CN111162712B - 直驱永磁同步电机的控制方法、牵引控制器及存储介质 - Google Patents

直驱永磁同步电机的控制方法、牵引控制器及存储介质 Download PDF

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CN111162712B CN201811324917.1A CN201811324917A CN111162712B CN 111162712 B CN111162712 B CN 111162712B CN 201811324917 A CN201811324917 A CN 201811324917A CN 111162712 B CN111162712 B CN 111162712B
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Abstract

本发明提供一种直驱永磁同步电机的控制方法、牵引控制器及存储介质，该方法包括：根据控制中断周期、调制载波周期，以及，直驱永磁同步电机的转子当前角速度，获取直驱永磁同步电机的转子的补偿相角；根据补偿相角，获取当前实际控制相角；根据当前d轴电压给定值和当前q轴电压给定值，获取当前预期控制相角；根据当前预期控制相角与当前实际控制相角的比例偏差和积分偏差，对当前实际控制相角进行在线修正。本发明将控制中断对应的时延、载波调制对应的时延以及旋转变压器采样及传输转子信号对应的时延造成的误差相角考虑在内，对实际控制相角进行在线修正，保证实际控制相角和预期控制相角始终保持一致，提高了实际控制相角的准确性。

Description

直驱永磁同步电机的控制方法、牵引控制器及存储介质
技术领域
本发明涉及电机控制技术领域，尤其涉及一种直驱永磁同步电机的控制方法、牵引控制器及存储介质。
背景技术
永磁同步电机以其高功率密度、高功率因数、强过载能力、高效率等优点，越来越多地被应用到轨道交通领域。例如，大功率直驱永磁同步电机作为永磁同步牵引***的重要组成部分，其性能发挥的优劣直接影响着整个牵引***的性能。目前，针对直驱永磁同步电机的控制，多采用矢量控制或直接转矩控制策略，而这些高性能控制算法的实现都离不开精确的电机控制相角。然而，直驱永磁同步电机在运行过程中，由于信号采集、传输以及处理等造成延时，导致控制相角产生偏差。若采用准确度低的控制相角，可能会造成直驱永磁同步电机无法正常启动、发生失步、转矩精度降低等问题。因此，需要对直驱永磁同步电机控制相角进行修正。
现有技术中，通常以直驱永磁同步电机的电机控制器的直流侧电流与理论空载直流电流的绝对差值是否大于预设阈值为控制目标，实现对转子位置的估算值和实际转子位置超前或滞后关系的判断，从而对控制相角进行修正。
但是上述估算转子位置的方法使得转子位置估算值与实际转子位置的偏差较大，进而导致控制相角的准确度低。
发明内容
本发明提供一种直驱永磁同步电机的控制方法、牵引控制器及存储介质，以实现提高直驱永磁同步电机实际控制相角的准确性。
第一方面，本发明的提供一种直驱永磁同步电机的控制方法，包括：
根据控制中断周期、调制载波周期，以及所述直驱永磁同步电机的转子当前角速度，获取所述直驱永磁同步电机的转子的补偿相角；
根据所述补偿相角，获取当前实际控制相角；
根据当前d轴电压给定值和当前q轴电压给定值，获取当前预期控制相角；
根据所述当前预期控制相角与所述当前实际控制相角的比例偏差和积分偏差，对所述当前实际控制相角进行在线修正。
进一步地，所述根据控制中断周期、调制载波周期，以及所述直驱永磁同步电机的转子的当前角速度，获取所述直驱永磁同步电机的转子的补偿相角，包括：
根据所述控制中断周期和所述直驱永磁同步电机的转子的当前角速度，获取第一子补偿相角；
根据所述调制载波周期和所述直驱永磁同步电机的转子的当前角速度，获取第二子补偿相角；
根据所述直驱永磁同步电机的转子当前角速度，获取第三子补偿相角；
根据所述第一子补偿相角、所述第二子补偿相角和所述第三子补偿相角，获取所述直驱永磁同步电机的补偿相角。
进一步地，所述根据所述控制中断周期和所述直驱永磁同步电机的转子的当前角速度，获取第一子补偿相角，包括：
根据所述控制中断周期，获取第一子补偿相角对应的第一相角时延；
根据所述第一相角时延和所述直驱永磁同步电机的转子的当前角速度，获取所述第一子补偿相角。
进一步地，所述根据所述调制载波周期和所述直驱永磁同步电机的转子的当前角速度，获取第二子补偿相角，包括：
根据所述调制载波周期，获取调制输出对应的第二相角时延；
根据调制算法的调制中断周期，获取调制计算对应的第三相角时延；
根据所述第二相角时延、所述第三相角时延和所述直驱永磁同步电机的转子的当前角速度，获取所述第二子补偿相角。
进一步地，所述根据所述直驱永磁同步电机的转子当前角速度，获取第三子补偿相角之前，还包括：
根据所述直驱永磁同步电机的矢量控制策略，获取所述直驱永磁同步电机的稳定运行角速度范围；
根据d轴电流给定值和q轴电流给定值，获取所述稳定运行角速度范围内的多个第一d轴电流、多个第一q轴电流、每个所述第一d轴电流对应的d轴电压以及每个所述第一q轴电流对应的q轴电压。
进一步地，所述根据所述直驱永磁同步电机的转子当前角速度，获取第三子补偿相角，包括：
根据每个所述第一d轴电流对应的d轴电压以及每个所述第一q轴电流对应的q轴电压，获取每个第一角速度对应的传输误差相角；
根据每个所述第一角速度对应的传输误差相角、所述直驱永磁同步电机的转子的当前角速度以及所述转子的初始位置相角，获取所述第三子补偿相角。
进一步地，所述根据所述补偿相角，获取当前实际控制相角，包括：
获取所述直驱永磁同步电机的转子的当前位置相角；
根据所述当前位置相角、所述转子的初始位置相角以及所述补偿相角，获取所述转子的实际位置相角；
根据所述转子的实际位置相角以及调制相角，获取当前实际控制相角，其中，所述调制相角为根据d轴电压给定值和当前q轴电压给定值经过调制算法计算得到。
进一步地，所述根据所述当前预期控制相角与所述当前实际控制相角的比例偏差和积分偏差，对所述当前实际控制相角进行在线修正，包括：
根据所述当前预期控制相角与所述当前实际控制相角获取所述比例偏差、所述积分偏差；
根据所述比例偏差以及所述积分偏差的线性组合，获取当前实际控制相角的修正项；
根据所述修正项对所述当前实际控制相角进行在线修正。
第二方面，本发明还提供一种牵引控制器，包括：存储器和处理器；
所述存储器存储程序指令；
所述处理器执行所述程序指令，以执行第一方面所述的方法。
第三方面，本发明还提供一种存储介质，包括：程序，所述程序在被处理器执行时，用于第一方面所述的方法。
本发明提供一种直驱永磁同步电机的控制方法、牵引控制器及存储介质，该方法包括：根据控制中断周期、调制载波周期，以及直驱永磁同步电机的转子当前角速度，获取直驱永磁同步电机的转子的补偿相角；根据补偿相角，获取当前实际控制相角；根据当前d轴电压给定值和当前q轴电压给定值，获取当前预期控制相角；进一步，根据当前预期控制相角与当前实际控制相角的比例偏差和积分偏差，对当前实际控制相角进行在线修正。本发明通过将控制中断对应的时延、载波调制对应的时延以及旋转变压器采样及传输转子信号过程中对应的时延所造成的误差相角考虑在内，对实际控制相角进行在线修正，保证实际控制相角和预期控制相角始终保持一致，提高了实际控制相角的准确性。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图做一简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为本发明提供的直驱永磁同步电机的控制方法对应的直驱永磁同步电机的控制***的结构示意图；
图2为本发明提供的直驱永磁同步电机的控制方法的流程示意图一；
图3为本发明提供的直驱永磁同步电机的控制方法的流程示意图二；
图4为本发明提供的控制算法的中断周期示意图；
图5为本发明提供的调制算法的中断周期示意图；
图6为多模式PWM调制策略的示意图；
图7为本发明提供的直驱永磁同步电机的控制方法的流程示意图三；
图8A为理论坐标系与实际坐标系完全重合的示意图；
图8B为实际坐标系超前理论坐标系的示意图；
图8C为实际坐标系滞后理论坐标系的示意图；
图9为本发明提供的牵引控制器的结构示意图一。
具体实施方式
为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明的实施例，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
图1为本发明提供的直驱永磁同步电机的控制方法对应的直驱永磁同步电机的控制***的结构示意图，如图1所示，该直驱永磁同步电机的控制***包括：直驱永磁同步电机、拖动机、牵引控制器TCU、和旋转变压器。
其中，本发明提供的直驱永磁同步电机的控制方法的控制对象即为直驱永磁同步电机，其中，直驱永磁同步电机包括定子和转子。
旋转变压器安装于直驱永磁同步电机的转子上，用于采集转子信号，并将采集到的信号输入至牵引控制器。在本发明中，旋转变压器具体用于检测转子的实际位置。
拖动机与被测直驱永磁同步电机连接，用于拖动直驱永磁同步电机运转。
牵引控制器与直驱永磁同步电机连接，用于对直驱永磁同步电机进行控制。在本发明中，牵引控制器用于对直驱永磁同步电机进行基于速度的分段矢量控制策略，其中，对于基于速度的分段矢量控制策略在后续实施例中再进行详细说明。具体地，牵引控制器具有控制算法、调制算法的功能，且具有相角调节、转速监测的功能。
可选的，本发明中的牵引控制器包括控制算法单元、调制算法单元、相角调节器和转速检测器。其中，控制算法单元用于获取预期控制相角；调制算法单元用于获取调制相角，之后通过PWM调制实现实际控制相角；相角调节器，用于实现预期控制相角和实际控制相角始终保持一致；转速检测器，用于获取转子的角速度。需说明的是，上述提及的控制算法单元、调制算法单元、相角调节器和转速检测器等既可以为软件模块，也可以为实体模块，本发明不对其进行限制。
下述实施例中均是以牵引控制器作为执行主体实施本发明所提供的直驱永磁同步电机的控制方法。
图2为本发明提供的直驱永磁同步电机的控制方法的流程示意图一，图2所示方法流程的执行主体为牵引控制器，该牵引控制器可由任意的软件和/或硬件实现。如图2所示，本实施例提供的直驱永磁同步电机的控制方法包括：
S201、根据控制中断周期、调制载波周期，以及直驱永磁同步电机的转子当前角速度，获取直驱永磁同步电机的转子的补偿相角。
本实施例中获取的直驱永磁同步电机的转子的补偿相角为离线补偿相角，即若直驱永磁同步电机的控制***中各部件在获取补偿相角和正常运行的设置保持不变时，可以将离线获取的补偿相角应用于正在运行的直驱永磁同步电机的控制***中。可以想到的是，当直驱永磁同步电机的控制***中各部件的设置发生改变时，可采用改变后的设置参数获取新的补偿相角。
具体的，牵引控制器可采用控制算法对旋转变压器采集到的电压信号进行处理，获取预期相角，具体的，牵引控制器可控制其中的控制算法单元对旋转变压器采集的电压信号进行处理，获取预期相角。其中，旋转变压器的采样周期可以与控制算法的控制中断周期相同。
示例性地，旋转变压器在t1时刻进行采样，并将采集到的电压信号输入至牵引控制器。牵引控制器的控制算法单元在t1时刻对旋转变压器采集的电压信号进行处理，获取预期相角，并在下一个控制中断周期开始至下一个控制中断周期结束的这段时间内的不定时刻进行更新，也就是，将预期相角输出给调制算法单元。而在这个过程中，转子仍在不停地旋转，相对于旋转变压器采样时刻，会产生控制算法中断时延。进一步，根据控制算法中断时延的时长和转子的角速度，获取在控制算法过程中转子的误差相角。
优选地，控制算法时延为半个控制中断周期。
牵引控制器获取预期相角，并采用调制算法对该预期相角进行调制输出处理。具体的，牵引控制器的调制算法单元采用调制算法对预期相角进行调制，输出PWM脉冲。本实施例中的调制采样具有周期性，即牵引控制器周期性地获取预期相角，并进行调制处理。示例性地，本实施例中调制载波为三角PWM载波，调制采样采用一种不对称的规则采样法，即在每个三角PWM载波周期的顶点对称轴位置采样，又在三角PWM载波周期的底点对称轴位置采样，也就是每个调制载波周期采样两次。每个调制载波周期开始和中间时刻进行本PWM载波周期的釆样，同时进行本周期的PWM指令更新。双采样模式的调制算法中断分为采样、调制计算、PWM更新和PWM输出过程。
示例性地，牵引控制器在t2时刻获取预期相角，进行PWM调制处理，生成PWM脉冲，之后，通常会在载波周期计数值与调制计算得到的PWM比较计数值相等时进行输出PWM脉冲。而在上述过程中，转子仍在不停地旋转，因此，造成调制更新时延。优选地，调制更新时延为半个调制载波周期；
另外，PWM计算值更新后一般采用定时器的连续增减计数方式来输出PWM脉冲，输出时也会造成输出时延。优选地，输出时延为1/4个调制载波周期。
根据在调制算法中获取的调制更新时延和输出时延以及转子的当前角速度，可以获取在调制算法过程中的转子的误差相角。
另外，在旋转变压器对转子的位置进行采样和信号传输过程中也会产生时延，这里称为旋转变压器采样和传输时延。具体地，本实施中根据直驱永磁同步电机转子的当前角速度和预设角速度范围内的多个d轴电压和多个q轴电压获取旋转变压器采样和传输时延对应的误差相角。
接下来，对预设角速度范围进行详细的介绍。
由于本申请中对于直驱永磁同步电机传动***，采用的是基于速度的分段矢量控制策略，分段矢量控制策略包括低速区的最大转矩电流比控制和高速区的弱磁控制。因此，本实施例中的预设角速度范围可以是牵引控制器确定直驱永磁同步电机在不进入弱磁控制阶段、且稳定运行的速度范围。其中，根据直驱永磁同步电机的牵引特性，进入恒压阶段对应的速度点，电压达到最大值时的运行速度，即为不进入弱磁控制阶段、最高稳定运行速度，也就是预设角速度范围的最大值。
在该预设角速度范围获取多个预设角速度中每个预设角速度对应的d轴电压和q轴电压，根据每个预设角速度对应的d轴电压和q轴电压，获取每个预设角速度对应的误差相角，再建立以预设角速度为横坐标，以误差相角为纵坐标的曲线，将该曲线对应的斜率确定为误差系数；进一步，根据转子的角速度以及该角速度对应的误差系数获取误差相角，该误差相角即为旋转变压器采样和传输时延造成的误差相角。
可选地，由上述控制算法时延、调制算法时延、以及旋转变压器采集和传输时延分别对应的误差相角之和即为直驱永磁同步电机的转子的补偿相角。
还需要补充说明的是，在两相同步旋转(d、q)坐标系中，转子磁极产生的磁场与定子磁场相对应时为d轴，逆时针旋转90度为q轴。
S202、根据补偿相角，获取当前实际控制相角。
步骤S101中获取的补偿相角为离线补偿相角，将其应用于正在运行的直驱永磁同步电机中。
因此，本步骤中获取的当前实际控制相角为采用步骤S101中获取的补偿相角对直驱永磁同步电机的转子位置角进行离线修正后的实际控制相角。
S203、根据当前d轴电压给定值和当前q轴电压给定值，获取当前预期控制相角。
当前电压给定值可以包括当前d轴电压给定值和当前q轴电压给定值。本实施例中根据直驱永磁同步电机所采用的基于速度的分段矢量控制策略以及相应的控制算法，计算获取当前d轴电压给定值和当前q轴电压给定值，进一步，根据当前d轴电压给定值和当前q轴电压给定值获取当前预期控制相角。
S204、根据当前预期控制相角和当前实际控制相角的比例偏差和积分偏差，对当前实际控制相角进行在线修正。
由于当前预期控制相角和当前实际控制相角由于控制算法、调制算法以及旋转变压器采集和传输过程中的时延，造成当前预期控制相角和当前实际控制相角可能存在偏差，因此，需要对当前实际控制相角进行修正。
该步骤中，将当前预期控制相角和当前实际控制相角的比例偏差以及当前预期控制相角和当前实际控制相角的积分偏差的线性组合作为修正项，对当前实际控制相角进行在线修正。
本实施例提供一种直驱永磁同步电机的控制方法，该方法包括：根据控制中断周期、调制载波周期，以及直驱永磁同步电机的转子当前角速度，获取直驱永磁同步电机的转子的补偿相角；根据补偿相角，获取当前实际控制相角；根据当前d轴电压给定值和当前q轴电压给定值，获取当前预期控制相角；进一步，根据当前预期控制相角与当前实际控制相角的比例偏差和积分偏差，对当前实际控制相角进行在线修正。本发明通过将控制中断对应的时延、载波调制对应的时延以及旋转变压器采样及传输转子信号过程中对应的时延所造成的误差相角考虑在内，对实际控制相角进行在线修正，保证实际控制相角和预期控制相角始终保持一致，提高了实际控制相角的准确性。
图3对本发明提供的直驱永磁同步电机的控制方法实施例二的流程示意图。如图3所示，在图2所示实施例的基础上，步骤S201可以包括：
S301、根据控制中断周期和直驱永磁同步电机的转子的当前角速度，获取第一子补偿相角。
为使本实施例所提供的控制方法更加清楚，这里，对本申请所涉及的控制中断进行详细说明。图4为本发明所提供的控制算法的控制中断示意图。如图5所示，控制中断分为采样、控制计算、控制变量更新的过程。旋转变压器对转子信号进行采样，并在t1时刻将采集到的电压信号输入至牵引控制器。牵引控制器对接收到的电压信号进行控制计算，Tctrl为控制算法的一个控制中断周期，t1+Tctrl时刻完成控制计算，之后会在下一个控制中断周期开始(t1+Tctrl时刻)至结束(t1+2Tctrl时刻)这段时间内的不定时刻将控制计算得到的控制变量输出给调制算法单元。
在这个过程中，转子仍在不停地旋转，相对于控制计算完成的时刻，会产生控制算法中断时延。本实施例中，根据控制算法的控制中断周期，获取第一子补偿相角对应的第一相角时延，其中，A为控制中断时延系数，取值范围为(0-1)。优选地，A＝0.5。
因此，第一相角时延Δt1可如公式(1)所示：
Δt1＝A·Tctrl≈0.5Tctrl 公式(1)
进一步，根据第一相角时延和直驱永磁同步电机的转子的当前角速度，获取第一子补偿相角，第一子补偿相角即为控制算法中断时延对应的误差相角。
具体地，第一子补偿相角θcmps1可如公式(2)所示：
θcmps1＝Δt1·ω 公式(2)
其中，ω为直驱永磁同步电机的转子的当前角速度。
S302、根据调制载波周期和直驱永磁同步电机的转子的当前角速度，获取第二子补偿相角。
示例性地，以本实施例中调制载波为三角PWM载波为例进行说明，为提高直驱永磁同步电机的控制***的动态相应，调制算法所采用的是不对称的规则采样法，即在每个三角PWM载波周期的顶点对称轴位置采样，又在三角PWM载波周期的底点对称轴位置采样，也就是每个调制载波周期采样两次。每个调制载波周期开始和中间时刻进行本PWM载波周期的釆样，同时进行本周期的PWM指令更新。双采样模式的调制算法中断分为采样、调制计算、PWM更新和PWM输出过程。
其中，图5为本发明提供的调制算法的中断周期示意图。如图6所示，牵引控制器在t2时刻进行调制采样，获取的是由控制算法计算的控制变量。具体地牵引控制器获取的控制变量为预期相角，并在t2+0.5TPWM时刻完成调制算法计算，并开始进行PWM比较计数值更新和下一个调制周期的预期控制相角采样，通常会在PWM载波周期计数值与调制计算得到的PWM比较计数值相等时输出PWM脉冲，TPWM为PWM的调制载波周期。
在这个过程中，转子仍在不停地旋转，相对于调制计算完成的时刻，会产生调制算法中断时延，即为第三相角时延B·TPWM，其中，B为调制算法中断时延系数。可选地，B＝0.5。
PWM比较计算值更新后一般采用定时器的连续增减计数方式来输出PWM脉冲，在这个过程中会产生PWM脉冲输出时延，PWM脉冲输出时延为C·TPWM，即为第二相角时延。其中，C为PWM脉冲输出时延系数，取值范围为(0-0.5)。可选地，C＝0.25。
具体的，进行调制计算和PWM脉冲输出过程中的时延Δt2可如下公式(3)所示：
Δt2＝B·TPWM+C·TPWM≈0.75TPWM 公式(3)
进一步，根据第二相角时延、第三相角时延和直驱永磁同步电机的转子的当前角速度，获取第二子补偿相角，第二子补偿相角即为调制算法时延对应的误差相角。
具体地，第二子补偿相角θcmps2可如公式(4)所示：
θcmps2＝Δt2·ω 公式(4)
其中，ω为直驱永磁同步电机的转子的当前角速度。
S303、根据直驱永磁同步电机的转子当前角速度，获取第三子补偿相角。
其中，第三子补偿相角为旋转变压器采样和传输时延对应的误差相角。在稳定运行角速度范围获取多个预设角速度中每个预设角速度对应的d轴电压和q轴电压，根据每个预设角速度对应的d轴电压和q轴电压，获取每个预设角速度对应的误差相角，再建立以预设角速度为横坐标，以误差相角为纵坐标的曲线，将该曲线对应的斜率确定为误差系数；进一步，根据转子的角速度以及该角速度对应的误差系数获取误差相角，该误差相角即为旋转变压器采样和传输时延造成的误差相角。
还需要补充说明的是，在两相同步旋转(d、q)坐标系中，转子磁极产生的磁场与定子磁场相对应时为d轴，逆时针旋转90度为q轴。
S304、根据第一子补偿相角、第二子补偿相角和第三子补偿相角，获取直驱永磁同步电机的补偿相角。
可选地，第一补偿相角、第二补偿相角和第三补偿相角之和即为直驱永磁同步电机的补偿相角。
S305、根据补偿相角，获取当前实际控制相角。
首先获取直驱永磁同步电机的转子的当前位置相角，接着根据当前位置相角、转子的初始位置相角以及补偿相角，获取转子的实际位置相角，进一步，根据转子的实际位置相角以及当前调制相角，获取当前实际控制相角，其中，调制相角为采用调制算法并根据d轴电压给定值和当前q轴电压给定值计算得到。
具体地，根据转子的当前位置相角以及转子的初始位置相角获取转子的实际位置相角，进一步，采用上述补偿相角对直驱永磁同步电机的转子位置角进行离线修正，从而将修正后的实际位置相角作为转子的实际位置相角。之后，将转子的实际位置相角以及当前调制相角的差值确定为当前实际控制相角。
一种可能的实现方式，调制算法单元采用多模式PWM调制策略，一方面可以充分利用逆变器的允许开关频率，另一方面保证进入弱磁控制区后能够有较高的直流电压利用率。具体地，多模式PWM调制策略主要由异步SPWM调制、规则采样同步SPWM调制和方波调制组成。
其中，图6为多模式PWM调制策略的示意图，如图7所示，在低速阶段采用异步调制策略；当转速升高后，采用不同载波比的规则采样同步调制和中间60度同步调制策略；高速阶段则采用方波调制。其中，横坐标为本实施例中由调制算法获取的调制波的频率。纵坐标为PWM载波频率。
本实施例中在获取当前调制相角的过程中的具体的低速、高速均为转子的角速度，具体的划分规则可与现有技术中的划分规则相似。
S306、根据当前d轴电压给定值和当前q轴电压给定值，获取当前预期控制相角。
具体地，本实施例中的直驱永磁同步电机采用基于速度的分段矢量控制策略完成电流闭环控制，该控制策略包括：低速区的最大转矩电流比(MTPA)控制和高速区的弱磁控制。
在额定转速以下，采用MTPA控制，即利用永磁同步电机凸极效应产生的磁阻转矩，来获得较高转矩电流比值的一种控制方法。由于受***变流器容量限制，永磁同步电机稳态运行时，端电压和定子电流都会受到闲置，不能超出电压、电流极限值，为进一步拓宽调速范围，采用弱磁控制，在额定转速上，永磁同步电机进入弱磁状态，通过控制励磁电流可以达到弱磁升速的目的。
因此，采用基于上述控制策略的控制算法计算获取当前d轴电压给定值和当前q轴电压给定值，进一步，根据当前d轴电压给定值和当前q轴电压给定值获取当前预期控制相角。
具体地，可根据公式(5)进行计算：
Figure BDA0001858463100000121
其中，θctrl表示预期控制相角，
Figure BDA0001858463100000122
表示q轴电压给定值，
Figure BDA0001858463100000123
表示d轴电压给定值。
S307、根据当前预期控制相角和当前实际控制相角的比例偏差和积分偏差，对当前实际控制相角进行在线修正。
一种可能的实现方式，首先，根据当前预期控制相角和当前实际控制相角获取比例偏差、积分偏差，之后再根据比例偏差和积分偏差的线性组合，获取当前实际控制相角的修正项，进一步，采用该修正项对当前实际控制相角进行在线修正。
可选地，采用如下公式(6)获取修正项：
Figure BDA0001858463100000124
其中，kp和ki为修正项，θctrl为当前预期相角，θPWM为当前实际相角，fΔ为基波频率补偿项，为已知量。
牵引控制器获取修正项kp和ki后，通过在线调节修正项，使得当前的实际控制相角快速、无差的跟踪预期控制相角，实现实际控制相角的在线修正。
该步骤中，对相角的控制采用的是闭环PI控制，能够实现对控制相角准确地、无静差的控制，从而提升控制性能。
本实施例中，通过将控制算法、调制算法以及旋转变压器采集及传输造成的时延考虑在内，并根据实际控制相角和预期控制相角的比例偏差和积分偏差，对当前实际控制相角进行在线修正，使得实际控制相角与预期控制相角始终保持一致，提高了实际控制相角的准确性，降低直驱永磁同步电机运行故障的发生概率，从而提高了直驱永磁同步电机牵引***的控制性能。
图7为本发明提供的直驱永磁同步电机的控制方法流程示意图三。如图4所示，在图3所实施实施例的基础上，可选地，步骤S303之前包括以下步骤：
S401、根据直驱永磁同步电机的矢量控制策略，获取直驱永磁同步电机的稳定运行角速度范围。
本实施例中，在上述基于速度的分段矢量控制策略的基础上，首先获取直驱永磁同步电机的稳定运行角速度范围，也就是获取直驱永磁同步电机在不进入弱磁控制阶段、稳定运行的速度范围，其中，进入恒压阶段对应的速度点，电压达到最大值，即为不进入弱磁控制阶段的最高稳定运行速度。
S402、根据d轴电流给定值和q轴电流给定值，获取所述稳定运行角速度范围内的多个第一d轴电流、多个第一q轴电流、每个所述第一d轴电流对应的d轴电压以及每个所述第一q轴电流对应的q轴电压。
一种可能的实现方式，根据预设角速度间隔，获取所述直驱永磁同步电机的转子处于所述稳定运行角速度范围内时，每隔所述预设角速度间隔对应的多个第一预设角速度；
当每个第一预设角速度对应的d轴电流与d轴电流给定值满足预设误差阈值，且每个第一预设角速度对应的q轴电流与q轴电流给定值满足预设误差阈值时，将每个第一预设角速度对应的d轴电流确定为第一d轴电流、将每个第一预设角速度对应的q轴电流确定为第一q轴电流；
根据每个第一d轴电流获取每个第一d轴电流对应的d轴电压，根据每个第一q轴电流获取每个第一q轴电流对应的q轴电压。
本实施例中，牵引控制器获取的每个第一d轴电流和每个第一q轴电流均为直驱永磁同步电机稳态下的d轴电流和q轴电流。
在稳态条件下，忽略直驱永磁同步电机的微分项，因此，直驱永磁同步电机稳态方程可如下公式(7)所示：
Figure BDA0001858463100000141
其中，ud为任一第一预设角速度对应的d轴电压，uq为任一第一预设角速度对应的q轴电压，Rs为转子的电阻，Lq为任一第一预设角速度对应的d轴电感，Ld为任一第一预设角速度对应的q轴电感，id为d轴电压对应的第一d轴电流，iq为q轴电压对应的第一q轴电流，ψf为永磁体磁链的反电势。
从上述直驱永磁同步电机稳态方程可以看出，当直驱永磁同步电机的d、q轴电流都为0时，此时的d轴电压为0，q轴电压全部由永磁体磁链的反电势产生。
其中，图8A为理论坐标系与实际坐标系完全重合的示意图，图8B为实际坐标系超前理论坐标系的示意图，图8C为实际坐标系滞后理论坐标系的示意图。
如图8A-8C所示，首先定义控制算法采用的dq坐标系为理论dq坐标系，调制算法实际输出PWM脉冲所采用的dq坐标系为实际
Figure BDA0001858463100000142
坐标系。当转子位置定位准确、理想情况下，理论dq坐标系与实际
Figure BDA0001858463100000143
坐标系完全重合，ud等于0，uq等于ωψf，如图8A所示；当转子位置定位超前情况下，实际
Figure BDA0001858463100000144
坐标系超前理论dq坐标系一定角度θcmps3，ud为正值，uq为正值，如图8B所示；当转子位置定位滞后情况下，实际
Figure BDA0001858463100000145
坐标系滞后理论dq坐标系一定角度θcmps3，ud为负值，ud为正值，如图8C所示。
相应地，步骤S303可通过以下方式实现：
S403、根据每个第一d轴电流对应的d轴电压以及每个第一q轴电流对应的q轴电压，获取每个第一角速度对应的传输误差相角。
本实施例中，每个第一d轴电流对应的d轴电压以及每个第一q轴电流对应的q轴电压，获取每个第一预设角速度对应的传输误差相角。获取传输误差相角θΔ具体可如下公式(8)所示：
θΔ＝tan-1(ud/uq) 公式(8)
S404、根据每个第一角速度对应的传输误差相角，以及，所述直驱永磁同步电机的转子的当前角速度，获取所述第三子补偿相角。
以第一预设角速度作为横坐标，以传输误差相角作为纵坐标，可以获取传输误差相角系数k，由传输误差相角系数和直驱永磁同步电机的转子的当前角速度的乘积可获取第三子补偿相角。具体获取第三子补偿相角θcmps3可如下公式(9)所示：
θcmps3＝k·ω 公式(9)
本实施例中，根据直驱永磁同步电机的矢量控制策略，获取直驱永磁同步电机的稳定运行角速度范围，根据d轴电流给定值和q轴电流给定值，获取所述稳定运行角速度范围内的多个第一d轴电流、多个第一q轴电流、每个所述第一d轴电流对应的d轴电压以及每个所述第一q轴电流对应的q轴电压，根据每个第一d轴电流对应的d轴电压以及每个第一q轴电流对应的q轴电压，获取每个第一角速度对应的传输误差相角，根据每个第一角速度对应的传输误差相角，以及，所述直驱永磁同步电机的转子的当前角速度，获取所述第三子补偿相角。通过预先获取稳定运行速度范围内多个第一角速度对应的传输误差相角，之后再根据直驱永磁同步电机的转子的当前角速度快速获取第三子补偿相角，并采用第三子补偿相角对实际控制相角进行准确地在线修正，提高了在线修正的效率。
图9为本发明提供的牵引控制器实施例一的结构示意图，如图9所示，该牵引控制器90包括：存储器91、处理器92。
存储器91可以是独立的物理单元，与处理器92可以通过总线93连接。存储器91、处理器92也可以集成在一起，通过硬件实现等。
存储器91用于存储实现以上方法实施例，处理器92调用该程序，执行以上方法实施例的操作。
可选地，当上述实施例的方法中的部分或全部通过软件实现时，上述牵引控制器90也可以只包括处理器。用于存储程序的存储器位于牵引控制器90之外，处理器通过电路/电线与存储器连接，用于读取并执行存储器中存储的程序。
处理器92可以是中央处理器(Central Processing Unit，CPU)，网络处理器(Network Processor，NP)或者CPU和NP的组合。
处理器92还可以进一步包括硬件芯片。上述硬件芯片可以是专用集成电路(Application-Specific Integrated Circuit，ASIC)，可编程逻辑器件(ProgrammableLogic Device，PLD)或其组合。上述PLD可以是复杂可编程逻辑器件(ComplexProgrammable Logic Device，CPLD)，现场可编程逻辑门阵列(Field-Programmable GateArray，FPGA)，通用阵列逻辑(Generic Array Logic,GAL)或其任意组合。
存储器91可以包括易失性存储器(Volatile Memory)，例如随机存取存储器(Random-Access Memory，RAM)；存储器也可以包括非易失性存储器(Non-volatileMemory)，例如快闪存储器(Flash Memory)，硬盘(Hard Disk Drive，HDD)或固态硬盘(Solid-state Drive，SSD)；存储器还可以包括上述种类的存储器的组合。
本实施例所提供的牵引控制器可以用于执行图2、图3、图4所示方法实施例的技术方案，其实现原理以及技术效果类似，此处不再赘述。
本发明还提供一种程序产品，例如，计算机存储介质，包括：程序，程序在被处理器执行时用于执行以上方法。
本领域普通技术人员可以理解：实现上述各方法实施例的全部或部分步骤可以通过程序指令相关的硬件来完成。前述的程序可以存储于一计算机可读取存储介质中。该程序在执行时，执行包括上述各方法实施例的步骤；而前述的存储介质包括：ROM、RAM、磁碟或者光盘等各种可以存储程序代码的介质。
最后应说明的是：以上各实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述各实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分或者全部技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的范围。

Claims (7)

1.一种直驱永磁同步电机的控制方法，其特征在于，包括：
根据牵引控制器中的控制算法的控制中断周期、调制载波周期，以及所述直驱永磁同步电机的转子当前角速度，获取所述直驱永磁同步电机的转子的补偿相角；
根据所述补偿相角，获取当前实际控制相角；
根据当前d轴电压给定值和当前q轴电压给定值，获取当前预期控制相角；
根据所述当前预期控制相角与所述当前实际控制相角的比例偏差和积分偏差，对所述当前实际控制相角进行在线修正；
所述根据控制中断周期、调制载波周期，以及所述直驱永磁同步电机的转子的当前角速度，获取所述直驱永磁同步电机的转子的补偿相角，包括：
根据所述控制中断周期和所述直驱永磁同步电机的转子的当前角速度，获取第一子补偿相角；
具体为：根据所述控制算法的控制中断周期，获取所述第一子补偿相角对应的第一相角时延，所述第一相角时延Δt1：
Δt1＝A·Tctrl≈0.5Tctrl
其中，A为所述控制中断时延系数，A＝0.5；Tctrl为控制算法的一个控制中断周期；
根据所述第一相角时延和所述直驱永磁同步电机的转子的当前角速度，获得所述第一子补偿相角，所述第一子补偿相角为所述控制算法中断时延对应的误差相角；
所述第一子补偿相角θcmps1：θcmps1＝Δt1·ω
其中，ω为所述直驱永磁同步电机的转子的当前角速度；
根据所述调制载波周期和所述直驱永磁同步电机的转子的当前角速度，获取第二子补偿相角；
具体为：所述牵引控制器在t2时刻获取预期相角，在t2+0.5TPWM时刻完成调制算法计算，并开始进行PWM比较计数值更新和下一个调制周期的预期控制相角采样，在所述PWM载波周期计数值与所述调制计算得到的PWM比较计数值相等时输出PWM脉冲，TPWM为所述PWM的调制载波周期；
相对于调制计算完成的时刻，产生的所述调制算法中断时延为第三相角时延B·TPWM，其中，B为所述调制算法中断时延系数，B＝0.5；
所述PWM比较计算值更新后采用定时器的连续增减计数方式来输出PWM脉冲，产生所述PWM脉冲输出时延C·TPWM，即为第二相角时延；
其中，C为所述PWM脉冲输出时延系数，C＝0.25
进行所述调制计算和所述PWM脉冲输出过程中的时延为Δt2：
Δt2＝B·TPWM+C·TPWM≈0.75TPWM
根据所述第二相角时延、所述第三相角时延和所述直驱永磁同步电机的转子的当前角速度，获取所述第二子补偿相角，所述第二子补偿相角即为调制算法时延对应的误差相角；
第二子补偿相角θcmps2：
θcmps2＝Δt2·ω
其中，ω为所述直驱永磁同步电机的转子的当前角速度；
根据所述直驱永磁同步电机的转子当前角速度，获取第三子补偿相角；所述第三子补偿相角为旋转变压器采样和传输时延对应的误差相角；
确定所述第一子补偿相角、所述第二子补偿相角和所述第三子补偿相角之和，为所述直驱永磁同步电机的补偿相角。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述根据所述直驱永磁同步电机的转子当前角速度，获取第三子补偿相角之前，还包括：
根据所述直驱永磁同步电机的矢量控制策略，获取所述直驱永磁同步电机的稳定运行角速度范围；
根据d轴电流给定值和q轴电流给定值，获取所述稳定运行角速度范围内的多个第一d轴电流、多个第一q轴电流、每个所述第一d轴电流对应的d轴电压以及每个所述第一q轴电流对应的q轴电压。
3.根据权利要求2所述的控制方法，其特征在于，所述根据所述直驱永磁同步电机的转子当前角速度，获取第三子补偿相角，包括：
根据每个所述第一d轴电流对应的d轴电压以及每个所述第一q轴电流对应的q轴电压，获取每个第一角速度对应的传输误差相角；
根据每个所述第一角速度对应的传输误差相角，以及，所述直驱永磁同步电机的转子的当前角速度，获取所述第三子补偿相角。
4.根据权利要求1至3任一项所述的控制方法，其特征在于，所述根据所述补偿相角，获取当前实际控制相角，包括：
获取所述直驱永磁同步电机的转子的当前位置相角；
根据所述当前位置相角、所述转子的初始位置相角以及所述补偿相角，获取所述转子的实际位置相角；
根据所述转子的实际位置相角以及调制相角，获取当前实际控制相角，其中，所述调制相角为根据d轴电压给定值和当前q轴电压给定值经过调制算法计算得到。
5.根据权利要求1至3任一项所述的控制方法，其特征在于，所述根据所述当前预期控制相角与所述当前实际控制相角的比例偏差和积分偏差，对所述当前实际控制相角进行在线修正，包括：
根据所述当前预期控制相角与所述当前实际控制相角获取所述比例偏差、所述积分偏差；
根据所述比例偏差以及所述积分偏差的线性组合，获取当前实际控制相角的修正项；
根据所述修正项对所述当前实际控制相角进行在线修正。
6.一种牵引控制器，其特征在于，包括：存储器和处理器；
所述存储器存储程序指令；
所述处理器执行所述程序指令，以执行权利要求1～5任一项所述的方法。
7.一种存储介质，其特征在于，包括：程序，所述程序在被处理器执行时，用于执行权利要求1-5任一项所述的方法。
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