CN111404362B - 一种卫星电源用有源钳位正激变换器及方法 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种卫星电源用有源钳位正激变换器，其原边电路包含：直流输入电源的正极连接变压器原边绕组第一端；变压器T原边绕组第二端连接功率开关管S1的漏极、变压器T辅助绕组第一端、钳位功率开关管S2的源极；功率开关管S1的源极连接直流输入电源的负极和直流阻隔电容器Cb第一端；变压器T辅助绕组第二端连接直流阻隔电容器Cb第二端和钳位电容CL第一端；钳位电容CL第二端连接钳位功率开关管S2的漏极；其副边电路包含：续流二极管Do1的阳极连接变压器T的副边绕组第一端；续流二极管Do1的阴极连接滤波电感Lo第一端、续流二极管Do2的阴极；续流二极管Do2的阳极连接负载Ro输出端的负极；滤波电感Lo第二端连接负载Ro输出端的正极；输出电容Co与负载Ro并联。本发明能够降低输入电流纹波。

Description

一种卫星电源用有源钳位正激变换器及方法
技术领域
本发明涉及卫星电源技术领域，特别涉及一种卫星电源用有源钳位正激变换器及方法。
背景技术
卫星电源***要求DC/DC变换器可以实现功率密度高、转换效率高、自身重量轻、体积小、可靠性高、稳定性强以及良好的电磁兼容性。同时，为满足不同任务需求，卫星电源***可以设计为千瓦级，对输入电压的要求也在不断提高。在这种情况下，电流等级和导线厚度将会增加，会加大对DC/DC变换器的电磁干扰强度。
传统的有源钳位正激(ACF)变换器因其低边钳位从而实现了零电压开通(ZeroVoltage Sitching)和较高的功率密度，能够满足卫星电源***的功率和技术指标要求。但由于其功率开关管往往需要承受数倍于输入电压的压力，功率开关管需要承受很大的应力。此外，电路中存在较大的脉冲输入电流纹波和较大的di/dt，过大的脉冲电流会产生较大的平均电流值，并缩短卫星电源蓄电池组的使用寿命，从而对卫星的整体寿命造成极大的困扰。
由于DC/DC变换器的电磁干扰噪声水平应满足电磁兼容性(EMC)要求，因此在变换器输入端必须配有一个较大的电磁干扰滤波器。电磁干扰滤波器(EMI filter)由电容器和电感器组成。为更好地达到抑制EMI干扰，电容器和电感器的体积和重量往往过大，导致电源模块整机重量和体积的上升，从而降低电源***整机功率密度。
因此，为了降低电磁干扰滤波器的重量和体积，需要降低输入电流纹波，提升卫星电源***的整体功率密度。
发明内容
本发明的目的是提供一种卫星电源用有源钳位正激变换器及方法，通过在变换器原边电路耦合一个绕组匝比与原边绕组相同的辅助绕组，且变压器原边绕组的漏感远远大于变压器辅助绕组的漏感，使得变压器原边绕组上的电压等于加在变压器辅助绕组上的电压，大大减小变压器原边绕组上漏感的电压及变压器辅助绕组漏感上的电压，削减变压器原边绕组输入电流纹波。
为了达到上述目的，本发明提供一种卫星电源用有源钳位正激变换器，其包含原边电路和副边电路；
所述原边电路包含：直流输入电源的正极连接变压器T原边绕组第一端；变压器T原边绕组第二端连接功率开关管S1的漏极、变压器T辅助绕组第一端、钳位功率开关管S2的源极；功率开关管S1的源极连接直流输入电源的负极和直流阻隔电容器Cb第一端；变压器T辅助绕组第二端连接直流阻隔电容器Cb第二端和钳位电容CL第一端；钳位电容CL第二端连接钳位功率开关管S2的漏极；
所述副边电路包含：续流二极管Do1的阳极连接变压器T的副边绕组第一端；续流二极管Do1的阴极连接滤波电感Lo第一端、续流二极管Do2的阴极；续流二极管Do2的阳极连接负载Ro输出端的负极；滤波电感Lo第二端连接负载Ro输出端的正极；输出电容Co与负载Ro并联。
变压器T辅助绕组与变压器T原边绕组耦合。
优选的，变压器T的原边绕组、副边绕组、辅助绕组的变比为N:1:N。
优选的，变压器T原边绕组的漏感Lk小于变压器T原边绕组的励磁电感Lm。
本发明还揭示了一种降低有源钳位正激变换器输入电流纹波的方法，通过本发明的有源钳位正激变换器在其工作周期内依时间顺序的第一至第六工作模式实现的，其中
第一工作模式下：功率开关管S1导通，钳位功率开关管S2关断，续流二极管Do1导通，续流二极管Do2反偏截止；直流阻断电容器Cb上的电压Vcb作用在所述辅助绕组上，且VCb等于直流输入电源的电压Vin；通过直流阻断电容器Cb为辅助绕组提供电流回路；所述辅助绕组上的电压Vaux等于所述原边绕组的电压Vpri，通过降低原边绕组的漏感电压VLK、辅助绕组的漏感电压Vaux，实现降低原边绕组输入的电流纹波；若功率开关管S1关断，结束第一工作模式，进入第二工作模式；
第一工作模式下辅助绕组的电流iaux(t)为
Figure GDA0002760663160000031
isec(t)为副边绕组的电流，原边绕组、副边绕组、辅助绕组的变比为N:1:N，ipri(t)为原边绕组的电流，iLo(t)为滤波电感Lo的电流，iLm(t)为原边绕组励磁电感的电流；
第一工作模式下流经功率开关管S1的电流ids1(t)为
Figure GDA0002760663160000032
第二工作模式至第六工作模式中，直流阻断电容器Cb用于充电储存电能。
第二工作模式下功率开关管S1、钳位功率开关管S2均关断，续流二极管Do2截止，续流二极管Do1导通；
第二工作模式下功率开关管S1的电压Vds1减小且钳位功率开关管S2的电压Vds2增加；Vds1减小到Vin或Vds2增加到VCL时，结束第二工作模式，进入第三工作模式；VCL为钳位电容CL的电压；
第二工作模式下流经辅助绕组的电流iaux为：
Figure GDA0002760663160000033
第二工作模式下流经功率开关管S1的电流ids1(t)为：
Figure GDA0002760663160000034
第三工作模式下：功率开关管S1、钳位功率开关管S2均关断，续流二极管Do1截止，续流二极管Do2导通；
第三工作模式下Vaux和副边绕组的电压Vsec的极性相反，辅助绕组漏感电流iaux为
iaux(t)＝-ipri(t)＝iLm(t)-iin；
流经钳位开关管S1的电流为
Figure GDA0002760663160000035
第三工作模式下Vds1增大，Vds2减小，当Vds1增加到Vin+VCL或Vds2下降到0V时，结束第三工作模式，进入第四工作模式。
第四工作模式下：钳位功率开关管S2导通，S2工作在零电压开通状态，功率开关管S1关断，续流二极管Do1截止，续流二极管Do2导通；当钳位功率开关管S2关断时，结束第四工作模式，进入第五工作模式；
第四工作模式下-VCL＝Vpri，辅助绕组的电流iaux为
iaux(t)＝iLm(t)-iin，
流经钳位功率开关管S2的电流ids2为
ids2(t)＝-iLm(t)。
第五工作模式下功率开关管S1、钳位功率开关管S2均关断，续流二极管Do1截止，续流二极管Do2导通，副边绕组的电流为0A；
流经功率开关管S1的电流为：
Figure GDA0002760663160000041
第五工作模式下Vds1增加且Vds2下降，当Vds1增加到Vin或Vds2下降到VCL时，结束第五工作模式，进入第六工作模式。
第六工作模式下功率开关管S1、钳位功率开关管S2均关断，续流二极管Do1、续流二极管Do2均导通；当功率开关管S1导通时，结束第六工作模式；第六工作模式下isec和续流二极管Do1的电流iDo1(t)为：
isec(t)＝iDo1(t)＝-NiLm(t)。
与现有技术相比，本发明的有益效果在于：
1)通过在变换器原边耦合一个绕组匝比与原边绕组相同的辅助绕组，且变压器原边绕组的漏感Lm远远大于变压器辅助绕组的漏感Lk，使得加在变压器原边绕组上的电压等于加在变压器辅助绕组上的电压，则变压器原边绕组上漏感的电压与变压器辅助绕组漏感上的电压大大降低，使得原边绕组输入电流纹波被削减，从而实现原边绕组输入电流的连续性。
2)通过降低原边电路输入电流纹波，减小卫星电源***对EMI滤波器体积和重量的束缚，提高卫星电源***的功率密度。
附图说明
为了更清楚地说明本发明技术方案，下面将对描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图是本发明的一个实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图：
图1、图2为本发明的有源钳位正激变换器结构示意图；
图3是功率开关管S1、钳位功率开关管S2的开通信号占空比示意图；
图4至图9是本发明的有源钳位正激变换器工作原理图；
图10是本发明的有源钳位正激变换器中各元件的电压、电流波形图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
本发明提供一种卫星电源用有源钳位正激变换器，其包含原边电路和副边电路。如图1所示，所述原边电路包含：直流输入电源Vin的正极连接变压器T原边绕组第一端；变压器T原边绕组第二端连接功率开关管S1的漏极、变压器T辅助绕组第一端、钳位功率开关管S2的源极；功率开关管S1的源极连接直流输入电源Vin的负极和直流阻隔电容器Cb第一端；变压器T辅助绕组第二端连接直流阻隔电容器Cb第二端和钳位电容CL第一端；钳位电容CL第二端连接钳位功率开关管S2的漏极。变压器T辅助绕组与变压器T原边绕组耦合。
图1所示，所述副边电路包含：续流二极管Do1的阳极连接变压器T的副边绕组第一端；续流二极管Do1的阴极连接滤波电感Lo第一端、续流二极管Do2的阴极；续流二极管Do2的阳极连接负载Ro输出端的负极；滤波电感Lo第二端连接负载Ro输出端的正极；输出电容Co与负载Ro并联。
在本发明的实施例中，变压器T的原边绕组、副边绕组、辅助绕组的变比为N:1:N。变压器T原边绕组的漏感Lk小于变压器T原边绕组的励磁电感Lm。
为了便于理解，图2在图1的基础上示出了原边绕组的漏感电压Lk、原边绕组的励磁电感Lm、辅助绕组的漏感电压Ln。
本发明还揭示了一种降低有源钳位正激变换器输入电流纹波的方法，通过本发明的有源钳位正激变换器在其工作周期内依时间顺序的第一至第六工作模式实现的。
第一工作模式(对应图10中的t0-t1时刻，其等效电路如图4所示)：
第一工作模式下功率开关管S1导通，钳位功率开关管S2关断，续流二极管Do1导通，续流二极管Do2反偏截止；直流阻断电容器上的电压Vcb作用在所述辅助绕组上，且VCb等于直流输入电源的电压Vin；通过直流阻断电容器Cb为辅助绕组提供电流回路；由于辅助绕组的绕组匝数与原边绕组匝数相同(N:N)，所述辅助绕组上的电压Vaux等于所述原边绕组的电压Vpri(即Vaux＝Vpri)，此时原边绕组励磁电感Lm的电流iLm增大，
Figure GDA0002760663160000061
t表示时间，iLm等于-VinDTs/2Lm，D是功率开关管S1的驱动信号的占空比，Ts是开关周期。图3为功率开关管S1、钳位功率开关管S2的开通信号的占空比示意图。
滤波电感Lo上的电压等于Vsec-Vo,Vsec为变压器T副边绕组的电压，Vo为负载Ro的电压。滤波电感上的电流iLo增大，
Figure GDA0002760663160000062
公式(2)中iDo1(t)为续流二极管Do1的电流。根据霍尔基夫定律，原边绕组的电流ipri等于iin-iLm,iin为直流输入电源的电流。变压器原边绕组和辅助绕组电流之和ipri+iaux等于isec/N＝iLo/N，辅助绕组电流iaux为：
Figure GDA0002760663160000063
公式(3)中iLo(t)为滤波电感Lo的电流。
第一工作模式下流经功率开关管S1的电流ids1(t)为
Figure GDA0002760663160000064
原边绕组的漏感电压VLK、辅助绕组的漏感电压Vaux降至接近于0，实现降低原边绕组输入的电流纹波；若功率开关管S1关断，结束第一工作模式，进入第二工作模式。
第二工作模式(对应图10中的t1-t2时刻，其等效电路如图5所示)
第二工作模式下功率开关管S1、钳位功率开关管S2均关断，续流二极管Do2截止，续流二极管Do1导通；
第二工作模式下功率开关管S1的电压Vds1减小且钳位功率开关管S2的电压Vds2增加；Vds1减小到Vin或Vds2增加到VCL时，结束第二工作模式，进入第三工作模式；VCL为钳位电容CL的电压；
第二工作模式下滤波电感电流iLo流经续流二极管Do1，根据霍尔基夫定律，ipri等于iin-iLm,变压器原边线圈和辅助线圈电流之和ipri+iaux等于isec/N＝iLo/N，
流经辅助绕组的电流iaux为：
Figure GDA0002760663160000071
第二工作模式下流经功率开关管S1的电流ids1(t)为：
Figure GDA0002760663160000072
第三工作模式(对应图10中的t2-t3时刻，其等效电路如图6所示)
第三工作模式下：功率开关管S1、钳位功率开关管S2均关断，续流二极管Do1截止，续流二极管Do2导通；
第三工作模式下辅助绕组的漏感电压Vaux和副边绕组的电压Vsec的极性相反，辅助绕组的漏感电流iaux降低到-ipri，辅助绕组漏感电流iaux为
iaux(t)＝-ipri(t)＝iLm(t)-iin； (7)
流经钳位开关管S1的电流为
Figure GDA0002760663160000073
第三工作模式下Vds1增大，Vds2减小，当Vds1增加到Vin+VCL或Vds2下降到0V时，结束第三工作模式，进入第四工作模式。
第四工作模式(对应图10中的t3-t4时刻，其等效电路如图7所示)
第四工作模式下：钳位功率开关管S2导通，S2工作在零电压开通状态，功率开关管S1关断，续流二极管Do1截止，续流二极管Do2导通；当钳位功率开关管S2关断时，结束第四工作模式，进入第五工作模式；
第四工作模式下-VCL＝Vpri，VCL为钳位电容CL的电压。励磁电感电流iLm下降，Lm复位
Figure GDA0002760663160000081
iLm(t3)＝VinDTs/2Lm，-Vo作用于滤波电感Lo上，iLo等于续流二极管Do2的电流iDo2：
Figure GDA0002760663160000082
根据霍尔基夫定律，ipri等于iin-iLm，iaux+ipri＝isec/N＝0A，辅助绕组电流iaux为：
iaux(t)＝-ipri(t)＝iLm(t)-iin， (11)
流经钳位功率开关管S2的电流ids2为
ids2(t)＝-(iaux(t)+iin)＝-iLm(t)。 (12)
第五工作模式(对应图10中的t4-t5时刻，其等效电路如图8所示)
如图8所示，第五工作模式下功率开关管S1、钳位功率开关管S2均关断，续流二极管Do1截止，续流二极管Do2导通，副边绕组的电流为0A。根据霍尔基夫定律，ipri等于iin-iLm，iaux+ipri＝isec/N＝0A，辅助绕组电流iaux＝-ipri。
流经功率开关管S1的电流为：
Figure GDA0002760663160000083
第五工作模式下Vds1增加且Vds2下降，当Vds1增加到Vin或Vds2下降到VCL时，结束第五工作模式，进入第六工作模式。
第六工作模式(对应图10中的t5-t6时刻，其等效电路如图9所示)
第六工作模式下功率开关管S1、钳位功率开关管S2均关断，续流二极管Do1、续流二极管Do2均导通；当功率开关管S1导通时，结束第六工作模式；
第六工作模式下变压器T被短路，Vpri＝Vaux＝Vsec＝0V，励磁电感电流iLm＝-VinDTs/2Lm。根据霍尔基夫定律，ipri等于iin-iLm，iaux+ipri＝isec/N，isec和续流二极管Do1的电流iDo1(t)为：
isec(t)＝iDo1(t)＝N(ipri(t)+iaux(t))＝-NiLm(t)。 (14)
本发明的实施例中不考虑开关管的损耗。
以上所述，仅为本发明的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到各种等效的修改或替换，这些修改或替换都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应以权利要求的保护范围为准。

Claims (10)

1.一种卫星电源用有源钳位正激变换器，其特征在于，包含原边电路和副边电路；
所述原边电路包含：直流输入电源的正极连接变压器T原边绕组第一端；变压器T原边绕组第二端连接功率开关管S1的漏极、变压器T辅助绕组第一端、钳位功率开关管S2的源极；功率开关管S1的源极连接直流输入电源的负极和直流阻隔电容器Cb第一端；变压器T辅助绕组第二端连接直流阻隔电容器Cb第二端和钳位电容CL第一端；钳位电容CL第二端连接钳位功率开关管S2的漏极；
所述副边电路包含：续流二极管Do1的阳极连接变压器T的副边绕组第一端；续流二极管Do1的阴极连接滤波电感Lo第一端、续流二极管Do2的阴极；续流二极管Do2的阳极连接负载Ro输出端的负极；滤波电感Lo第二端连接负载Ro输出端的正极；输出电容Co与负载Ro并联。
2.如权利要求1所述的卫星电源用有源钳位正激变换器，其特征在于，变压器T辅助绕组与变压器T原边绕组耦合。
3.如权利要求2所述的卫星电源用有源钳位正激变换器，其特征在于，变压器T的原边绕组、副边绕组、辅助绕组的变比为N:1:N。
4.如权利要求1所述的卫星电源用有源钳位正激变换器，其特征在于，变压器T原边绕组的漏感Lk小于变压器T原边绕组的励磁电感Lm。
5.一种降低有源钳位正激变换器输入电流纹波的方法，通过如权利要求1至3任一所述的有源钳位正激变换器在其工作周期内依时间顺序的第一至第六工作模式实现的，其特征在于：
第一工作模式下：功率开关管S1导通，钳位功率开关管S2关断，续流二极管Do1导通，续流二极管Do2反偏截止；直流阻断电容器Cb上的电压Vcb作用在所述辅助绕组上，且VCb等于直流输入电源的电压Vin；通过直流阻断电容器Cb为辅助绕组提供电流回路；所述辅助绕组上的电压Vaux等于所述原边绕组的电压Vpri，通过降低原边绕组的漏感电压VLK、辅助绕组的漏感电压Vaux，实现降低原边绕组输入的电流纹波；若功率开关管S1关断，结束第一工作模式，进入第二工作模式；
第一工作模式下辅助绕组的电流iaux(t)为
Figure FDA0002786918230000021
iin为直流输入电源的电流，isec(t)为副边绕组的电流，原边绕组、副边绕组、辅助绕组的变比为N:1:N，ipri(t)为原边绕组的电流，iLo(t)为滤波电感Lo的电流，iLm(t)为原边绕组励磁电感的电流；
第一工作模式下流经功率开关管S1的电流ids1(t)为
Figure FDA0002786918230000022
第二工作模式至第六工作模式中，直流阻断电容器Cb用于充电储存电能。
6.如权利要求5所述的降低有源钳位正激变换器输入电流纹波的方法，其特征在于，第二工作模式下功率开关管S1、钳位功率开关管S2均关断，续流二极管Do2截止，续流二极管Do1导通；
第二工作模式下功率开关管S1的电压Vds1减小且钳位功率开关管S2的电压Vds2增加；Vds1减小到Vin或Vds2增加到VCL时，结束第二工作模式，进入第三工作模式；VCL为钳位电容CL的电压；
第二工作模式下流经辅助绕组的电流iaux为：
Figure FDA0002786918230000023
第二工作模式下流经功率开关管S1的电流ids1(t)为：
Figure FDA0002786918230000024
7.如权利要求6所述的降低有源钳位正激变换器输入电流纹波的方法，其特征在于，第三工作模式下：功率开关管S1、钳位功率开关管S2均关断，续流二极管Do1截止，续流二极管Do2导通；
第三工作模式下Vaux和副边绕组的电压Vsec的极性相反，辅助绕组漏感电流iaux为
iaux(t)＝-ipri(t)＝iLm(t)-iin；
流经钳位开关管S1的电流为
Figure FDA0002786918230000025
第三工作模式下Vds1增大，Vds2减小，当Vds1增加到Vin+VCL或Vds2下降到0V时，结束第三工作模式，进入第四工作模式。
8.如权利要求7所述的降低有源钳位正激变换器输入电流纹波的方法，其特征在于，第四工作模式下：钳位功率开关管S2导通，S2工作在零电压开通状态，功率开关管S1关断，续流二极管Do1截止，续流二极管Do2导通；当钳位功率开关管S2关断时，结束第四工作模式，进入第五工作模式；
第四工作模式下-VCL＝Vpri，辅助绕组的电流iaux为
iaux(t)＝iLm(t)-iin，
流经钳位功率开关管S2的电流ids2为
ids2(t)＝-iLm(t)。
9.如权利要求8所述的降低有源钳位正激变换器输入电流纹波的方法，其特征在于，第五工作模式为：
功率开关管S1、钳位功率开关管S2均关断，续流二极管Do1截止，续流二极管Do2导通；副边绕组的电流为0A；
流经功率开关管S1的电流为：
Figure FDA0002786918230000031
第五工作模式下Vds1增加且Vds2下降，当Vds1增加到Vin或Vds2下降到VCL时，结束第五工作模式，进入第六工作模式。
10.如权利要求9所述的降低有源钳位正激变换器输入电流纹波的方法，其特征在于，第六工作模式下功率开关管S1、钳位功率开关管S2均关断，续流二极管Do1、续流二极管Do2均导通；当功率开关管S1导通时，结束第六工作模式；
第六工作模式下isec和续流二极管Do1的电流iDo1(t)为：
isec(t)＝iDo1(t)＝-NiLm(t)。
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