CN111446860B - 直流/直流变换器及其控制方法 - Google Patents

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Abstract

本公开提供一种直流/直流变换器的控制方法与直流/直流变换器。直流/直流变换器包括耦接于第一节点的第一电容和第二电容；耦接在第一节点和第二节点之间的第一开关元件和第二开关元件、耦接在第一节点和第三节点之间的第三开关元件和第四开关元件；耦接在第四节点和第五节点之间的第一无源网络，第一无源网络将第四节点和第五节点串联连接至变压器的原边绕组和耦接于变压器的副边绕组的二次侧电路；控制方法包括：控制第一开关元件、第二开关元件互补导通、第三开关元件、第四开关元件互补导通，其中第一开关元件和第四开关元件的控制信号具有第一移相角，调整该第一移相角使第一电容和第二电容的电压差减小。本公开提供的直流/直流变换器的控制方法可以更好地调节直流/直流变换器的中点平衡。

Description

直流/直流变换器及其控制方法
技术领域
本公开涉及电源技术领域，具体而言，涉及一种直流/直流变换器的控制方法与相关的直流/直流变换器。
背景技术
高压直流/直流变换器被广泛应用在大功率直流变换***、新能源储能***、电动汽车充电装置、轨道交通配电***中，为减小导线损耗和成本、提高电压等级、减少级联单元数目，高压直流/直流变换器通常借助三电平电路来实现高压输入。受硬件参数不一致等因素影响，三电平电路的中点电位会出现不平衡现象，影响器件安全和变换器的正常运行，须对中点电位进行平衡控制。
因此，需要一种能够对直流/直流变换器进行中点电位调节(中点平衡)的直流/直流变换器控制方法。
需要说明的是，在上述背景技术部分公开的信息仅用于加强对本公开的背景的理解，因此可以包括不构成对本领域普通技术人员已知的现有技术的信息。
发明内容
本公开的目的在于提供一种直流/直流变换器的控制方法与直流/直流变换器的控制装置，用于调节直流/直流变换器的中点电位平衡。
根据本公开实施例的第一方面，提供一种直流/直流变换器的控制方法，应用于直流/直流变换器，所述直流/直流变换器包括耦接于第一节点的第一电容和第二电容，所述第一电容的第二端耦接于第二节点，所述第二电容的第二端耦接于第三节点；耦接在所述第一节点和所述第二节点之间的第一桥臂、耦接在所述第一节点和所述第三节点之间的第二桥臂，所述第一桥臂包括耦接于第四节点的第一开关元件和第二开关元件，所述第二桥臂包括耦接于第五节点的第三开关元件和第四开关元件；原边绕组电连接于所述第四节点和所述第五节点的变压器和电连接于所述变压器的副边绕组的二次侧电路；包括：
输出第一控制信号、第二控制信号、第三控制信号、第四控制信号至所述第一开关元件、所述第二开关元件、所述第三开关元件、所述第四开关元件的控制端，其中，所述第一控制信号、所述第二控制信号、所述第三控制信号、所述第四控制信号均为具有预设周期的方波信号，所述第一控制信号与所述第二控制信号互补，所述第三控制信号与所述第四控制信号互补，所述第一控制信号与所述第四控制信号之间具有第一移相角，所述第二控制信号与所述第三控制信号之间具有所述第一移相角；
控制所述第一移相角使所述第一电容与所述第二电容的电压差减小。
在本公开的示例性实施例中，所述控制所述第一移相角使所述第一电容与所述第二电容的电压差减小包括：
检测所述第一电容两端的第一电压和所述第二电容两端的第二电压；
根据所述第一电压与所述第二电压的差值确定所述第一移相角，当所述差值为正值时减小所述第一移相角，当所述差值为负值时增大所述第一移相角。
在本公开的示例性实施例中，所述直流/直流变换器还包括第一无源网络和/或第二无源网络，所述第一无源网络耦接于所述第四节点、所述第五节点、所述变压器的原边绕组之间，所述第二无源网络耦接于所述变压器的副边绕组和所述二次侧电路之间。
在本公开的示例性实施例中，所述第一无源网络和/或所述第二无源网络仅包括电容。
在本公开的示例性实施例中，所述第一无源网络和/或所述第二无源网络包括电容和电感串联、并联或者串并联组成的网络。
在本公开的示例性实施例中，所述直流/直流变换器还包括：
输入源，与所述第二节点和所述第三节点耦接。
在本公开的示例性实施例中，所述直流/直流变换器还包括：
输入源，与所述二次侧电路耦接。
在本公开的示例性实施例中，所述二次侧电路为全桥整流电路或全波整流电路。
在本公开的示例性实施例中，所述二次侧电路包括耦接于第十节点的第三电容和第四电容，所述第三电容的第二端耦接于第十一节点，所述第四电容的第二端耦接于第十二节点；耦接在所述第十一节点和所述第十节点之间的第三桥臂、耦接在所述第十二节点和所述第十节点之间的第四桥臂，所述第三桥臂包括耦接于第十三节点的第五开关元件和第六开关元件，所述第四桥臂包括耦接于第十四节点的第七开关元件和第八开关元件，所述副边绕组电连接于所述第十三节点和所述第十四节点。
在本公开的示例性实施例中，输出第五控制信号、第六控制信号、第七控制信号、第八控制信号至所述第五开关元件、所述第六开关元件、所述第七开关元件、所述第八开关元件的控制端，其中，所述第五控制信号、所述第六控制信号、所述第七控制信号、所述第八控制信号均为具有预设周期的方波信号，所述第五控制信号与所述第六控制信号互补，所述第七控制信号与所述第八控制信号互补，所述第五控制信号与所述第八控制信号之间具有第二移相角，所述第六控制信号与所述第七控制信号之间具有所述第二移相角；
控制所述第二移相角使所述第三电容与所述第四电容的电压差减小。
在本公开的示例性实施例中，所述控制所述第二移相角使所述第三电容与所述第四电容的电压差减小包括：
检测所述第三电容两端的第三电压和所述第四电容两端的第四电压；
根据所述第三电压与所述第四电压的差值确定所述第二移相角，当所述差值为正值时减小所述第二移相角，当所述差值为负值时增大所述第二移相角。
根据本公开的第二方面，提供一种直流/直流变换器，包括：
第一电容，第一端耦接于第一节点，第二端耦接于第二节点；
第二电容，第一端耦接于所述第一节点，第二端耦接于第三节点；
第一桥臂，耦接在所述第一节点和所述第二节点之间，包括耦接于第四节点的第一开关元件和第二开关元件；
第二桥臂，耦接在所述第一节点和所述第三节点之间，包括耦接于第五节点的第三开关元件和第四开关元件；
变压器，原边绕组电连接于所述第四节点和所述第五节点；
二次侧电路，电连接于所述变压器的副边绕组；
控制模块，耦接于所述第一电容、所述第二电容、所述第一桥臂、所述第二桥臂和所述二次侧电路，设置为：
输出第一控制信号、第二控制信号、第三控制信号、第四控制信号至所述第一开关元件、所述第二开关元件、所述第三开关元件、所述第四开关元件的控制端，其中，所述第一控制信号、所述第二控制信号、所述第三控制信号、所述第四控制信号均为具有预设周期的方波信号，所述第一控制信号与所述第二控制信号互补，所述第三控制信号与所述第四控制信号互补，所述第一控制信号与所述第四控制信号之间具有第一移相角，所述第二控制信号与所述第三控制信号之间具有所述第一移相角；
控制所述第一移相角使所述第一电容与所述第二电容的电压差减小。
在本公开的示例性实施例中，所述控制模块包括：
电压检测单元，用于检测所述第一电容两端的第一电压和所述第二电容两端的第二电压；
相位差确定单元，用于根据所述第一电压与所述第二电压的差值确定所述第一移相角，当所述差值为正值时减小所述第一移相角，当所述差值为负值时增大所述第一移相角；
控制信号输出单元，用于根据所述第一移相角输出所述第一控制信号、所述第二控制信号、所述第三控制信号、所述第四控制信号。
在本公开的示例性实施例中，还包括：
第一无源网络和/或第二无源网络，所述第一无源网络耦接于所述第四节点、所述第五节点、所述变压器的原边绕组之间，所述第二无源网络耦接于所述变压器的副边绕组和所述二次侧电路之间。
在本公开的示例性实施例中，所述第一无源网络和/或所述第二无源网络仅包括电容。
在本公开的示例性实施例中，所述第一无源网络和/或所述第二无源网络包括电容和电感串联、并联或者串并联组成的网络。
在本公开的示例性实施例中，所述直流/直流变换器还包括：
输入源，与所述第二节点和所述第三节点耦接。
在本公开的示例性实施例中，所述直流/直流变换器还包括：
输入源，与所述二次侧电路耦接。
在本公开的示例性实施例中，所述二次侧电路为全桥整流电路或全波整流电路。
在本公开的示例性实施例中，所述二次侧电路包括耦接于第十节点的第三电容和第四电容，所述第三电容的第二端耦接于第十一节点，所述第四电容的第二端耦接于第十二节点；耦接在所述第十一节点和所述第十节点之间的第三桥臂、耦接在所述第十二节点和所述第十节点之间的第四桥臂，所述第三桥臂包括耦接于第十三节点的第五开关元件和第六开关元件，所述第四桥臂包括耦接于第十四节点的第七开关元件和第八开关元件，所述副边绕组电连接于所述第十三节点和所述第十四节点。
在本公开的示例性实施例中，输出第五控制信号、第六控制信号、第七控制信号、第八控制信号至所述第五开关元件、所述第六开关元件、所述第七开关元件、所述第八开关元件的控制端，其中，所述第五控制信号、所述第六控制信号、所述第七控制信号、所述第八控制信号均为具有预设周期的方波信号，所述第五控制信号与所述第六控制信号互补，所述第七控制信号与所述第八控制信号互补，所述第五控制信号与所述第八控制信号之间具有第二移相角，所述第六控制信号与所述第七控制信号之间具有所述第二移相角；
控制所述第二移相角使所述第三电容与所述第四电容的电压差减小。
在本公开的示例性实施例中，所述控制所述第二移相角使所述第三电容与所述第四电容的电压差减小包括：
检测所述第三电容两端的第三电压和所述第四电容两端的第四电压；
根据所述第三电压与所述第四电压的差值确定所述第二移相角，当所述差值为正值时减小所述第二移相角，当所述差值为负值时增大所述第二移相角。
本公开实施例提供的直流/直流变换器的控制方法通过控制SHB结构直流/直流变换器的两个桥臂上的第一开关元件、第二开关元件互补导通、第三开关元件、第四开关元件互补导通，使第一开关元件和第四开关元件的控制信号具有移相角，并调整该移相角使第一电容和第二电容的电压差减小，可以有效调节直流/直流变换器的中点电位平衡。
应当理解的是，以上的一般描述和后文的细节描述仅是示例性和解释性的，并不能限制本公开。
附图说明
此处的附图被并入说明书中并构成本说明书的一部分，示出了符合本公开的实施例，并与说明书一起用于解释本公开的原理。显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本公开的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1是一种应用三电平电路的直流/直流变换器的示意图。
图2是图1所示的三电平电路的直流/直流变换器的又一种结构的示意图。
图3是相关技术中的中点平衡方法示意图。
图4是本公开提供的控制方法的示意图。
图5A～图5D是串联双半桥三电平电路的四种开关模态示意图。
图6是本公开提供的直流/直流变换器的控制模块的框图。
图7是图6中控制模块的信号关系示意图。
图8是本公开实施例中一种无源网络结构的示意图。
图9是控制方法应用在图8所示电路时的仿真波形。
图10是本公开实施例中另一种无源网络结构的示意图。
图11是控制方法应用在图10所示电路功率正向流动时的仿真波形。
图12是控制方法应用在图10所示电路功率反向流动时的仿真波形。
图13是二次侧电路为全桥结构的示意图。
图14是二次侧电路为全波整流结构的示意图。
图15是二次侧电路为串联双半桥结构的示意图。
具体实施方式
现在将参考附图更全面地描述示例实施方式。然而，示例实施方式能够以多种形式实施，且不应被理解为限于在此阐述的范例；相反，提供这些实施方式使得本公开将更加全面和完整，并将示例实施方式的构思全面地传达给本领域的技术人员。所描述的特征、结构或特性可以以任何合适的方式结合在一个或更多实施方式中。在下面的描述中，提供许多具体细节从而给出对本公开的实施方式的充分理解。然而，本领域技术人员将意识到，可以实践本公开的技术方案而省略特定细节中的一个或更多，或者可以采用其它的方法、组元、装置、步骤等。在其它情况下，不详细示出或描述公知技术方案以避免喧宾夺主而使得本公开的各方面变得模糊。
此外，附图仅为本公开的示意性图解，图中相同的附图标记表示相同或类似的部分，因而将省略对它们的重复描述。附图中所示的一些方框图是功能实体，不一定必须与物理或逻辑上独立的实体相对应。可以采用软件形式来实现这些功能实体，或在一个或多个硬件模块或集成电路中实现这些功能实体，或在不同网络和/或处理器装置和/或微控制器装置中实现这些功能实体。
下面结合附图对本公开示例实施方式进行详细说明。
图1是一种应用三电平电路的直流/直流变换器的示意图。
参考图1，直流/直流变换器100可以包括：
第一电容C1，第一端耦接于第一节点N1，第二端耦接于第二节点N2；
第二电容C2，第一端耦接于第一节点N1，第二端耦接于第三节点N3；
第一桥臂1A，耦接在第一节点N1和第二节点N2之间，包括串联的第一开关元件S1和第二开关元件S2，第一开关元件S1和第二开关元件S2耦接于第四节点A；
第二桥臂1B，耦接在第一节点N1和第三节点N3之间，包括串联的第三开关元件S3和第四开关元件S4，第三开关元件S3和第四开关元件S4耦接于第五节点B；
变压器1，原边绕组通过第六节点C和第七节点D分别电连接于第四节点A和第五节点B；
二次侧电路2，通过第八节点N8和第九节点N9电连接于变压器1的副边绕组；
控制模块3，耦接于第一电容C1、第二电容C2、第一桥臂1A、第二桥臂1B和二次侧电路2，用于根据第一电容与第二电容的电压差输出第一控制信号、第二控制信号、第三控制信号、第四控制信号至第一开关元件S1、第二开关元件S2、第三开关元件S3、第四开关元件S4的控制端，其中，第一控制信号、第二控制信号、第三控制信号、第四控制信号均为具有预设周期的方波信号，第一控制信号与第二控制信号互补，第三控制信号与第四控制信号互补，第一控制信号与第四控制信号之间具有第一移相角，第二控制信号与第三控制信号之间具有该第一移相角；控制该第一移相角使第一电容与第二电容的电压差减小。
图2是图1所示的三电平电路的直流/直流变换器的又一种结构的示意图。
参考图2，直流/直流变换器100还可以仅包括第一无源网络4或第二无源网络5，也可以同时包括第一无源网络4和第二无源网络5。其中，第一无源网络4耦接在第四节点A、第五节点B、变压器1的原边绕组之间，第二无源网络5耦接在变压器1的副边绕组和二次侧电路2之间。第一无源网络和/或第二无源网络的电路结构既可以仅包括电容也可以包括电容和电感串联、并联或者串并联组成的网络，本公开不以此为限。
常见的三电平电路有二极管中点箝位型(DNPC)电路和串联双半桥(SHB)两种结构。在图1和图2中，第一桥臂和第二桥臂是由四个串联的主动器件组成串联的两个半桥，这种结构称为串联双半桥(SHB)结构。SHB结构由4个开关管组成，可以输出+2、+1和0三个电平。对于直流/直流变换器而言，串联双半桥结构简单，***效率更高。
为解决三电平电路中点平衡控制问题，相关技术提出了基于占空比调制的中点控制方法，如图3，第一开关元件S1和第二开关元件S2的控制信号互补导通，第三开关元件S3和第四开关元件S4的控制信号互补导通，S1和S3的控制信号的占空比大于50％，S2和S4的控制信号的占空比小于50％。在t1～t2阶段内，S1和S3的控制信号导通生成1电平，变压器一次侧电流为正，电流通过S1和S3流入中点(第一节点N1)；在t6-t7阶段内，S1和S3的控制信号导通生成1电平，变压器一次侧电流为负，电流通过S1和S3流出中点(第一节点N1)。在一个开关周期内，两次1电平状态对中点的作用相反，因此可以通过调节正负半周1电平的作用时间差来控制中点平衡。当Tpf<Tnf时，一个开关周期内，流出中点的电流较流入中点更大，使得下半电容的电压Udc2下降，上半电容的电压Udc1上升，实现中点电位的调节。
在这种控制方式中，由于正负半周1电平的作用时间不相等，变换器在一个开关周期内的工作模态不对称，各开关管的关断电流不同，难以确保所有开关管实现零电压开关(ZVS)，导通损耗和开关损耗不均，影响热设计。因此，依靠1电平的作用时间差来控制中点平衡，调节性能较差。
针对相关技术存在的问题，本公开提出的控制方法具有更强的中点平衡调节能力，不影响变换器零电压开关(ZVS)实现，并可以使开关管的开关损耗和导通损耗均衡，适用于一次侧为串联双半桥三电平结构的各类谐振或非谐振、单向或双向直流/直流电路。
图4是本公开提供的控制方法的示意图。图4所示的控制方法可以应用在图1和图2所示的电路上。
图4中，Ugs是各开关管的控制信号电平，iLr是流过二次侧的电流，im是变压器1的激磁电流，iN是第一节点的电流即中点电流。图中灰色的部分是第一移相角。
参考图4，在本公开实施例中，控制第一开关元件S1和第二开关元件S2的控制信号互补导通，第三开关元件S3和第四开关元件S4的控制信号互补导通。忽略死区，理想情况下所有开关管控制信号的占空比均为50％，第一桥臂1A的开关元件S1、S2的控制信号和第二桥臂1B的开关元件S3、S4的控制信号之间存在第一移相角φx。定义S4滞后S1开通时移相角为正，S4超前S1开通时移相角为负。在本公开实施例中，将这种方法称为移项调制方法。
不考虑死区时间，串联双半桥三电平桥臂在一个开关周期内可构成4种开关模态，以第一移相角为正为例，参考图5A～图5D所示：
在图5A，S1、S4同时导通时，两个输入电容C1、C2串联接入变换器，第一桥臂和第二桥臂的总输出电压为(Udc1+Udc2)，输出电平为2，中点(第一节点N1)不接入电路，该模态对中点电位无影响。
在图5B，S2、S3同时导通时，两个输入电容C1、C2均不接入变换器，第一桥臂1A和第二桥臂1B的总输出电压为0，输出电平为0，中点(第一节点N1)不接入电路，该模态对中点电位无影响。
在图5C，S1、S3同时导通时，第一桥臂1A和第二桥臂1B的总输出电压为Udc1，输出电平为1，中点(第一节点N1)接入电路，变换器一次侧电流经由两个开关元件S1、S3流出中点。
在图5D，S2、S4同时导通时第一桥臂1A和第二桥臂1B的总输出电压为Udc2，输出电平为1，中点(第一节点N1)接入电路，变换器一次侧电流经由两个开关元件S2、S4流出中点。
以上四个开关模态中，0电平和2电平对中点电位没有影响，当一次侧电路工作在0/2两电平调制模式下时，变换器本身对中点不具备调节能力。因此，需要进行中点平衡调节时，须合理利用1电平模态对中点电位进行调节。
在图4所示的控制方法中，串联双半桥三电平桥臂在一个开关周期内经历两个1电平模态：当第一移相角为正时，电流始终为流出中点方向，上半电容C1充电，下半电容C2放电，促使中点电位下降，两电容电压差减小；当移相角为负时，电流始终为流入中点方向，下半电容C1充电，上半电容C2放电，促使中点电位上升，两电容电压差减小。
因此，两个桥臂的控制信号移相角决定了流经中点的电流的方向，移相角越大，1电平作用的时间越长，电流流经中点的时间越长，中点电流平均值越高，调节能力越强。
参考图6，在本公开一个实施例中，直流/直流变换器的控制器3可以包括：
电压检测单元31，用于检测第一电容两端的第一电压和第二电容两端的第二电压；
相位差确定单元32，用于根据第一电压与第二电压的差值确第一定移相角，当差值为正值时减小第一移相角，当差值为负值时增大第一移相角；
控制信号输出单元33，用于根据第一移相角输出第一控制信号、第二控制信号、第三控制信号、第四控制信号以控制第一开关元件S1～第四开关元件S4的启闭。
参考图7，在本公开实施例中，相位差确定单元32例如可以为调节器，控制信号输出单元33接收调节器确定的第一移相角以及开关频率的输入以产生第一控制信号至第四控制信号并输出。
本公开提出的基于移相调制的直流/直流变换器控制方法与相关技术相比至少具有以下优点：
1.正负半控制周期的工作模态完全对称，正负半控制周期对中点的作用效果一致，相叠加后能够获得更强的调节能力；2.变压器一次侧电路的电流对称，有利于一次侧电路中的开关管实现ZVS；3.可以使一次侧电路中的四个开关管的应力和损耗均匀，提高能量效率。
图8是本公开实施例中一种第一无源网络结构的示意图。
参考图8，在一个实施例中，第一无源网络4可以包括：
谐振电容CL，耦接于第四节点A且与变压器1的原边绕组通过第六节点C串联，或耦接于第五节点B且与变压器1的原边绕组通过第七节点D串联。谐振电容CL可以和变压器1的激磁电感和漏感组成谐振电路。
在图8所示实施例中，变压器1的原边绕组通过第一无源网络4电连接于串联双半桥三电平电路(包括第一电容C1、第二电容C2、第一桥臂1A、第二桥臂1B)，第一无源网络4仅包括谐振电容，与变压器1的励磁电感和漏感形成谐振网络。此时，无论二次侧电路2为何种电路形式，均可以应用图4所示的控制方法对串联双半桥三电平电路进行中点电位调节。
图9是图4所示的控制方法应用在图8所示电路时的仿真波形。
参考图9，仿真条件为对LLC电压转换电路采用调频控制，设定输出电压Uo为恒压。在6ms时刻开始模拟中点不平衡，设置两个输入电容的电压为第一电压UdcP上升，第二电压UdcN下降。采用如图4所示的控制方法确定第一移相角
Figure BDA0001947517870000121
的正负极和幅值，并根据两个输入电容的电压差调节第一移相角。一段时间后，第一移相角增
Figure BDA0001947517870000122
大，1电平模态的作用时间增大，中点电流iN在1电平模态的作用时间内增大，中点电压下降，两输入电容的电压重新趋于平衡。
在另一些实施例中，第一无源网络4也可以为串联谐振网络或并联谐振网络，可以包括电感和电容。
图10是本公开实施例中另一种第一无源网络结构4的示意图。
参考图10，在另一个实施例中，第一无源网络4可以包括：
隔直电容CB，耦接于第四节点A且与变压器1的原边绕组通过第六节点C串联，或耦接于第五节点B且与变压器1的原边绕组通过第七节点D串联。隔直电容CB的容值较大，不与变压器1的激磁电感和漏感发生谐振。
在图10所示实施例中，变压器一次侧电路为串联双半桥电路的DAB电路，此时可以通过调节一次侧开关信号和二次侧开关信号之间的移相角实现输出功率大小和方向的控制：当二次侧电路滞后一次侧电路调制时，功率正向流动(由变压器左侧流向变压器右侧)；当二次侧电路超前一次侧电路调制时，功率反向流动。
图11是图4所示的控制方法应用在图10所示电路功率正向流动时的仿真波形。
参考图11，当uCD滞后于uAB时，DAB电路正向运行。在6ms时刻开始模拟中点不平衡，设置两个输入电容的电压为第一电压UdcP上升，第二电压UdcN下降。采用如图4所示的控制方法确定第一移相角
Figure BDA0001947517870000125
的正负极和幅值，根据两个输入电容的电压差增大第一移相角
Figure BDA0001947517870000124
使1电平模态的作用时间增大，中点电流iN在1电平模态的作用时间内增大，中点电压下降，经过一段时间两输入电容的电压重新趋于平衡。
图12是图4所示的控制方法应用在图10所示电路功率反向流动时的仿真波形。
参考图12，当uCD超前于uAB时，DAB电路反向运行。同样可以采用如图4所示的控制方法实现输入电容的电压平衡控制。
本公开实施例提供的中点平衡控制方法(控制输入电容电压平衡)可以应用在变压器二次侧电路2为各种形态的电压转换电路中。
图13是二次侧电路2的一种电路结构示意图。
参考图13，二次侧电路2可以为全桥整流电路，包括：
第四桥臂2A，包括耦接于第八节点N8的第五开关元件S5、第六开关元件S6；
第五桥臂2B，包括耦接于第九节点N9的第七开关元件S7、第八开关元件S8；
第五开关元件S5与第七开关元件S7耦接于第十节点N10，第六开关元件S6与第八元件S8耦接于第十一节点N11，二次侧电路2通过第八节点N8和第九节点N9电连接于变压器1的副边绕组。
在一些实施例中，第八节点N8和第九节点N9可以直接耦接变压器1的副边绕组，也可以通过第二无源网络5电连接于变压器1的副边绕组。其中，第二无源网络5的电路形式可以与第一无源网络4相同，也可以不同，本公开对此不作特殊限制。
在图13所示实施例中，变压器的一次侧电路为串联双半桥电路，可以采用基于图4所示的控制方法调节一次侧电路的中点电位平衡。两个桥臂1A和1B的输出端口通过第一无源网络4与变压器1的原边绕组相连(第一无源网络4的结构不限)，二次侧电路2为全桥整流电路。
图14是二次侧电路2的另一种电路结构示意图。
参考图14，变压器二次侧电路2可以为全波整流电路，包括：
第五开关元件S5，第一端通过第八节点N8电连接变压器1的副边绕组的一端；
第六开关元件S6，第一端通过第九节点N9电连接于变压器1的副边绕组的另一端，第二端与第五开关元件S5的第二端耦接。
在图14所示实施例中，一次侧电路为串联双半桥电路，可以采用基于图4所示的移相调制方法调节中点电位平衡。两个桥臂1A、1B的输出端口通过第一无源网络4与变压器1的原边绕组相连(无源网络结构不限)，二次侧电路2为全波整流电路。
在本实施例中，当二次侧电路2为如上所示的整流电路时，可以对二次侧电路2采用不控整流或同步整流，也可以是其他调制方式。
图15是二次侧电路2的再一种电路结构示意图。
参考图15，在一个实施例中，二次侧电路2也可以同样为串联双半桥(SHB)结构，包括：
耦接于第十节点N10的第三电容C3和第四电容C4，第三电容C3的第二端耦接于第十一节点N11，第四电容C4的第二端耦接于第十二节点N12；
耦接在第十节点N10和第十一节点N11之间的第三桥臂2A、耦接在第十二节点N12和第十节点N10之间的第四桥臂2B，第三桥臂2A包括耦接于第十三节点N13的第五开关元件S5和第六开关元件S6，第四桥臂2B包括耦接于第十四节点N14的第七开关元件S7和第八开关元件S8，二次侧电路2通过第十三节点N13和第十四节点N14电连接于变压器1的副边绕组。
在图15所示的实施例中，控制方法还可以包括：
输出第五控制信号、第六控制信号、第七控制信号、第八控制信号至第五开关元件、第六开关元件、第七开关元件、第八开关元件的控制端，其中，第五控制信号、第六控制信号、第七控制信号、第八控制信号均为具有预设周期的方波信号，第五控制信号与第六控制信号互补，第七控制信号与第八控制信号互补，第五控制信号与第八控制信号之间具有第二移相角，第六控制信号与第七控制信号之间具有第二移相角；
控制第二移相角使第三电容与第四电容的电压差减小。
其中，控制第二移相角使第三电容与第四电容的电压差减小包括：
检测第三电容两端的第三电压和第四电容两端的第四电压；
根据第三电压与第四电压的差值确定第二移相角，当差值为正值时减小第二移相角，当差值为负值时增大第二移相角。
当二次侧电路2为SHB结构时，同样可以应用如图4所示的方式调整二次侧电路2的中点平衡，本公开于此不再赘述。
虽然本公开实施例以电压输入源耦接第二节点、第三节点为例，但是在其他实施例中，电压输入源也可以耦接二次侧电路2，即电路可以正向运行或者反向运行，或者电路双向运行，本公开对此不作特殊限制。
上述应用三电平电路的直流/直流变换器的无源网络结构、变压器二次侧电路结构仅为示例，以上示例可以互相搭配，在其他实施例中也可以包括其他结构，只要变压器一次侧电路应用SHB结构的三电平电路即可应用本公开提供的控制方法进行中点电位的调节。
综上所述，本公开实施例通过控制SHB结构直流/直流变换器的两个桥臂上的第一开关元件、第二开关元件互补导通、第三开关元件、第四开关元件互补导通，使第一开关元件和第四开关元件的控制信号具有移相角，并调整该移相角使第一电容和第二电容的电压差减小，可以有效调节直流/直流变换器的中点电位平衡。在这种控制方法中，正负半周期的工作模态完全对称，对中点的作用效果一致，SHB结构中的开关元件的导通时间相同，相比于通过控制1电平作用时间差来进行中点调节导致开关管应力不均的方法，本公开实施例的方法具有更高的中点调节能力、有利于桥臂中的四个开关元件均实现ZVS，同时使四个开关元件的应力和损耗均匀，提高了能量效率。
应当注意，尽管在上文详细描述中提及了用于动作执行的设备的若干模块或者单元，但是这种划分并非强制性的。实际上，根据本公开的实施方式，上文描述的两个或更多模块或者单元的特征和功能可以在一个模块或者单元中具体化。反之，上文描述的一个模块或者单元的特征和功能可以进一步划分为由多个模块或者单元来具体化。
此外，上述附图仅是根据本发明示例性实施例的方法所包括的处理的示意性说明，而不是限制目的。易于理解，上述附图所示的处理并不表明或限制这些处理的时间顺序。另外，也易于理解，这些处理可以是例如在多个模块中同步或异步执行的。
本领域技术人员在考虑说明书及实践这里公开的发明后，将容易想到本公开的其它实施方案。本申请旨在涵盖本公开的任何变型、用途或者适应性变化，这些变型、用途或者适应性变化遵循本公开的一般性原理并包括本公开未公开的本技术领域中的公知常识或惯用技术手段。说明书和实施例仅被视为示例性的，本公开的真正范围和构思由权利要求指出。

Claims (22)

1.一种直流/直流变换器的控制方法，应用于直流/直流变换器，所述直流/直流变换器包括耦接于第一节点的第一电容和第二电容，所述第一电容的第二端耦接于第二节点，所述第二电容的第二端耦接于第三节点；耦接在所述第一节点和所述第二节点之间的第一桥臂、耦接在所述第一节点和所述第三节点之间的第二桥臂，所述第一桥臂包括耦接于第四节点的第一开关元件和第二开关元件，所述第二桥臂包括耦接于第五节点的第三开关元件和第四开关元件；原边绕组电连接于所述第四节点和所述第五节点的变压器和电连接于所述变压器的副边绕组的二次侧电路；其特征在于，包括：
输出第一控制信号、第二控制信号、第三控制信号、第四控制信号至所述第一开关元件、所述第二开关元件、所述第三开关元件、所述第四开关元件的控制端，其中，所述第一控制信号、所述第二控制信号、所述第三控制信号、所述第四控制信号均为具有预设周期的方波信号，占空比均为50％，所述第一控制信号与所述第二控制信号互补，所述第三控制信号与所述第四控制信号互补，所述第一控制信号与所述第四控制信号之间具有第一移相角，所述第二控制信号与所述第三控制信号之间具有所述第一移相角；
控制所述第一移相角使所述第一电容与所述第二电容的电压差减小。
2.如权利要求1所述的控制方法，其特征在于，所述控制所述第一移相角使所述第一电容与所述第二电容的电压差减小包括：
检测所述第一电容两端的第一电压和所述第二电容两端的第二电压；
根据所述第一电压与所述第二电压的差值确定所述第一移相角，当所述差值为正值时减小所述第一移相角，当所述差值为负值时增大所述第一移相角。
3.如权利要求1所述的控制方法，其特征在于，所述直流/直流变换器还包括第一无源网络和/或第二无源网络，所述第一无源网络耦接于所述第四节点、所述第五节点、所述变压器的原边绕组之间，所述第二无源网络耦接于所述变压器的副边绕组和所述二次侧电路之间。
4.如权利要求3所述的控制方法，其特征在于，所述第一无源网络和/或所述第二无源网络仅包括电容。
5.如权利要求3所述的控制方法，其特征在于，所述第一无源网络和/或所述第二无源网络包括电容和电感串联、并联或者串并联组成的网络。
6.如权利要求1所述的控制方法，其特征在于，所述直流/直流变换器还包括：
输入源，与所述第二节点和所述第三节点耦接。
7.如权利要求1所述的控制方法，其特征在于，所述直流/直流变换器还包括：
输入源，与所述二次侧电路耦接。
8.如权利要求1～7任一项所述的控制方法，其特征在于，所述二次侧电路为全桥整流电路或全波整流电路。
9.如权利要求1～7任一项所述的控制方法，其特征在于，所述二次侧电路包括耦接于第十节点的第三电容和第四电容，所述第三电容的第二端耦接于第十一节点，所述第四电容的第二端耦接于第十二节点；耦接在所述第十一节点和所述第十节点之间的第三桥臂、耦接在所述第十二节点和所述第十节点之间的第四桥臂，所述第三桥臂包括耦接于第十三节点的第五开关元件和第六开关元件，所述第四桥臂包括耦接于第十四节点的第七开关元件和第八开关元件，所述副边绕组电连接于所述第十三节点和所述第十四节点。
10.如权利要求9所述的控制方法，其特征在于，输出第五控制信号、第六控制信号、第七控制信号、第八控制信号至所述第五开关元件、所述第六开关元件、所述第七开关元件、所述第八开关元件的控制端，其中，所述第五控制信号、所述第六控制信号、所述第七控制信号、所述第八控制信号均为具有预设周期的方波信号，所述第五控制信号与所述第六控制信号互补，所述第七控制信号与所述第八控制信号互补，所述第五控制信号与所述第八控制信号之间具有第二移相角，所述第六控制信号与所述第七控制信号之间具有所述第二移相角；
控制所述第二移相角使所述第三电容与所述第四电容的电压差减小。
11.如权利要求10所述的控制方法，其特征在于，所述控制所述第二移相角使所述第三电容与所述第四电容的电压差减小包括：
检测所述第三电容两端的第三电压和所述第四电容两端的第四电压；
根据所述第三电压与所述第四电压的差值确定所述第二移相角，当所述差值为正值时减小所述第二移相角，当所述差值为负值时增大所述第二移相角。
12.一种直流/直流变换器，其特征在于，包括：
第一电容，第一端耦接于第一节点，第二端耦接于第二节点；
第二电容，第一端耦接于所述第一节点，第二端耦接于第三节点；
第一桥臂，耦接在所述第一节点和所述第二节点之间，包括耦接于第四节点的第一开关元件和第二开关元件；
第二桥臂，耦接在所述第一节点和所述第三节点之间，包括耦接于第五节点的第三开关元件和第四开关元件；
变压器，原边绕组电连接于所述第四节点和所述第五节点；
二次侧电路，电连接于所述变压器的副边绕组；
控制模块，耦接于所述第一电容、所述第二电容、所述第一桥臂、所述第二桥臂和所述二次侧电路，设置为：
输出第一控制信号、第二控制信号、第三控制信号、第四控制信号至所述第一开关元件、所述第二开关元件、所述第三开关元件、所述第四开关元件的控制端，其中，所述第一控制信号、所述第二控制信号、所述第三控制信号、所述第四控制信号均为具有预设周期的方波信号，占空比均为50％，所述第一控制信号与所述第二控制信号互补，所述第三控制信号与所述第四控制信号互补，所述第一控制信号与所述第四控制信号之间具有第一移相角，所述第二控制信号与所述第三控制信号之间具有所述第一移相角；
控制所述第一移相角使所述第一电容与所述第二电容的电压差减小。
13.如权利要求12所述的直流/直流变换器，其特征在于，所述控制模块包括：
电压检测单元，用于检测所述第一电容两端的第一电压和所述第二电容两端的第二电压；
相位差确定单元，用于根据所述第一电压与所述第二电压的差值确定所述第一移相角，当所述差值为正值时减小所述第一移相角，当所述差值为负值时增大所述第一移相角；
控制信号输出单元，用于根据所述第一移相角输出所述第一控制信号、所述第二控制信号、所述第三控制信号、所述第四控制信号。
14.如权利要求12所述的直流/直流变换器，其特征在于，还包括：
第一无源网络和/或第二无源网络，所述第一无源网络耦接于所述第四节点、所述第五节点、所述变压器的原边绕组之间，所述第二无源网络耦接于所述变压器的副边绕组和所述二次侧电路之间。
15.如权利要求14所述的直流/直流变换器，其特征在于，所述第一无源网络和/或所述第二无源网络仅包括电容。
16.如权利要求14所述的直流/直流变换器，其特征在于，所述第一无源网络和/或所述第二无源网络包括电容和电感串联、并联或者串并联组成的网络。
17.如权利要求12所述的直流/直流变换器，其特征在于，所述直流/直流变换器还包括：
输入源，与所述第二节点和所述第三节点耦接。
18.如权利要求12所述的直流/直流变换器，其特征在于，所述直流/直流变换器还包括：
输入源，与所述二次侧电路耦接。
19.如权利要求12～18任一项所述的直流/直流变换器，其特征在于，所述二次侧电路为全桥整流电路或全波整流电路。
20.如权利要求12～18任一项所述的直流/直流变换器，其特征在于，所述二次侧电路包括耦接于第十节点的第三电容和第四电容，所述第三电容的第二端耦接于第十一节点，所述第四电容的第二端耦接于第十二节点；耦接在所述第十一节点和所述第十节点之间的第三桥臂、耦接在所述第十二节点和所述第十节点之间的第四桥臂，所述第三桥臂包括耦接于第十三节点的第五开关元件和第六开关元件，所述第四桥臂包括耦接于第十四节点的第七开关元件和第八开关元件，所述副边绕组电连接于所述第十三节点和所述第十四节点。
21.如权利要求20所述的直流/直流变换器，其特征在于，输出第五控制信号、第六控制信号、第七控制信号、第八控制信号至所述第五开关元件、所述第六开关元件、所述第七开关元件、所述第八开关元件的控制端，其中，所述第五控制信号、所述第六控制信号、所述第七控制信号、所述第八控制信号均为具有预设周期的方波信号，所述第五控制信号与所述第六控制信号互补，所述第七控制信号与所述第八控制信号互补，所述第五控制信号与所述第八控制信号之间具有第二移相角，所述第六控制信号与所述第七控制信号之间具有所述第二移相角；
控制所述第二移相角使所述第三电容与所述第四电容的电压差减小。
22.如权利要求21所述的直流/直流变换器，其特征在于，所述控制所述第二移相角使所述第三电容与所述第四电容的电压差减小包括：
检测所述第三电容两端的第三电压和所述第四电容两端的第四电压；
根据所述第三电压与所述第四电压的差值确定所述第二移相角，当所述差值为正值时减小所述第二移相角，当所述差值为负值时增大所述第二移相角。
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