉及的驱动装置100A具备脉动成分提取部70A来代替图1所示的脉动成分提取部70。脉动成分提取部70A具备副侧有效电力脉动成分提取部10。其他结构与实施方式1的结构相同或者等同，对相同或者等同的构成部标注相同的附图标记，并省略重复的说明。

能够使用三相电压指令v_u ^＊、v_v ^＊、v_w ^＊与相电流i_u ^＊、i_v ^＊、i_w ^＊并通过下述(18)式来求出有效电力P_x。角标“_x”用于区别主侧与副侧。R_a是电枢电阻。三相电压指令v_u ^＊、v_v ^＊、v_w ^＊从电流控制部6获得。相电流i_u ^＊、i_v ^＊、i_w ^＊从电流检测部4b获得。

[式18]

上述(18)式的右边的第二项表示因电枢电阻引起的铜损。严格来说，铜损也是有效电力的一部分，但由于这里想要知晓的信息是相当于副侧同步电动机1b的转矩脉动的信息，所以减去铜损即可。但是，由于也存在电枢电阻小到能够忽略程度的情况，所以在该情况下可以仅计算右边第一项。

在机械***的惯性力矩大且速度脉动微小的情况下，可认为有效电力的脉动是因转矩的脉动而产生的。因此，该情况下，副侧有效电力脉动成分提取部10进行与在实施方式1中说明的副侧转矩电流脉动成分提取部7同样的运算处理，从副侧同步电动机1b的有效电力提取脉动成分。若使用该信息来决定磁通电流指令，则能够获得与实施方式1同样的效果。

此外，实施方式2的磁通电流指令决定部9具备与实施方式1同样由增益乘法部911以及相位调整部912构成的脉动抑制控制部91，但实施方式2的增益乘法部911对作为输入信号的有效电力脉动成分的增益进行调整，实施方式2的相位调整部912对作为输入信号的有效电力脉动成分的相位进行调整。另外，实施方式2的脉动抑制控制部91与实施方式1同样，若仅通过增益乘法部911与相位调整部912的任一方能够确保***的稳定性，则不需要必须具备增益乘法部911以及相位调整部912双方。

实施方式2在与同步电动机连接的负载的惯性力矩大的情况下有用，由于与实施方式1相比，计算量少了不使用坐标转换的运算的量，所以在使用简易结构的运算装置的情况下有用。具体而言，实施方式1的副侧转矩电流脉动成分提取部7使用来自磁极位置推断部5b的信号将由电流检测部4b检测出的三相坐标系的电流坐标转换为进行旋转的正交坐标系，来求出转矩电流，并提取该转矩电流的脉动成分。与此相对，在实施方式2中，副侧有效电力脉动成分提取部10如上述(18)式那样直接使用由电流检测部4b检测出的三相坐标系的电流来求出有效电力，并提取该有效电力的脉动成分。而且，实施方式2的磁通电流指令决定部9能够利用该脉动成分来决定磁通电流指令。因此，在实施方式2中，不需要坐标转换，计算量变少。在惯性力矩大的应用的情况下，通过如上述那样观测有效电力的脉动成分，从而不需要1次坐标转换，因而在实施方式2中能够减少运算负载。

实施方式3.

图24是表示本发明的实施方式3所涉及的驱动装置的结构的图。实施方式3所涉及的驱动装置100B具备脉动成分提取部70B来代替图1所示的脉动成分提取部70。脉动成分提取部70B具备副侧转矩电流脉动成分提取部7、主侧转矩电流脉动成分提取部11、以及作为第2减法器的减法器8a。其他结构与实施方式1的结构相同或者等同，对相同或者等同的构成部标注相同的附图标记，省略重复的说明。

在实施方式3中，对根据副侧同步电动机1b的转矩电流的脉动成分与主侧同步电动机1a的转矩电流的脉动成分之差来决定磁通电流指令的构成例进行说明。实施方式1、2的驱动装置100、100A是以主侧同步电动机1a的转矩电流的脉动成分在稳定状态下微小为前提的结构。由于主侧同步电动机1a被矢量控制，所以若转矩电流指令值为一定值，则主侧同步电动机1a的转矩电流应该追随指令值。然而，现实是主侧同步电动机1a的转矩电流因各种干扰因素而脉动。作为干扰因素，可考虑构成电力转换器2的串联的上下臂的半导体元件的防短路时间、电流传感器的偏移、电流传感器的增益不平衡、从设置于转子的磁铁产生的磁通的失真等。这些因素引起的转矩电流脉动在副侧同步电动机1b也同样产生。另外，在实施方式1、2中，当在转矩电流指令叠加有任何交流成分的情况下，这对磁通电流指令决定部9而言也成为干扰。因叠加于转矩电流指令的干扰成分而在副侧同步电动机1b也产生其频率的转矩电流脉动，由于该干扰成分是因与电机弹簧共振引起的自激振荡不同的原因而产生的，所以将该干扰成分反馈至磁通电流指令决定部是不适当的。

实施方式1的副侧转矩电流脉动成分提取部7与实施方式3的主侧转矩电流脉动成分提取部11由高通滤波器、带通滤波器等构成。为了更可靠地使副侧同步电动机1b稳定化，期望排除上述的干扰因素的影响。然而，在高通滤波器中干扰的除去特性差，在带通滤波器中为了使干扰的除去特性良好也需要电机弹簧共振角频率的测量。鉴于这样的情况，为了利用更简易的方法除去干扰的影响，实施方式3构成为从副侧同步电动机1b的转矩电流的脉动成分减去在主侧同步电动机1a中产生的转矩电流的脉动成分。

为此，实施方式3所涉及的驱动装置100B除了具备副侧转矩电流脉动成分提取部7之外，还具备主侧转矩电流脉动成分提取部11。另外，驱动装置100B具备减法器8a，该减法器8a求出来自副侧转矩电流脉动成分提取部7的转矩电流脉动成分与来自主侧转矩电流脉动成分提取部11的转矩电流脉动成分的差量。

主侧转矩电流脉动成分提取部11计算主侧同步电动机1a的转矩电流的脉动成分。计算法可以利用与在实施方式1中描述的副侧转矩电流脉动成分提取部7同样的方法。在减法器8a中，计算在2台同步电动机各自中产生的转矩电流的脉动成分的差量，磁通电流指令决定部9使用该差量来决定磁通电流指令。

通过这样构成，能够更稳定地并联驱动2台同步电动机。此外，在实施方式3中对使用在2台同步电动机各自中产生的转矩电流的脉动成分的差量的方法进行了说明，当然也可以取代之而使用有效电力的脉动成分的差量。另外，实施方式3的驱动装置100B也可以构成为在副侧转矩电流脉动成分提取部7以及主侧转矩电流脉动成分提取部11中的一方计算出转矩电流的脉动、另一方计算出有效电力的脉动之后，将这些脉动换算成同一标度(scale)然后求出差量。

实施方式4.

在实施方式4中，对使用了实施方式1、2、3所涉及的驱动装置100、100A、100B的流体利用装置的构成例进行说明。图25是表示本发明的实施方式4所涉及的流体利用装置的结构图。在实施方式4中，对在主侧同步电动机1a的旋转轴设置有轴流风扇300a、在副侧同步电动机1b的旋转轴设置有轴流风扇300b的流体利用装置300进行说明。

图25所示的流体利用装置300具备实施方式1的驱动装置100，驱动装置100具备电力转换器驱动装置200。电力转换器驱动装置200具备处理器201以及存储器202。图1所示的各功能、即电流控制部6、磁极位置推断部5a、5b、副侧转矩电流脉动成分提取部7、减法器8以及磁通电流指令决定部9能够使用处理器201以及存储器202来实现其功能。

如图25所示，在利用处理器201以及存储器202的情况下，上述的各功能分别通过软件、固件或者它们的组合来实现。软件或者固件被记述为程序，并存储于存储器202。处理器201读出存储于存储器202的程序并执行。另外，这些程序也可以说是使计算机执行上述的各功能分别所执行的步骤以及方法的程序。RAM(Random Access Memory)、ROM(ReadOnly Memory)、闪存、EPROM(Erasable Programmable Read Only Memory)、或者EEPROM(Electrically Erasable Programmable Read Only Memory)(注册商标)之类的半导体存储器符合存储器202。半导体存储器可以是非易失性存储器，也可以是易失性存储器。另外，除了半导体存储器以外，磁盘、软盘、光盘、CD盘、MD盘或者DVD(Digital Versatile Disc)也符合存储器202。此外，处理器201可以将运算结果等数据输出至存储器202来进行存储，也可以经由存储器202将该数据存储于未图示的辅助存储装置。

此外，流体利用装置300也可以具备实施方式2的驱动装置100A或者实施方式3的驱动装置100B来代替驱动装置100。该情况下，图23所示的电流控制部6、磁极位置推断部5a、5b、副侧有效电力脉动成分提取部10、减法器8以及磁通电流指令决定部9能够使用处理器201以及存储器202来实现其功能。另外，图24所示的电流控制部6、磁极位置推断部5a、5b、副侧转矩电流脉动成分提取部7、主侧转矩电流脉动成分提取部11、减法器8、减法器8a以及磁通电流指令决定部9能够使用处理器201以及存储器202来实现其功能。

如在实施方式1也描述那样，电力转换器2只要能够向主侧同步电动机1a以及副侧同步电动机1b供给任意的交流电力即可，基本可以是任意电路结构。由电流检测部4a、4b检测出的电流的信息被向处理器201发送。

2个轴流风扇300a、300b可以相互是相同形状的风扇，也可以是不同形状的风扇。另外，2个轴流风扇300a、300b的空气的流路可以不必相同。例如在流体利用装置300为空调机的情况下，2个轴流风扇300a、300b相当于在该空调机的室外机内的送风室设置的2个送风风扇，上述的空气的流路相当于该送风室。送风室是通过被室外机的侧面板、顶板、底板、热交换器等围起而形成的空间。通过轴流风扇300a、300b旋转，从而在送风室形成空气的流动。

由于2个轴流风扇300a、300b的转速与负载转矩的特性不同的情况容易稳定地并联驱动，所以可以在2台同步电动机设置不同的形状的风扇，也可以使设置一个风扇的流路的截面积小于设置另一个风扇的流路的截面积。另外，可以是利用一个同步电动机驱动轴流风扇、利用另一个同步电动机驱动泵等分别驱动不同规格的流体利用装置的结构。

此外，虽然在图25中未示出，但流体利用装置300可以构成为具备对电力转换器2所输出的电压进行检测的电压检测部，并向处理器201输入由电压检测部检测出的电压信息。另外，虽然在图25中未示出，但流体利用装置300可以构成为具备测量风扇的风速的风速传感器，并向处理器201输入由风速传感器检测出的风速信息。另外，虽然在图25中未示出，但可以构成为具备对被风扇冷却的对象物的温度进行检测的温度传感器，并向处理器201输入由温度传感器检测出的温度信息。

流体利用装置300的流体负载具有阻尼特性，在高旋转区域中，该阻尼特性使被开环驱动的同步电动机的驱动稳定化。然而，在低旋转区域中，由于该阻尼特性变弱，同步电动机的驱动不稳定，所以流体利用装置300利用在实施方式1、2、3中描述的并联驱动法。由此，在实施方式4中，能够在宽广的速度范围实现同步电动机的并联驱动。另外，在实施方式4中，由于不需要高级的转矩控制，所以通过对利用1个电力转换器驱动1台同步电动机的现有的同步电动机驱动装置进行翻修，能够获得既抑制成本的增加又能够驱动2个轴流风扇300a、300b的流体利用装置300。

实施方式5.

在实施方式5中，对使用了实施方式4所涉及的流体利用装置300的空调机的构成例进行说明。图26是本发明的实施方式5所涉及的空调机的结构图。实施方式5所涉及的空调机400具备流体利用装置300、制冷剂压缩机401、冷凝器403、盛液器404、膨胀阀405以及蒸发器406。制冷剂压缩机401与冷凝器403之间通过配管连接。同样，冷凝器403与盛液器404之间通过配管连接，盛液器404与膨胀阀405之间通过配管连接，膨胀阀405与蒸发器406之间通过配管连接，蒸发器406与制冷剂压缩机401之间通过配管连接。由此，制冷剂在制冷剂压缩机401、冷凝器403、盛液器404、膨胀阀405以及蒸发器406循环。此外，虽然在图26中省略图示，但流体利用装置300具备图1等所示的电流检测部4a、4b、磁极位置推断部5a、5c等。

由于在空调机400中反复进行制冷剂的蒸发、压缩、冷凝、膨胀这一工序，所以制冷剂从液体向气体变化、并且从气体向液体变化，由此在制冷剂与机外空气之间进行热交换。

蒸发器406在低压的状态下使制冷剂液体蒸发，通过从蒸发器406的周围的空气夺取热来发挥冷却作用。制冷剂压缩机401将为了冷凝制冷剂而被蒸发器406气化了的制冷剂气体压缩，形成为高压的气体。冷凝器403通过释放利用制冷剂压缩机401而成为高温的制冷剂气体的热，来冷凝高压的制冷剂气体，变换成制冷剂液体。流体利用装置300通过使轴流风扇300a、300b旋转来产生风，并通过使该风经过冷凝器403来冷却冷凝器403。膨胀阀405为了使制冷剂蒸发而使制冷剂液体挤压膨胀，将制冷剂液体变换成低压的液体。盛液器404是为了调节进行循环的制冷剂量而设置的，在小型的装置中也可以省略。

若冷凝器403伴随着空调机400的大输出化而大型化，则需要使作为用于冷却冷凝器403的冷却装置发挥功能的流体利用装置300的冷却性能增加。但是，配合将冷凝器403的尺寸增大这一情况而进行作为冷却装置发挥功能的流体利用装置300的规格变更是很繁琐的。另外，为了使流体利用装置300的冷却性能增加、为了使流体利用装置300大输出化，也存在需要将用于量产流体利用装置300的生产线变更的情况，用于构建生产线的初始投资增加。因此，在大型的空调机400中，通过使用具备多个冷却风扇的流体利用装置300来使冷却性能提高。

另外，空调机400的低成本化的要求高，另一方面，由于节能管制被年年强化，所以还要求高效率化。在近年来的节能管制中，不仅重视额定动作点下的驱动效率，还重视低输出驱动的动作点下的驱动效率。为此，需要尽量降低冷却风扇的动作转速的下限值。

如至此为止描述那样，使用了专利文献1所公开的技术的并联驱动装置在成本面非常优良，但若想要通过无位置传感器控制构成其，则存在低旋转区域内的驱动不稳定的课题。特别是在空调机400中，为了减少在流体利用装置300的电力转换器2中产生的载波噪声，大多将载波频率设定成高至10kHz以上，输出电压误差增加而低旋转区域内的驱动容易不稳定。因此，在空调机400使用了利用专利文献1所公开的技术的并联驱动装置的情况下，存在空调机400的驱动动作范围缩窄这一课题。因此，在利用了专利文献1所公开的技术的并联驱动装置中，难以兼顾对空调机400用的冷却风扇要求的低成本化与高冷却性能。

实施方式5所涉及的空调机400由于利用了在实施方式1～3中描述的并联驱动法，所以低速区域的驱动不会不稳定，能够扩大可驱动范围。另外，实施方式1～3中描述的并联驱动法由于以无位置传感器控制作为前提，所以与使用位置传感器的情况相比，能够减少空调机400的制造成本。因此，在实施方式1～3所涉及的驱动装置100、100A、100B中，能够兼顾对空调机400用的冷却风扇要求的低成本化与高冷却性能。

以上的实施方式所示的结构表示本发明的内容的一个例子，也能够与其他公知的技术组合，在不脱离本发明主旨的范围内还能够省略、变更结构的一部分。

附图标记说明：

1a…主侧同步电动机；1b…副侧同步电动机；1c…同步电动机；2…电力转换器；3…直流电压源；4a、4b…电流检测部；5a、5b、5c…磁极位置推断部；6…电流控制部；7、7A、7B、7C…副侧转矩电流脉动成分提取部；8、8a…减法器；9…磁通电流指令决定部；10…副侧有效电力脉动成分提取部；11…主侧转矩电流脉动成分提取部；51…模型偏差运算部；52…角速度推断器；53…一阶角频率运算器；54…积分器；70、70A、70B…脉动成分提取部；71…脉动频率测量部；72…余弦波产生器；73…正弦波产生器；74…傅里叶余弦系数运算部；75…傅里叶正弦系数运算部；76…交流复原器；91…脉动抑制控制部；92…补偿方向决定部；100、100A、100B…驱动装置；200…电力转换器驱动装置；201…处理器；202…存储器；300…流体利用装置；300a、300b…轴流风扇；400…空调机；401…制冷剂压缩机；403…冷凝器；404…盛液器；405…膨胀阀；406…蒸发器；511…电流推断器；512…减法器；513…偏差运算器；911…增益乘法部；912…相位调整部；921…符号判定器；922…乘法器。

Claims (15)

1.一种驱动装置，其特征在于，具备：

电力转换器，向并联连接的第1同步电动机以及第2同步电动机供给电力；

第1电流检测器，检测向所述第1同步电动机流动的第1电流；

第2电流检测器，检测向所述第2同步电动机流动的第2电流；

第1磁极位置推断部，使用用于驱动所述第1同步电动机的电压指令和所述第1电流，来推断所述第1同步电动机所具有的转子的第1磁极位置；

第2磁极位置推断部，使用所述电压指令和所述第2电流，来推断所述第2同步电动机所具有的转子的第2磁极位置；

控制部，使用转矩电流指令、磁通电流指令、所述第1电流以及所述第1磁极位置来输出所述电压指令；

脉动成分提取部，提取向所述第2同步电动机流动的转矩电流所包含的转矩电流脉动成分与被所述第2同步电动机消耗的有效电力所包含的有效电力脉动成分的至少一方的脉动成分；

第1减法器，使用所述第1磁极位置与所述第2磁极位置，来求出所述第1同步电动机以及所述第2同步电动机各自所具有的转子的磁极位置之差亦即角度差；以及

磁通电流指令决定部，使用由所述脉动成分提取部提取到的脉动成分与所述角度差，来决定所述磁通电流指令。

2.根据权利要求1所述的驱动装置，其特征在于，

所述脉动成分提取部具备第2减法器，该第2减法器求出向所述第1同步电动机流动的转矩电流所包含的转矩电流脉动成分与向所述第2同步电动机流动的转矩电流所包含的转矩电流脉动成分的差量，并作为所述脉动成分来进行输出。

3.根据权利要求1所述的驱动装置，其特征在于，

所述脉动成分提取部具备第2减法器，该第2减法器求出被所述第1同步电动机消耗的有效电力所包含的有效电力脉动成分与被所述第2同步电动机消耗的有效电力所包含的有效电力脉动成分的差量，并作为所述脉动成分来进行输出。

4.根据权利要求1～3中任一项所述的驱动装置，其特征在于，

所述磁通电流指令决定部具备：

补偿方向决定部，使用所述角度差来决定所述磁通电流指令的补偿方向；和

脉动抑制控制部，使用所述脉动成分来抑制所述脉动成分，

根据被所述脉动抑制控制部抑制后的所述脉动成分和由所述补偿方向决定部决定出的所述补偿方向，来决定所述磁通电流指令。

5.根据权利要求4所述的驱动装置，其特征在于，

所述脉动抑制控制部具备相位调整部与增益乘法部的至少一方，

所述相位调整部调整所述脉动成分的相位，并输出相位被调整后的脉动成分，所述增益乘法部对所述脉动成分乘以增益，并输出振幅被调整后的脉动成分。

6.根据权利要求5所述的驱动装置，其特征在于，

所述相位调整部是使所述脉动成分的相位延迟的相位延迟补偿器。

7.根据权利要求5所述的驱动装置，其特征在于，

所述相位调整部是基于1阶低通滤波器的近似积分器，

所述近似积分器的截止角频率被设定为电机弹簧共振角频率的1/3以下。

8.根据权利要求1～7中任一项所述的驱动装置，其特征在于，

所述脉动成分提取部具备：

坐标转换器，将所述第1电流或者所述第2电流坐标转换成dq坐标系；和

高通滤波器，通过除去坐标转换后的q轴电流所包含的直流成分来运算所述转矩电流脉动成分。

9.根据权利要求1～7中任一项所述的驱动装置，其特征在于，

所述脉动成分提取部具备：

坐标转换器，将所述第1电流或者所述第2电流坐标转换成dq坐标系；和

带通滤波器，通过提取坐标转换后的q轴电流所包含的电机弹簧共振角频率成分来运算以电机弹簧共振角频率为中心频率的所述转矩电流脉动成分。

10.根据权利要求9所述的驱动装置，其特征在于，

所述脉动成分提取部具备测量所述电机弹簧共振角频率的共振频率测量机构，并动态地变更所述带通滤波器的中心频率。

11.根据权利要求1～7中任一项所述的驱动装置，其特征在于，

所述脉动成分提取部具备：

有效电力计算机构，计算所述有效电力；和

高通滤波器，通过除去所述有效电力所包含的直流成分来运算所述有效电力的脉动成分。

12.根据权利要求1～7中任一项所述的驱动装置，其特征在于，

所述脉动成分提取部具备：

有效电力计算机构，计算所述有效电力；和

带通滤波器，通过提取所述有效电力所包含的电机弹簧共振角频率成分来运算以电机弹簧共振角频率为中心频率的所述有效电力脉动成分。

13.根据权利要求12所述的驱动装置，其特征在于，

所述脉动成分提取部具备测量所述电机弹簧共振角频率的共振频率测量机构，并动态地变更所述带通滤波器的中心频率。

14.一种流体利用装置，其特征在于，

具备权利要求1～13中任一项所述的驱动装置。

15.一种空调机，其特征在于，

具备权利要求14所述的流体利用装置。

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