CN103036236B - 宽频域多类型谐波综合治理***的控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种宽频域多类型谐波综合治理***的控制方法，包括宽频域多类型谐波综合治理***，所述宽频域多类型谐波综合治理***包括串联型有源电力滤波器、并联无源电力滤波器，所述串联有源电力滤波器包括逆变器、滤波电路和串联变压器，所述逆变器经滤波电路连接到串联变压器的副边，变压器的原边串联在电网线路中，所述并联无源电力滤波器并联接入所述串联型有源电力滤波器负载侧，本发明采用基于变压器基波磁通补偿原理的控制方法，在变压器副边注入一个大小为电网电流k倍而方向相反的基波补偿电流，使串联变压器对基波阻抗为零，不影响电网正常运行，同时对谐波呈现很高阻抗，能够提高无源电力滤波器的滤波效果，补偿谐波电压，同时很好的抑制电网谐波串、并联谐振。

Description

宽频域多类型谐波综合治理***的控制方法

技术领域

本发明涉及有源电力滤波器,特别是一种宽频域多类型谐波综合治理***的控制方法。

背景技术

随着电力电子装置应用的不断增多，谐波源种类增多，电网谐波环境越来越复杂。电网整流装置是一种典型的谐波源，根据其直流侧滤波元件的不同，可大致分为电流型谐波源和电压型谐波源两种。直流侧采用电感滤波的整流装置可以看成电流型谐波源，直流侧为电容滤波的整流装置可以看成电压型谐波源。由于早期电流型整流装置应用较广泛，国内外对电流型谐波源的治理方法研究较多，对电压型谐波源的治理方案的研究相对较少。近年来，随着变频器、开关电源、不间断电源和电子镇流器等电力电子装置应用的日益增多，电网中电压型谐波源不断增多，成为另一种主要的谐波源。并且一些场合负载中可能既含电流型谐波源又有电压型谐波源，谐波问题严重，需要对不同类型的谐波源进行综合治理。

目前，国内外对电流型、电压型谐波源的治理方法已进行了很多研究，而对不同类型谐波源综合治理方法的研究很少。一些研究结论表明并联型有源电力滤波器适合补偿电流型谐波源，串联型有源电力滤波器适合补偿电压型谐波源，但采用并联型有源电力滤波器补偿电压型谐波源，采用串联型有源电力滤波器补偿电流型谐波源时，都会引起谐波放大现象，补偿效果都不好。传统的串联混合型有源电力滤波器能够补偿电流型谐波源，但无源部分一般采用多组单次串联谐振无源电力滤波器，当负载侧含有谐波电压时，容易导致流过无源电力滤波器的谐波电流过大，因此不适合负载侧有谐波电压畸变的场合。由串联无源滤波器及并联无源滤波器组成的混合无源滤波器，能实现对电压型及电流型谐波的综合补偿，但串联谐振无源滤波器参数的变化和电网频率偏差导致的滤波器偏谐加上滤波器内阻的影响，可能产生较大的基波电压降落，影响电网正常运行。传统串联型有源电力滤波器采用检测负载电压、检测电源电流、复合检测等控制方法由于直接对不同频率的谐波信号进行统一控制，稳态时容易产生幅值和相位的误差，且这种误差不易调整和校正，稳态控制精确度不够高。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是，针对现有技术不足，提供一种宽频域多类型谐波综合治理***的控制方法，实现对电流型和电压型谐波源的综合治理，有效抑制电网谐波串、并联谐振，增强滤波效果，提高稳态控制精度。

为解决上述技术问题，本发明所采用的技术方案是：一种宽频域多类型谐波综合治理***的控制方法，包括宽频域多类型谐波综合治理***，所述宽频域多类型谐波综合治理***包括串联型有源电力滤波器、并联无源电力滤波器，所述串联型有源电力滤波器包括逆变器、滤波电路和变压器，所述逆变器经滤波电路连接到变压器的副边，所述变压器的原边串联在电网线路中，所述并联无源电力滤波器并联接入所述串联型有源电力滤波器负载侧，该方法为：

1）检测电网三相电流i_sa、i_sb、i_sc，将电网三相电流乘以变压器原副边变比并反相，即乘以-k，使得到的电流中包含副边基波补偿电流信号；

2)将步骤1）得到的电流信号减去逆变器输出电流i_ca、i_cb、i_cc，得到基波补偿电流误差信号；

3）对基波补偿电流误差信号进行ip-iq正变换，并经过低通滤波器，提取出误差信号的有功分量和无功分量

4）计算基波补偿电流误差信号的幅值I₁和相角对幅值进行PI调节，对相角进行延时补偿，得到幅值和相角的参考量和

5）根据幅值和相角的参考量计算电流调制参考有功分量和无功分量

6）进行ip-iq反变换，得到三相电流调制控制信号i^*，控制电压型逆变器输出基波补偿电流。

所述并联无源滤波器是由电感和电容构成的基波并联谐振无源带阻滤波器。

与现有技术相比，本发明所具有的有益效果为：本发明并联无源滤波器采用基波并联谐振无源滤波器，对高次谐波阻抗很小，对低次特征谐波具有较小的阻抗，当负载侧有谐波电压畸变时，能有效限制流过PPF的低次谐波电流大小，同时不影响谐波电流抑制效果。且使宽频域多类型谐波综合治理***能够应用于负载侧有谐波电压畸变的场合，实现了对电流型和电压型谐波源的综合补偿；采用基于变压器基波磁通补偿原理的控制方法，在变压器副边注入一个大小为电网电流k倍而方向相反的基波补偿电流，使串联变压器对基波阻抗为零，不影响电网正常运行，同时对谐波呈现很高阻抗，能够提高无源电力滤波器的滤波效果，补偿谐波电压，同时很好的抑制电网谐波串、并联谐振；串联型有源滤波器基波补偿电流采用无静差的PI控制方法，仅对指令信号的幅值进行比例积分控制，而不影响其相位，具有动态性能好、无稳态误差、开关频率固定、简单易实现的优点。

附图说明

图1为本发明一实施例宽频域多类型谐波综合治理***的拓扑结构图；

图2为本发明一实施例宽频域多类型谐波综合治理***的检测控制框图。

具体实施方式

如图1所示，本发明一实施例宽频域多类型谐波综合治理***包括串联型有源电力滤波器和并联谐振型无源滤波器，并联谐振型无源滤波器是由电感和电容构成的基波并联谐振无源带阻滤波器，串联型有源电力滤波器由三相电压型逆变器各相交流输出端经过一个LC输出滤波电路后，连接到串联变压器副边的一端，其中LC输出滤波电路的电容与变压器副边并联，电网三相上的串联变压器采用Y型联接，串联变压器副边另一端作为三相中性点，串联变压器原边则串联在电网和谐波源之间，并联谐振型无源电力滤波器并联接入所述串联型有源电力滤波器负载侧。本发明中串联有源电力滤波器采用基于变压器基波磁通补偿原理的控制方法，如图1中串联变压器的原副边变比为k，则根据变压器基波磁通补偿原理，当变压器二次侧注入的电流i_c为一次侧基波电流i_sf的-k倍时，变压器的基波主磁通为零。此时，从变压器的一次侧看进去，变压器对基波呈现很低的一次侧漏阻抗，不影响电网正常运行；而对n次谐波呈现的阻抗约为基波励磁阻抗的n倍，变压器对n次谐波电流的阻抗远大于对基波电流的阻抗，也远大于并联谐振无源滤波器对n次谐波电流的阻抗，从而迫使谐波电流流入无源滤波支路，而不流入电网侧，起到很好的谐波隔离作用。串联型有源电力滤波器主要起补偿非线性负载中的谐波电压及电网背景谐波电压，隔离负载侧谐波电流，提高无源滤波器性能的作用，同时其对谐波的高阻抗能有效抑制电网串、并联谐振的发生。并联PPF是一组并联谐振的带阻滤波器，谐振在基波频率，并联在负载侧，对高次谐波阻抗很小，对低次特征谐波具有较小的阻抗，主要为负载提供谐波电流通道，当负载侧有谐波电压畸变时，能有效限制流过PPF的低次谐波电流大小，同时不影响滤波效果，克服了传统SHAPF的PPF中谐波容易过流的缺点，使宽频域多类型谐波综合治理***能用于综合补偿不同类型谐波源，通过调整谐振频率还能补偿一定的无功功率。图1中的串联混合型有源电力滤波器即宽频域多类型谐波综合治理***。

如图2所示，本发明中串联型有源电力滤波器采用一种基于变压器基波磁通补偿原理的控制方法，只需要对电压型逆变器输出的基波电流进行控制，控制对象频率单一，控制简单易于实现。本发明采用电流无静差PI控制，通过坐标变换把基波电流误差信号变成直流信号，然后对直流信号进行PI控制，能消除***稳态误差。

为了减少坐标变换次数，首先检测电网电流i_s，即串联变压器原边电流，此电流乘以系数-k得到变压器副边等效电流值，然后减去检测到的逆变器输出电流i_c，得到的电流i₁中包含谐波电流、基波补偿电流参考量和实际补偿电流的误差信号。为了提取基波补偿电流误差信号，根据瞬时无功功率理论，对得到的三相电流信号进行i_p、i_q变换，图中C_FT及C_IT分别为正变换和逆变换矩阵，经过低通滤波得到基波瞬时有功量和无功量再计算出基波电流误差量的幅值I₁和相角然后仅对误差电流信号的幅值进行比例积分控制，从而避免了对误差信号的频率和相角的积分。且被控信号为直流量，可以使逆变器输出电流无静差的跟踪基波补偿电流信号。另外，可以在信号的相角中叠加一个调整角度·补偿信号检测及输出滤波环节所造成的相位延时，或通过相角调整使输出基波电流相位跟踪电网电压的相位，达到补偿无功的目的。可见，使用普通PI控制器实现了广义积分器的优点，同时减少了坐标变换及PI控制器的数量，控制算法简单，易于实现。

其中，正变换矩阵C_FT和逆变换矩阵C_IT的表达式如下：

$C_{\mathrm{FT}}=\frac{2}{3}\left[\begin{array}{cc}\sin \mathrm{\ω}t\sin (\mathrm{\ωt}-2\mathrm{\π}/3)& \sin (\mathrm{\ωt}+2\mathrm{\π}/3)\\ \cos \mathrm{\ω}t\cos (\mathrm{\ωt}-2\mathrm{\π}/3)& \cos (\mathrm{\ωt}+2\mathrm{\π}/3)\end{array}\right]---\left(1\right)$

$C_{\mathrm{IT}}=\left[\begin{array}{cc}\sin \mathrm{\ωt}& \cos \mathrm{\ωt}\\ \sin (\mathrm{\ωt}-2\mathrm{\π}/3)& \cos (\mathrm{\ωt}-2\mathrm{\π}/3)\\ \sin (\mathrm{\ωt}+2\mathrm{\π}/3)& \cos (\mathrm{\ωt}+2\mathrm{\π}/3)\end{array}\right]---\left(2\right)$

设：式中ω为基波角频率。则可以得到：

$\left[\begin{array}{c}{i}_p\\ i_q\end{array}\right]=C_{\mathrm{FT}}\left[\begin{array}{c}{i}_{1a}\\ i_{1b}\\ i_{1c}\end{array}\right]---\left(3\right)$

有功电流分量i_p和无功电流分量i_q经过低通滤波器后，可得到他们直流分量分别为和通过计算可得：

式（4）中包含了基波补偿电流误差信号的幅值和相位信息，由上式可以计算得到其幅值和相位如下：

假设经过PI控制器和相位调整后的基波调制控制信号的幅值和相角分别为I^*和则通过简单的计算可以得到输出基波电流调制控制信号的瞬时有功分量和无功分量如下式所示：

由上式经过反变换，即可得到逆变器输出三相交流电流调制控制信号i^*，如下所示：

$i^{*}=\left[\begin{array}{c}{i}_a^{*}\\ i_b^{*}\\ i_c^{*}\end{array}\right]=C_{\mathrm{IT}}\left[\begin{array}{c}{i}_p^{*}\\ i_q^{*}\end{array}\right]---\left(7\right)$

Claims (6)

1.一种宽频域多类型谐波综合治理***的控制方法，包括串联混合型有源电力滤波器，所述串联混合型有源电力滤波器包括串联型有源电力滤波器、并联无源电力滤波器，所述串联有源电力滤波器包括逆变器、滤波电路和串联变压器，所述逆变器经滤波电路连接到串联变压器的副边，变压器的原边串联在电网线路中，所述并联无源电力滤波器并联接入所述串联型有源电力滤波器负载侧，所述并联无源滤波器是由电感和电容构成的基波并联谐振无源带阻滤波器；其特征在于，该方法为：

1)检测电网三相电流i_sa、i_sb、i_sc，将电网三相电流乘以变压器原副边变比K并反相，即乘以-k，使得到的电流中包含副边基波补偿电流信号；

2)将步骤1)得到的电流信号减去逆变器输出电流i_ca、i_cb、i_cc，得到基波补偿电流误差信号；

3)对基波补偿电流误差信号进行ip-iq正变换，并经过低通滤波器，提取出误差信号的有功分量和无功分量

4)计算基波补偿电流误差信号的幅值I₁和相角对幅值进行PI调节，对相角进行延时补偿，得到幅值参考量和相角参考量

5)根据幅值参考量和相角参考量计算电流调制参考有功分量和无功分量

6)进行ip-iq反变换，得到三相电流调制控制信号i^*，控制电压型逆变器输出基波补偿电流。

2.根据权利要求1所述的宽频域多类型谐波综合治理***的控制方法，其特征在于，所述逆变器为三相电压型逆变器。

3.根据权利要求1所述的宽频域多类型谐波综合治理***的控制方法，其特征在于，所述滤波电路为LC输出滤波电路。

4.根据权利要求1所述的宽频域多类型谐波综合治理***的控制方法，其特征在于，所述串联型有源电力滤波器原副边变比为k:1。

5.根据权利要求1所述的宽频域多类型谐波综合治理***的控制方法，其特征在于，所述步骤5)中，电流调制参考有功分量和无功分量的计算公式如下：

其中，

6.根据权利要求1或5所述的宽频域多类型谐波综合治理***的控制方法，其特征在于，所述步骤6)中，三相电流调制控制信号i^*的计算公式如下：

$i^{*}=\left[\begin{array}{c}{i}_a^{*}\\ i_b^{*}\\ i_c^{*}\end{array}\right]=C_{\mathrm{IT}}\left[\begin{array}{c}{i}_p^{*}\\ i_q^{*}\end{array}\right],$

其中， $C_{\mathrm{IT}}=\left[\begin{array}{cc}\sin \mathrm{\ωt}& \cos \mathrm{\ωt}\\ \sin (\mathrm{\ωt}-2\mathrm{\π}/3)& \cos (\mathrm{\ωt}-2\mathrm{\π}/3)\\ \sin (\mathrm{\ωt}+2\mathrm{\π}/3)& \cos (\mathrm{\ωt}+2\mathrm{\π}/3)\end{array}\right],$ 式中ω为基波角频率。