CN111130351B - 一种低延时的自适应双向dcdc变换器及其控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种低延时的自适应双向DCDC变换器及其控制方法，低延时的自适应双向DCDC变换器包括电压源、第一DCDC变换单元、第二DCDC变换单元、第三DCDC变换单元、第一外部电路和第二外部电路，所述电压源既通过二极管D1和第一DCDC变换单元和第一外部电路相连，又通过第二DCDC变换单元和二极管D2后与第一外部电路相连，第三DCDC变换单元既与第二外部电路连接，又与第一DCDC变换单元相连。控制方法根据DCDC变换器外侧电压自动改变二极管的导通状态，有效实现DCDC模块的自通断。本发明通过两个反向并联的DCDC变换单元，达到双向变换的目的，并辅助并联一个DCDC变换单元，利用逻辑电路压降的硬件检测方式，简化电路和检测切换的流程，提高工作速度，并能够实现多路输出。

Description

一种低延时的自适应双向DCDC变换器及其控制方法
技术领域
本发明涉及电力电子技术领域，尤其涉及一种低延时的自适应双向DCDC变换器及其控制方法。
背景技术
DC/DC变换是将原直流电通过调整其PWM（占空比）来控制输出的有效电压的大小的一种工作模式。
双向DC/DC变换器具有能量双向流动、控制方法简单、拓扑结构紧凑等优点。这些优点使其具有广阔的应用前景，但是现有双向DC/DC变换器存在着检测模式检测速度慢、切换过程复杂，切换速度慢、双向DC/DC变换器不能进行多路输出以及双向DC/DC变换器不能差异化设计的缺点，给我们的设计与日常使用方面带来了诸多困扰。
目前，DCDC变换器的应用越来越广泛，已有两重交错并联双向DCDC变换器，采用交错并联技术,可以减小输入输出端的电流、电流纹波,提高开关频率,进而可以减小储能电感的体积,提升了变换器的电流容量和功率密度。
但是，交错并联双向DC/DC变换器具有电感电流纹波大、两相电感电流不均流的缺点，且为了抑制变换器外电路电压波动带来的信号影响而加装大电容，降低了整个电路的反应速度。在信号检测环节中，需要利用信号采样模块对各种电子信号进行信息采样，经过滤波放大以后通过数字信号处理芯片进行分析计算，再进行工作模式的选择，可以看出其采样过程利用到了电路拓扑中的诸多元器件，而且过程复杂，切换流程较长，切换速度慢。另外，传统交错并联双向DC/DC变换器输入端与输出端均为单端口，不能实现电路的多路输出，给整体电路的设计带来了局限性，且MOS管开断过程中，损耗较大，电能效率较低。
例如，一种在中国专利文献上公开的一种三相交错式双向大变比DCDC变换器及其控制方法，其公告号“CN108988634A ”，包括顺次相连的低压侧、桥臂单元和高压侧，低压侧与第一电源相连；高压侧与第二电源相连；该DCDC变换器虽然对三相交错式双向大变比DCDC变换器进行不同时序的控制，实现Boost和Buck两种工作模式，但不能够实现多路输出，且电路切换速度慢，MOS管的频繁开断造成损耗大，电能的转换效率低。
发明内容
本发明是为了克服传统双向DC/DC变换器电路采样过程复杂，流程长，电路切换速度慢，电能效率低且不能够进行多向输出的技术问题，提供一种低延时的自适应双向DCDC变换器及其控制方法，通过两个反向并联的DCDC变换器，达到双向变换的目的，并辅助并联以一个DCDC变换器，简化电路，利用逻辑电路压降的硬件检测方式，简化了检测切换的流程，提高工作速度，并能够实现多路输出。
为了实现上述目的，本发明采用以下技术方案：
本发明的一种低延时的自适应双向DCDC变换器，包括电压源、第一DCDC变换单元、第二DCDC变换单元、第三DCDC变换单元、第一外部电路和第二外部电路，所述电压源既与二极管D1的负极相连，又与第二DCDC变换单元的一端相连，二极管D1的正极与第一DCDC变换单元的一端相连，所述第二DCDC变换单元的另一端与二极管D2的正极相连，所述第一DCDC变换单元的另一端，一路和二极管D2的负极相连，另一路和第一外部电路相连，还有一路和第三DCDC变换单元的一端相连，所述第三DCDC变换单元另一端与第二外部电路连接，所述电压源为第二DCDC变换单元提供驱动电压。本发明通过两个反向并联的DCDC变换单元，达到双向变换的目的，并辅助并联以一个DCDC变换单元，实现DCDC变换器的差异化设计，简化电路，利用二极管的反向截止功能，进行电压的钳制，实现两个单向DC/DC模块的自动启停功能，提高了切换速度，利用逻辑电路中各个节点的电压差，达到根据电压自动识别的硬件检测模式，提高了检测环节的速度，且简化了检测切换的流程，提高工作速度，并能够实现多路输出。
作为优选，所述第二DCDC变换单元为升压型非隔离型Boost变换器，包括电感L1、功率开关管S1和二极管D3，所述电感L1的一端与输入电压Vin2的正极相连，即电压源输入的电压，电感L1的另一端既与功率开关管S1的漏极相连，又与二极管D3的正极相连，所述二极管D3的负极与输出电压Vou2的正极相连，即二极管D2正极端的电压，所述功率开关管S1的源极与输出电压Vou2的负极相连，输出电压Vou2的负极和输入电压Vin2的负极相连，所述功率开关管S1的栅极与PWM信号连接。通过电路电压从高往低、DC/DC变换器低电压自动关闭原理等最基本原理，达到最快速的反应的要求，可以真正实现低延时快速响应，保证电压的持续稳定。
作为优选，所述第二DCDC变换单元为隔离型变换器，包括变换器原边侧电路和变换器副边侧电路，两者通过变压器T连接，变换器副边侧电路包括电感L2、二极管D4、功率开关管S2、电阻RL和电容Cf，电感L2的一端和二极管D4的正极相连，电感L2和二极管D4的串联电路与电感L1和二极管D3的串联电路并联，二极管D4的负极和输出电压Vou2的负极之间并联有电容Cf和电阻RL，所述二极管D4的正极和输出电压Vou2的负极之间连接有功率开关管S2，功率开关管S2的漏极与二极管D4的正极连接，功率开关管S2的源极与输出电压Vou2的负极相连,功率开关管S2的栅极与PWM信号连接。变压器采用高频变压器，通过电气隔离使得***获得更高的可靠性，取代了传统的工频变压器，降低了***的尺寸和重量。
作为优选，所述变换器原边侧电路为全桥结构，为输入端，包括功率开关管Q1、功率开关管Q2、功率开关管Q3、功率开关管Q4四个功率开关管，所述功率开关管Q1、功率开关管Q2、功率开关管Q3、功率开关管Q4四个开关管的栅极均与PWM信号连接，所述功率开关管Q1、功率开关管Q3两个开关管之间的桥臂连接线上设有中点A，功率开关管Q2、功率开关管Q4两个开关管之间的桥臂连接线上设有中点 B，功率开关管Q1的漏极和输入电压Vin2的正极之间连接有直流接触器开关K1。原边侧电路H桥的功率开关器件可实现软开关控制，降低了开关损耗；直流接触器K1选用直流专用真空接触器，整机工作频率可以提高至10KHz以上，防止出现拉弧现象，提高可靠性，并且可以手动控制第二DCDC变换单元的启停。
作为优选，所述第一DCDC变换单元为降压型非隔离型Buck变换器，包括电感L3、功率开关管S3和二极管D5，所述功率开关管S3的漏极与输入电压Vin1的正极相连，即第一外部电路提供的电压，功率开关管S3的栅极与PWM信号相连，所述电感L3的一端既与功率开关管S3的源极相连，又与二极管D5的负极相连，所述电感L3的另一端与输出电压Vou1的正极相连，即二极管D1的正极端电压，所述二极管D5的正极和输出电压Vou1的负极相连，输出电压Vou1的负极和输入电压Vin1的负极相连。PWM信号可由外接的单片机或PWM信号发生电路产生脉宽可调制的PWM信号，通过电压反馈调整其占空比，从而达到稳定输出电压Vou1的目的。又通过二极管的正向导通反向截止、电路电压从高往低、DC/DC变换器低电压自动关闭原理等最基本原理，达到最快速的反应的要求，可以真正实现低延时快速响应，保证电压的持续稳定。
作为优选，所述第一DCDC变换单元为隔离型变换器，包括变换器原边侧电路和变换器副边侧电路，两者通过变压器T连接，变换器原边侧电路包括电感L4、二极管D6、功率开关管S4、电容Cf和电阻RL，所述第一DCDC变换单元的电感L3和功率开关管S3的串联电路的两端并联有电感L4和功率开关管S4的串联电路，所述功率开关管S4的漏极与功率开关管S3的漏极相连，所述功率开关管S4的栅极与PWM信号相连，所述功率开关管S4的源极一端既与电感L4的一端相连，又和二极管D6的负极相连，所述二极管D6的正极与输入电压Vin1的负极相连，所述功率开关管S4的漏极和输入电压Vin2的负极之间并联有电容Cf和电阻RL，功率开关管S4的漏极和输入电压Vin2的正极之间连接有直流接触器开关K2。
作为优选，所述变换器副边侧电路为全桥结构，为输出端，包括功率开关管Q5、功率开关管Q6、功率开关管Q7、功率开关管Q8四个功率开关管，所述功率开关管Q5、功率开关管Q6、功率开关管Q7、功率开关管Q8四个开关管的栅极均与PWM信号连接，所述功率开关管Q5、功率开关管Q7两个开关管之间的桥臂连接线上设有中点C，功率开关管Q6、功率开关管Q8两个开关管之间的桥臂连接线上设有中点D。
作为优选，所述第三DCDC变换单元为降压型电路或升压型电路，所述第一DCDC变换单元、第二DCDC变换单元和第三DCDC变换单元，为单向变换器，所述单向变换器为隔离型变换器或非隔离型变换器。第三DCDC变换单元可以根据实际要求设定其功能。
本发明的一种低延时的自适应双向DCDC变换器的控制方法，包括下列步骤：步骤一、所述的电压源为所述的第二DCDC变换单元提供驱动电压，通过Boost电路使得第二DCDC变换单元的输出电压Vou2略小于所述的第一外部电路的端口电压，，即二极管D2的正极端电压小于二极管D2的负极端电压；
步骤二、当所述的第一外部电路的电压稳定时，而第二DCDC变换单元的输出电压Vou2小于第一外部电路的端口电压，第二DCDC变换单元串联的隔离二极管D2反向截至，第二DCDC变换单元工作在空载状态；
步骤三、而当第一外部电路因为故障造成第一外部电路的端口电压降低时，第一外部电路的端口电压比第二DCDC变换单元的输出电压Vou2低时，隔离二极管D2自然导通，第二DCDC变换单元工作在负载状态。
本发明利用二极管的电压钳制功能，根据外侧电压自动改变二极管的导通状态进行自动切换，有效实现DC/DC模块的自通断，提高了整个模块的切换速度，缩短了工作流程。利用逻辑电路结构，实现自动检测自动切换，省去了繁琐多余的步骤。又通过二极管的正向导通反向截止、电路电压从高往低、DC/DC变换器低电压自动关闭原理、单向DCDC变换器隔离等最基本原理，达到最快速的反应的要求，可以真正实现低延时快速响应，保证电压的持续稳定。
作为优选，一种低延时的自适应双向DCDC变换器的控制方法：
所述的步骤一包括：当第一DCDC变换单元右侧端口输入电压Vin1达到启动电压时，第一DCDC变换单元就自动启动工作；
所述的步骤二包括：当所述的第一外部电路的端口电压降低时，由于第一DCDC变换单元的输入电压低于第一DCDC变换单元的启动电压，第一DCDC变换单元则自动关闭。
由于第二DCDC变换单元和第一DCDC变换单元相互隔离，因此对每个DC/DC变换器进行差异化设计，并且可以实现电路的多路输出，实现了电路的多路输出功能，优化了整体设计，降低了设计难度。
本发明的有益效果是：（1）采用逻辑电路硬件检测模式，利用逻辑电路中各个节点的电压差，达到根据电压自动识别的硬件检测模式，提高了检测环节的速度；（2）利用二极管的反向截止功能，进行电压的钳制，实现两个DCDC变换单元的自动启停功能，提高了切换速度；（3）新型的电路结构，对每个DC/DC变换器进行差异化设计，并且可以实现电路的多路输出，实现了电路的多路输出功能，优化了整体设计，降低了设计难度。
附图说明
图1是本发明的一种电路原理连接结构框图。
图2是本发明的第二DCDC变换单元的一种Boost电路原理结构图。
图3是本发明的第一DCDC变换单元的一种BUCK电路原理结构图。
图4是本发明的第二DCDC变换单元的另一种电路原理结构图。
图5是本发明的第一DCDC变换单元的另一种电路原理结构图。
图中1.电压源，2.第一DCDC变换单元，3. 第二DCDC变换单元，4. 第三DCDC变换单元，5.第一外部电路，6.第二外部电路。
具体实施方式
下面通过实施例，并结合附图，对本发明的技术方案作进一步具体的说明。
实施例1：本实施例的一种低延时的自适应双向DCDC变换器，如图1所示，包括电压源1、第一DCDC变换单元2、第二DCDC变换单元3、第三DCDC变换单元4、第一外部电路5和第二外部电路6，电压源1既与二极管D1的负极相连，又与第二DCDC变换单元3的一端相连，二极管D1的正极与第一DCDC变换单元2的一端相连，第二DCDC变换单元3的另一端与二极管D2的正极相连，第一DCDC变换单元2的另一端，一路和二极管D2的负极相连，另一路和第一外部电路5相连，还有一路和第三DCDC变换单元4的一端相连，第三DCDC变换单元4另一端与第二外部电路6连接，电压源1为第二DCDC变换单元3提供驱动电压。
实施例1中第二DCDC变换单元3和第一DCDC变换单元2采用非隔离型的单向变换器。
如图2所示，第二DCDC变换单元3为升压型非隔离型Boost变换器，包括电感L1、功率开关管S1和二极管D3，电感L1的一端与输入电压Vin2的正极相连，即电压源1输入的电压，电感L1的另一端既与功率开关管S1的漏极相连，又与二极管D3的正极相连，二极管D3的负极与输出电压Vou2的正极相连，即二极管D2正极端的电压，功率开关管S1的源极与输出电压Vou2的负极相连，输出电压Vou2的负极和输入电压Vin2的负极相连，功率开关管S1的栅极与PWM信号连接。
DC/DC变换是将原直流电通过调整其PWM（占空比）来控制输出的有效电压的大小的一种工作模式。外接的单片机或PWM信号发生电路产生脉宽可调制的PWM信号，通过电压反馈调整其占空比，从而达到稳定输出电压的目的。
如图3所示，第一DCDC变换单元2为降压型非隔离型Buck变换器，包括电感L3、功率开关管S3和二极管D5，功率开关管S3的漏极与输入电压Vin1的正极相连，即第一外部电路5提供的电压，功率开关管S3的栅极与PWM信号相连，电感L3的一端既与功率开关管S3的源极相连，又与二极管D5的负极相连，电感L3的另一端与输出电压Vou1的正极相连，即二极管D1的正极端电压，二极管D5的正极和输出电压Vou1的负极相连，输出电压Vou1的负极和输入电压Vin1的负极相连。
实施例2：本实施例的一种低延时的自适应双向DCDC变换器，如图4所示，第二DCDC变换单元3为隔离型变换器，包括变换器原边侧电路和变换器副边侧电路，两者通过变压器T连接，变换器副边侧电路包括电感L2、二极管D4、功率开关管S2、电阻RL和电容Cf，电感L2的一端和二极管D4的正极相连，电感L2和二极管D4的串联电路与电感L1和二极管D3的串联电路并联，二极管D4的正极和输出电压Vou2的负极之间并联有电容Cf和电阻RL，二极管D4的负极和输出电压Vou2的负极之间连接有功率开关管S2，功率开关管S2的漏极与二极管D4的正极连接，功率开关管S2的源极与输出电压Vou2的负极相连,功率开关管S2的栅极与PWM信号连接。
变换器原边侧电路为全桥结构，为输入端，包括功率开关管Q1、功率开关管Q2、功率开关管Q3、功率开关管Q4四个功率开关管，功率开关管Q1、功率开关管Q2、功率开关管Q3、功率开关管Q4四个开关管的栅极均与PWM信号连接，功率开关管Q1、功率开关管Q3两个开关管之间的桥臂连接线上设有中点A，功率开关管Q2、功率开关管Q4两个开关管之间的桥臂连接线上设有中点 B，功率开关管Q1的漏极和输入电压Vin2的正极之间连接有直流接触器开关K1。直流接触器K1选用直流专用真空接触器，整机工作频率可以提高至10KHz以上，防止出现拉弧现象，提高可靠性，并且可以手动控制第二DCDC变换单元的启停。
如图5所示，第一DCDC变换单元2为隔离型变换器，包括变换器原边侧电路和变换器副边侧电路，两者通过变压器T连接，变换器原边侧电路包括电感L4、二极管D6、功率开关管S4、电容Cf和电阻RL，第一DCDC变换单元2的电感L3和功率开关管S3的串联电路的两端并联有电感L4和功率开关管S4的串联电路，功率开关管S4的漏极与功率开关管S3的漏极相连，功率开关管S4的栅极与PWM信号相连，功率开关管S4的源极一端既与电感L4的一端相连，又和二极管D6的负极相连，二极管D6的正极与输入电压Vin1的负极相连，功率开关管S4的漏极和输入电压Vin2的负极之间并联有电容Cf和电阻RL，功率开关管S4的漏极和输入电压Vin2的正极之间连接有直流接触器开关K2。
变换器副边侧电路为全桥结构，为输出端，包括功率开关管Q5、功率开关管Q6、功率开关管Q7、功率开关管Q8四个功率开关管，所述功率开关管Q5、功率开关管Q6、功率开关管Q7、功率开关管Q8四个开关管的栅极均与PWM信号连接，所述功率开关管Q5、功率开关管Q7两个开关管之间的桥臂连接线上设有中点C，功率开关管Q6、功率开关管Q8两个开关管之间的桥臂连接线上设有中点D。
其余结构同实施例1。
本实施例是对在实施例1技术方案的基础上展开的进一步创新，实现高电压变比和大功率双向传输，实现零电压开通，零电流关断，具有较高的效率，还可以通过调整变压器匝比实现升压或者降压。
本发明中功率开关管可以采用MOS管，也可以采用三极管。
本发明中第一DCDC变换单元、第二DCDC变换单元和第三DCDC变换单元，为单向变换器，单向变换器为隔离型变换器或非隔离型变换器。第三DCDC变换单元为降压型电路或升压型电路，可以根据实际要求设定其功能。非隔离型变换器具有转换效率高、体积小、成本低的优点，而隔离型变换器具有抗干扰能力强、容易实现升降压转换、安全性高的优点，隔离型变换器在电源一场后，对负载的损害较小，在实际生产中可以根据需求来选择。
上述一种低延时的自适应双向DCDC变换器的控制方法，包括下列步骤：
步骤一、电压源1为第二DCDC变换单元3提供驱动电压，通过Boost电路使得第二DCDC变换单元3的输出电压Vou2略小于的第一外部电路5的端口电压，，即二极管D2的正极端电压小于二极管D2的负极端电压；
当第一DCDC变换单元2右侧端口输入电压Vin1达到启动电压时，第一DCDC变换单元2就自动启动工作；
步骤二、当第一外部电路5的电压稳定时，而第二DCDC变换单元3的输出电压Vou2小于第一外部电路5的端口电压，第二DCDC变换单元3串联的隔离二极管D2反向截至，第二DCDC变换单元3工作在空载状态；
当第一外部电路5的端口电压降低时，由于第一DCDC变换单元2的输入电压低于第一DCDC变换单元的启动电压，第一DCDC变换单元2则自动关闭。
步骤三、而当第一外部电路5因为故障造成第一外部电路5的端口电压降低时，第一外部电路5的端口电压比第二DCDC变换单元3的输出电压Vou2低时，隔离二极管D2自然导通，第二DCDC变换单元3工作在负载状态。
当不需要第一DCDC变换单元和第二DCDC变换单元进行工作时，也可手动关断K1和K2。
传统的双向DC/DC变换器需要经过检测环节、分析选择环节、切换环节三个环节进行功能模式的切换，流程长，固定时延大，也降低了整体电路的可靠性。
本发明不依赖于采集电压信号，从原有的利用数字信号处理技术的软件检测模式改为利用逻辑电路压降的硬件检测方式，利用逻辑电路中各个节点的电压差，达到根据电压自动识别的硬件检测模式，简化了检测切换的流程，提高了检测环节的速度，提高工作速度，能实现低延时的快速响应，实现自动检测自动切换，省去了繁琐多余的步骤。
本发明利用了两个二极管达到双向截止的功能，进行电压钳制，根据外侧电压自动改变二极管的导通状态进行自动切换，实现两个DCDC变换单元的自动启停功能，提高了整个模块的切换速度，缩短了工作流程；通过二极管的正向导通反向截止、电路电压从高往低、DC/DC变换器低电压自动关闭原理等最基本原理，达到最快速的反应的要求，可以真正实现低延时快速响应，保证电压的持续稳定。而这种设计更为简单，降低了设计难度，增加了这个双向DC/DC模块的可靠性，保证了蓄电池的安全。
传统的双向DC/DC模块难以实现输入电压与输出电压的差异化设计，由于采用交错并联结构，且通常只有单路输入、单路输出，为整体电路的设计带来了很大的局限性。本发明对每个DC/DC变换器进行差异化设计，并且可以实现电路的多路输出，实现了电路的多路输出功能，使得整体电路的设计更简单，降低了设计难度，并根据实际情况进行电路的差异化设计，可以满足不同情景下电路设计的要求，更加灵活，结构更为简单，电能的传输过程中电能损耗更小，电能转换效率更高，简化了电路结构，降低了功率管的开关次数，减小了电路中的损耗，提高电能转换效率。

Claims (3)

1.一种低延时的自适应双向DCDC变换器的控制方法，其特征在于，所述方法采用一种低延时的自适应双向DCDC变换器，所述变换器包括电压源（1）、第一DCDC变换单元（2）、第二DCDC变换单元（3）、第三DCDC变换单元（4）、第一外部电路（5）和第二外部电路（6），所述电压源（1）既与二极管D1的负极相连，又与第二DCDC变换单元（3）的一端相连，二极管D1的正极与第一DCDC变换单元（2）的一端相连，所述第二DCDC变换单元（3）的另一端与二极管D2的正极相连，所述第一DCDC变换单元（2）的另一端，一路和二极管D2的负极相连，另一路和第一外部电路（5）相连，还有一路和第三DCDC变换单元（4）的一端相连，所述第三DCDC变换单元（4）另一端与第二外部电路（6）连接，所述电压源（1）为第二DCDC变换单元（3）提供驱动电压；
所述第二DCDC变换单元（3）为升压型非隔离型Boost变换器，包括电感L1、功率开关管S1和二极管D3，所述电感L1的一端与输入电压Vin2的正极相连，即电压源（1）输入的电压，电感L1的另一端既与功率开关管S1的漏极相连，又与二极管D3的正极相连，所述二极管D3的负极与输出电压Vou2的正极相连，即二极管D2正极端的电压，所述功率开关管S1的源极与输出电压Vou2的负极相连，输出电压Vou2的负极和输入电压Vin2的负极相连，所述功率开关管S1的栅极与PWM信号连接；
所述第一DCDC变换单元（2）为降压型非隔离型Buck变换器，包括电感L3、功率开关管S3和二极管D5，所述功率开关管S3的漏极与输入电压Vin1的正极相连，即第一外部电路（5）提供的电压，功率开关管S3的栅极与PWM信号相连，所述电感L3的一端既与功率开关管S3的源极相连，又与二极管D5的负极相连，所述电感L3的另一端与输出电压Vou1的正极相连，即二极管D1的正极端电压，所述二极管D5的正极和输出电压Vou1的负极相连，输出电压Vou1的负极和输入电压Vin1的负极相连；
所述第二DCDC变换单元（3）还可以替换为隔离型变换器，包括变换器原边侧电路和变换器副边侧电路，两者通过变压器T连接，变换器副边侧电路包括电感L2、二极管D4、功率开关管S2、电阻RL和电容Cf，电感L2的一端和二极管D4的正极相连，电感L2和二极管D4的串联电路与电感L1和二极管D3的串联电路并联，二极管D4的负极和输出电压Vou2的负极之间并联有电容Cf和电阻RL，所述二极管D4的正极和输出电压Vou2的负极之间连接有功率开关管S2，功率开关管S2的漏极与二极管D4的正极连接，功率开关管S2的源极与输出电压Vou2的负极相连,功率开关管S2的栅极与PWM信号连接，所述变换器原边侧电路为全桥结构，为输入端，包括功率开关管Q1、功率开关管Q2、功率开关管Q3、功率开关管Q4四个功率开关管，所述功率开关管Q1、功率开关管Q2、功率开关管Q3、功率开关管Q4四个开关管的栅极均与PWM信号连接，所述功率开关管Q1、功率开关管Q3两个开关管之间的桥臂连接线上设有中点A，功率开关管Q2、功率开关管Q4两个开关管之间的桥臂连接线上设有中点 B，功率开关管Q1的漏极和输入电压Vin2的正极之间连接有直流接触器开关K1；
所述第一DCDC变换单元（2）还可以替换为隔离型变换器，包括变换器原边侧电路和变换器副边侧电路，两者通过变压器T连接，变换器原边侧电路包括电感L4、二极管D6、功率开关管S4、电容Cf和电阻RL，所述第一DCDC变换单元（2）的电感L3和功率开关管S3的串联电路的两端并联有电感L4和功率开关管S4的串联电路，所述功率开关管S4的漏极与功率开关管S3的漏极相连，所述功率开关管S4的栅极与PWM信号相连，所述功率开关管S4的源极一端既与电感L4的一端相连，又和二极管D6的负极相连，所述二极管D6的正极与输入电压Vin1的负极相连，所述功率开关管S4的漏极和输入电压Vin2的负极之间并联有电容Cf和电阻RL，功率开关管S4的漏极和输入电压Vin2的正极之间连接有直流接触器开关K2，所述变换器副边侧电路为全桥结构，为输出端，包括功率开关管Q5、功率开关管Q6、功率开关管Q7、功率开关管Q8四个功率开关管，所述功率开关管Q5、功率开关管Q6、功率开关管Q7、功率开关管Q8四个开关管的栅极均与PWM信号连接，所述功率开关管Q5、功率开关管Q7两个开关管之间的桥臂连接线上设有中点C，功率开关管Q6、功率开关管Q8两个开关管之间的桥臂连接线上设有中点D；
所述方法包括下列步骤：
步骤一、所述的电压源（1）为所述的第二DCDC变换单元（3）提供驱动电压，通过Boost电路使得第二DCDC变换单元（3）的输出电压Vou2略小于所述的第一外部电路（5）的端口电压，即二极管D2的正极端电压小于二极管D2的负极端电压；
步骤二、当所述的第一外部电路（5）的电压稳定时，而第二DCDC变换单元(3)的输出电压Vou2小于第一外部电路（5）的端口电压，第二DCDC变换单元（3）串联的隔离二极管D2反向截至，第二DCDC变换单元（3）工作在空载状态；
步骤三、而当第一外部电路（5）因为故障造成第一外部电路（5）的端口电压降低时，第一外部电路（5）的端口电压比第二DCDC变换单元（3）的输出电压Vou2低时，隔离二极管D2自然导通，第二DCDC变换单元（3）工作在负载状态。
2.根据权利要求1所述的一种低延时的自适应双向DCDC变换器的控制方法，其特征在于，
所述的步骤一包括：当第一DCDC变换单元（2）右侧端口输入电压Vin1达到启动电压时，第一DCDC变换单元（2）就自动启动工作；
所述的步骤二包括：当所述的第一外部电路（5）的端口电压降低时，由于第一DCDC变换单元（2）的输入电压低于第一DCDC变换单元的启动电压，第一DCDC变换单元（2）则自动关闭。
3.一种低延时的自适应双向DCDC变换器，采用如权利要求1所述的一种低延时的自适应双向DCDC变换器的控制方法，其特征在于，所述第三DCDC变换单元为降压型电路或升压型电路，所述第一DCDC变换单元、第二DCDC变换单元和第三DCDC变换单元，为单向变换器，所述单向变换器为隔离型变换器或非隔离型变换器。
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