CN110870203B - 电压供给电路以及高频电路模块 - Google Patents

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Abstract

电压供给电路具备：电平转换器(12)，对两个电压输入部的电压进行切换输出；电荷泵(11N)，对输入电源的电压进行变压并施加到所述电平转换器(12)；以及电荷泵控制电路，电压供给电路控制给定电压向电压供给对象电路(RF开关20)的供给/停止。若用断开模式表示向电压供给对象电路(RF开关20)的电压供给的停止状态，并用接通模式表示给定电压的供给状态，则电荷泵控制电路使电荷泵(11N)以接通模式进行连续动作，并以断开模式周期性地进行间歇动作。

Description

电压供给电路以及高频电路模块
技术领域
本发明涉及包含电荷泵的电压供给电路以及具备该电压供给电路的高频电路模块。
背景技术
例如，在极力降低了电源电压的电子设备中，一般来说，在逻辑电路和高频电路中所需的电源电压不同。基于这样的状况，在用逻辑电路的输出信号控制高频电路的电路部分多使用电荷泵以及电平转换器。
在专利文献1示出了为了对RF开关供给偏置电压而具备电压调节器、电荷泵以及电平转换器的电压供给电路。
在先技术文献
专利文献
专利文献1：美国专利申请公开第2016/0380632号说明书
发明内容
发明要解决的课题
在这样的电压供给电路用于低消耗功率的电子设备的情况下，对于抑制电压供给电路的功率消耗而言，在实质上未使用高频模块的状态(断开状态)下使电压调节器、电荷泵的动作停止是有效的。但是，若在对RF开关施加偏置电压的时间点使暂时停止的电压调节器、电荷泵开始动作，则电荷泵的输出电压的上升沿的响应性差。其结果是，变得不能以高速切换RF开关。也就是说，难以兼顾电压供给电路的消耗功率的削减和电压供给对象电路的响应性。
本发明的目的在于，提供一种包含电荷泵的电压供给电路，其中，抑制了该电压供给电路的功率消耗，且提高了从电压供给电路接受电压供给的电压供给对象电路的电压供给开始时的响应性。此外，其目的在于，提供一种具备该电压供给电路的高频电路模块。
用于解决课题的技术方案
(1)本发明的电压供给电路，具备：电平转换器，对两个电压输入部的电压进行切换输出；以及电荷泵，对输入电源的电压进行变压并施加到所述电平转换器，所述电压供给电路控制给定电压向电压供给对象电路的供给/停止，所述电压供给电路的特征在于，
具备：电荷泵控制电路，若用断开模式表示向所述电压供给对象电路的电压供给的停止状态，并用接通模式表示所述给定电压的供给状态，则使所述电荷泵以所述接通模式进行连续动作，并以所述断开模式周期性地进行间歇动作。
根据上述结构，在断开模式下，电荷泵进行间歇动作，由此可削减电荷泵的消耗功率。另一方面，电荷泵的输出电压始终保持某种程度的电压，因此从断开模式切换到接通模式起直到对电压供给对象电路供给需要的电压为止所需的时间被缩短化。
(2)优选地，在(1)中，所述电荷泵控制电路检测所述电荷泵的输出电压，并感测到所述电荷泵的输出电压达到阈值而使所述电荷泵动作，由此使所述电荷泵进行间歇动作。根据该结构，能够用简单的电路使电荷泵进行间歇动作。
(3)在(2)中，例如，所述电荷泵是输出负电压的电荷泵，
所述电荷泵控制电路具备：第一MOS-FET，连接在所述输入电源与所述电荷泵的输出之间；以及串联电路，包含与所述第一MOS-FET的栅极连接且连接在所述电荷泵的输出与接地之间的二极管，所述电荷泵控制电路用所述二极管的正向下降电压规定所述阈值。
根据上述结构，没有例如像设置了电阻分压电路的情况那样的泄漏(放电)，能够进一步抑制功率消耗。
(4)在(2)中，例如，所述电荷泵是输出负电压的电荷泵，所述电荷泵控制电路具备：电阻分压电路，对所述电荷泵的输出电压与所述输入电源的电压的电位差进行分压，所述电荷泵控制电路将该电阻分压电路的输出电压作为所述阈值。
(5)在(2)中，例如，所述电荷泵是输出正电压的电荷泵，
所述电荷泵控制电路具备：第一MOS-FET，连接在所述输入电源与所述电荷泵的输出之间；以及二极管，连接在所述第一MOS-FET的栅极-源极之间，且连接在所述电荷泵的输出与接地之间，所述电荷泵控制电路将所述二极管的正向下降电压作为所述阈值。
根据上述结构，没有例如像设置了电阻分压电路的情况那样的泄漏(放电)，能够进一步抑制功率消耗。
(6)在(2)中，例如，所述电荷泵是输出正电压的电荷泵，
所述电荷泵控制电路具备：电阻分压电路，对所述电荷泵的输出电压与接地电位的电位差进行分压，所述电荷泵控制电路将该电阻分压电路的输出电压作为所述阈值。
(7)优选地，在(3)中，例如，所述电荷泵控制电路还具备第二MOS-FET，所述二极管包含多个二极管，所述第二MOS-FET与所述多个二极管中的至少一个二极管并联连接。由此，能够将间歇动作的周期设定得长，可进一步抑制消耗功率。
(8)优选地，在(5)中，例如，所述电荷泵控制电路还具备第二MOS-FET，所述二极管包含多个二极管，所述第二MOS-FET与所述多个二极管中的至少一个二极管并联连接。由此，能够将间歇动作的周期设定得长，可进一步抑制消耗功率。
(9)优选地，在(4)或(6)中，例如，所述电荷泵控制电路还具备：迟滞比较器，连接在所述输入电源与接地之间；以及基准电压供给电路，与所述迟滞比较器连接，输出基准电压，所述迟滞比较器对所述电阻分压电路的输出电压和所述基准电压进行比较。由此，能够将间歇动作的周期设定得长，可进一步抑制消耗功率。
(10)优选地，在(7)或(8)中，例如，所述多个二极管包含二极管连接构造的MOS-FET，所述二极管连接构造的MOS-FET的栅极与所述第一MOS-FET的栅极连接。由此，可抑制由半导体集成电路的制造工艺上的偏差造成的电特性的偏差。
(11)在(1)至(10)中的任一者中，例如，所述电荷泵具备对动作的有效/无效进行切换的使能端子，所述电荷泵控制电路通过针对所述电荷泵的使能端子的信号来控制所述电荷泵的动作/停止。
(12)在(1)至(10)中的任一者中，例如，所述电荷泵控制电路具有：开关，切换对所述电荷泵的输入电压的施加/非施加，所述电荷泵控制电路通过该开关的状态控制所述电荷泵的动作/停止。
(13)也可以是，在(1)至(12)中的任一者中，例如，所述电平转换器具有第一电压输入部以及第二电压输入部，所述电荷泵由第一电荷泵部和第二电荷泵部构成，所述第一电荷泵部将从所述输入电源的电压变换的第一电压施加到所述电平转换器的第一电压输入部，所述第二电荷泵部将从所述输入电源的电压变换的第二电压施加到所述电平转换器的第二电压输入部。由此，能够基于低的输入电源电压，增大对电压供给对象电路的供给电压的变化幅度。
(14)本发明的高频电路模块的特征在于，
具备：RF开关，根据控制电压切换高频信号的导通/阻断；以及电压供给电路，向该RF开关供给所述控制电压，
所述电压供给电路具有：
电平转换器，对两个电压输入部的电压进行切换输出；
电荷泵，对输入电源的电压进行变压并施加到所述电平转换器；以及
电荷泵控制电路，若用断开模式表示所述控制电压向所述RF开关的供给停止状态，并用接通模式表示所述控制电压的供给状态，则使所述电荷泵以所述接通模式进行连续动作，并以所述断开模式周期性地进行间歇动作。
根据上述结构，可构成如下的高频电路模块，即，以低的电源电压进行动作，并进行RF开关的接通/断开控制。
另外，也可以是，所述高频电路模块具备第一裸片，所述第一裸片例如包含所述电荷泵以及所述电荷泵控制电路。
此外，也可以是，所述第一裸片还包含所述电平转换器以及使所述输入电源的电压稳定化的调节器电路。由此，能够以少的元件数构成高频电路模块。
此外，也可以是，所述第一裸片还包含所述RF开关。由此，能够以更少的元件数构成高频电路模块。
也可以是，所述高频电路模块具备第二裸片以及基片，所述第二裸片包含所述RF开关，在所述基片搭载所述第一裸片以及所述第二裸片。
此外，也可以是，所述第二裸片包含与所述RF开关连接的高频功率放大器，所述第一裸片还包含所述RF开关、与所述RF开关连接的高频低噪声放大器、以及高频低噪声放大器用电压供给电路。由此，能够以更少的元件数构成高频电路模块。
此外，也可以是，所述高频电路模块具备第三裸片，所述第三裸片包含与所述RF开关连接的高频功率放大器，在所述基片搭载所述第三裸片。
发明效果
根据本发明，可抑制包含电荷泵的电压供给电路的功率消耗，且从电压供给电路接受电压供给的电压供给对象电路的电压供给开始时的响应性提高。
附图说明
图1是示出第一实施方式涉及的高频电路模块101的结构的框图。
图2是VSS监视器13N的电路图的一个例子。
图3是断开模式下的输出电压VSS以及电荷泵11N的消耗电流IDD的波形图。
图4是示出电荷泵11N的动作开始时的、高频电路模块101的响应性的图。
图5是第二实施方式涉及的VSS监视器13N的电路图。
图6是示出第三实施方式涉及的高频电路模块103的结构的框图。
图7是示出第四实施方式涉及的高频电路模块104的结构的框图。
图8是示出第五实施方式涉及的高频电路模块105的结构的框图。
图9是第五实施方式涉及的VDDH监视器13P的电路图。
图10是第五实施方式涉及的另一个VDDH监视器13P的电路图。
图11是第六实施方式涉及的VSS监视器13N的电路图。
图12是第六实施方式涉及的VDDH监视器13P的电路图。
图13的(A)是示出第七实施方式涉及的高频电路模块107A的封装件内部的构造的俯视图。图13的(B)是示出第七实施方式涉及的另一个高频电路模块107B的封装件内部的构造的俯视图。
图14是包含第七实施方式的高频电路模块107B的高频电路的框图。
图15是示出第八实施方式涉及的高频电路模块108的封装件内部的构造的俯视图。
具体实施方式
以下，参照图并列举几个具体的例子示出用于实施本发明的多个方式。在各图中对相同部位标注相同附图标记。考虑到要点的说明或理解的容易性，方便起见，将实施方式分开示出，但是能够进行在不同的实施方式中示出的结构的部分置换或组合。在第二实施方式以后，省略关于与第一实施方式共同的事项的记述，仅对不同点进行说明。特别是，关于基于同样的结构的同样的作用效果，将不在每个实施方式中逐次提及。
《第一实施方式》
图1是示出第一实施方式涉及的高频电路模块101的结构的框图。该高频电路模块101具备调节器电路16、逻辑电路14、电荷泵11N、以及电平转换器12。调节器电路16将输入电源的电压稳定化，并供给到电荷泵11N、逻辑电路14、以及电平转换器12。电荷泵11N对调节器电路16的输出电压，即，被调节器电路16稳定化了的输入电源的电压进行变压并施加到电平转换器12。电平转换器12向RF开关20切换输出调节器电路16的输出电压和电荷泵11N的输出电压中的任一者。该RF开关20相当于本发明涉及的“电压供给对象电路”。
逻辑电路14用“断开模式”表示向RF开关20的电压供给的停止状态，并用“接通模式”表示给定电压的供给状态。逻辑电路14以接通模式使电荷泵11N进行连续动作，并以断开模式使电荷泵11N周期性地进行间歇动作。
调节器电路16输出作为正电压的输出电压VREG(例如2.3V)。电荷泵11N输出作为负电压的输出电压VSS(例如，超过-3.0V且为-1.5V以下的电压)。
电平转换器12根据来自逻辑电路14的切换信号，向RF开关20输出VREG或VSS。
由上述电平转换器12、电荷泵11N以及逻辑电路14构成本发明涉及的“电压供给电路”。
在RF开关20中，串联连接有多级MOS-FET电路，该MOS-FET电路由MOS-FET、连接在MOS-FET的漏极源极间的电阻、以及连接在MOS-FET的背栅极(back gate)与栅极之间的二极管构成。而且，在各MOS-FET的栅极分别设置有施加栅极信号的电阻。RF开关20例如连接在发送电路Tx、接收电路Rx或收发电路TRx与天线ANT之间。另外，虽然在图1中仅示出了一个RF开关20，但是高频电路模块101也可以具备多个RF开关20。即，高频电路模块101例如也可以具备多个像发送电路Tx、接收电路Rx或收发电路TRx那样的电路，并且具备多个分别连接在这些各个电路与天线ANT之间的RF开关20。在该情况下，高频电路模块101具备与多个RF开关20各自连接的多个电平转换器12。
若从电平转换器12对RF开关20施加作为正电压的输出电压VREG，则各二极管被阻断，各MOS-FET导通，发送电路Tx、接收电路Rx或收发电路TRx与天线ANT之间导通。
若从电平转换器12对RF开关20施加作为负电压的输出电压VSS，则各二极管导通，各MOS-FET更可靠地被阻断，发送电路Tx、接收电路Rx或收发电路TRx与天线ANT之间被阻断。
在调节器电路16与电荷泵11N的输入部之间设置有开关15。电荷泵11N在开关15的接通状态下进行动作并从调节器电路16输入输出电压VREG，由此输出输出电压VSS(负电压)。电荷泵11N在开关15的断开状态下停止，并将被充电于输出部的电容器的电压(充电电压)输出(放电)。因此，在开关15为断开状态下，电荷泵11N的输出电压例如从-3.0V逐渐上升。
在图1中，VSS监视器13N检测电荷泵11N的输出电压VSS，并向逻辑电路14提供表示该输出电压VSS是否达到了给定的阈值的信号(检测信号DsN)。在本实施方式中，由VSS监视器13N和逻辑电路14构成本发明涉及的“电荷泵控制电路”。
逻辑电路14通过从外部提供的控制信号CNT进行上述接通模式或断开模式的控制。具体如下。
[接通模式]
与作为VSS监视器13N的输出信号的检测信号DsN无关地将开关15保持为接通状态。因此，电荷泵11N进行连续动作，例如，持续输出-3.0V。
[断开模式]
首先，断开开关15。由此，电荷泵11N成为停止状态(非动作状态)，电荷泵11N的输出电压VSS(负电压)逐渐上升。如果VSS监视器13N感测到电荷泵11N的输出电压VSS达到给定的阈值(例如，-1.5V)，则逻辑电路14接通开关15。由此，电荷泵11N成为动作状态，输出电压VSS下降(绝对值电压上升)至给定电压(例如，-3.0V)。
如果VSS监视器13N感测到电荷泵11N的输出电压VSS比给定的阈值(例如，-3.0V)下降，则逻辑电路14断开开关15。由此，电荷泵11N成为非动作状态，电荷泵11N的输出电压VSS再次逐渐上升。
像这样，作为断开模式下的阈值，除了决定使电荷泵11N动作(将开关15接通)的阈值以外，还可以决定使电荷泵11N停止(将开关15断开)的阈值。在该情况下，使其动作的阈值和使其停止的阈值可以规定为相互不同的值，也可以规定为相互相同的值。
通过上述VSS监视器13N的检测和开关15的接通/断开，电荷泵11N进行间歇动作。即，在断开模式下电荷泵11N进行间歇动作。
图2是VSS监视器13N的电路图的一个例子。该VSS监视器13N具备由电阻R1、p沟道MOS-FETQ1、n沟道MOS-FETQ2、Q3构成的串联电路，该串联电路连接在作为正电压的输出电压VREG的线路，即，被施加了输入电源的电压的输入电源线路与作为负电压的输出电压VSS的线路之间。此外，具备连接在接地(0V)与输出电压VSS的线路之间的、由二极管D1、D2、D3、n沟道MOS-FETQ4以及电阻R2构成的串联电路。此外，二极管D1、D2、D3、FETQ4以及电阻R2与FETQ1、Q2以及Q3的栅极连接。进而，具备与电阻R1和p沟道MOS-FETQ1的连接点连接的逆变器INV。逆变器INV将电阻R1和p沟道MOS-FETQ1的连接点的逻辑电位反转并输出。该逆变器INV的输出信号是向图1所示的逻辑电路14提供的信号(检测信号DsN)。
n沟道MOS-FETQ4是将其漏极和栅极连接的元件，作为二极管而发挥作用。MOS-FETQ4的栅极与MOS-FETQ3的栅极连接。该二极管连接构造的MOS-FETQ4抑制由半导体集成电路的制造工艺上的偏差造成的电特性的偏差。
图2所示的电路的两个状态下的动作如下。
[输出电压VSS低于给定电压的状态]
在图2中，在输出电压VSS低于作为阈值的给定电压(例如，-1.5V)的状态下，二极管D1、D2、D3、FETQ4导通，在二极管D1、D2、D3、FETQ4以及电阻R2的串联电路流过电流。由此，FETQ3的栅极-源极间电压超过FETQ3的门限值电压(threshold voltage)，FETQ3接通。此外，FETQ2的栅极-源极间电压也超过门限值电压，FETQ2接通。FETQ1的栅极-源极间电压总是被施加正电压(VREG)，因此是接通状态。因此，逆变器INV的输入电压为“L(Low，低)”电平，检测信号DsN成为“H(High，高)”电平。在向逻辑电路14输出了这样的“H”电平的检测信号DsN的情况下，逻辑电路14断开开关15。
[输出电压VSS为给定电压以上的状态]
在输出电压VSS上升并达到了上述给定电压时，二极管D1、D2、D3、FETQ4被阻断，在二极管D1、D2、D3、FETQ4以及电阻R2的串联电路不流过电流。由此，FETQ3的栅极-源极间电压未达到FETQ3的门限值电压，FETQ3断开。此外，FETQ2的栅极-源极间电压也未达到门限值电压，FETQ2断开。因此，逆变器INV的输入电压是“H”电平，检测信号DsN成为“L”电平。在向逻辑电路14输出了这样的“L”电平的检测信号DsN的情况下，逻辑电路14接通开关15。
另外，此时，包含二极管D1、D2、D3以及作为二极管而发挥作用的FETQ4的串联电路，连接在接地(0V)与电荷泵11N的负的输出电压VSS的线路之间，使用正向的电压降(正向下降电压)控制从0V的电位朝向负的电位的正向的电流的导通和阻断。
具体地，在输出电压VSS低于上述给定电压(阈值)的状态下，对上述串联电路施加比正向下降电压高的电压，上述串联电路导通。另一方面，在输出电压VSS达到了上述给定电压(阈值)的状态下，施加于上述串联电路的电压低于上述正向下降电压，上述串联电路被阻断。即，在具有图2所示的VSS监视器13N的电荷泵控制电路中，通过用二极管D1、D2、D3、以及FETQ4的串联电路的正向下降电压规定用于VSS监视器13N的感测的阈值，从而切换检测信号DsN的电平。
另外，虽然在本实施方式中示出了与FETQ3的栅极连接且连接在接地与输出电压VSS的线路之间的二极管为多个的结构，但是与FETQ3的栅极连接且连接在接地与输出电压VSS的线路之间的二极管只要为一个以上即可。在这样的二极管仅为一个的情况下，上述阈值成为该一个二极管和FETQ4的串联电路的正向下降电压，在是多个的情况下，上述阈值成为该多个二极管和FETQ4的串联电路的正向下降电压。即，上述阈值成为与FETQ3的栅极连接且连接在接地与输出电压VSS的线路之间的全部的二极管和FETQ4的串联电路的正向下降电压。
图3是断开模式下的输出电压VSS以及电荷泵11N的消耗电流IDD的波形图。同图是用于输出电压VSS的感测的给定的阈值被设定为-2.0V的例子。如上所述，断开模式是电荷泵11N进行间歇动作的模式。在该间歇动作中，在电荷泵11N的非动作中，伴随着从处于电荷泵11N的输出部的电容器的放电，VSS逐渐上升。如果电荷泵11N开始动作，则VSS急剧下降。例如，若VSS达到了-2.0V，则电荷泵11N开始动作。由此，VSS急剧下降。若VSS低于-2.0V，则电荷泵11N成为非动作状态。在该例子中，从VSS下降至大约-2.7V起，电荷泵11N停止了动作。该间歇动作的周期取决于电荷泵11N的动作开始时的、输出电压VSS(负电压)的下降(若是绝对值，则上升)的响应性。在该例子中，电荷泵11N以大约300μS周期进行间歇动作。
电荷泵11N的消耗电流IDD在其动作中流过，在非动作中几乎不流过。因此，如图3所示，呈脉冲状流过。该消耗电流IDD的峰值电流为大约0.4mA，平均电流为大约3μA，非常低。
图4是示出电荷泵11N的动作开始时的、高频电路模块101的响应性的图。另外，同图所示的响应性是如下情况下的响应性，即，在具备包含图1所示的RF开关20的多个RF开关20的高频电路模块101中，仅使图1所示的RF开关20导通，并使未图示的其它RF开关20阻断。在图4中，信号S示出图1中的开关15的接通定时。特性IR1是本实施方式的高频电路模块101的上升沿特性，特性IR2是比较例的高频电路模块的上升沿特性。比较例的高频电路模块是如下的高频电路模块，即，构成为在断开模式时阻断向调节器电路16以及电荷泵11N的电源电压，在接通模式时向调节器电路16以及电荷泵11N供给电源电压。
在图4中，纵轴是经由图1所示的RF开关20输出的RF信号的电压。在该例子中，在RF开关20完全接通时，RF信号成为0.3V。
若将从信号S的50％起直到RF信号的电压达到规定值(0.3V)的90％为止的时间定义为启动时间，则如图4所示，比较例的高频电路模块的启动时间为1.4μS，相对于此，本实施方式的高频电路模块101的启动时间为0.17μs，被大幅缩短化(高速化)。在比较例的高频电路模块中，在断开模式时阻断向电荷泵11N的电源电压而始终设为非动作状态，因此接通模式时的电荷泵11N的输出电压的上升沿的响应性差。即，未图示的其它RF开关20的下降沿的响应性差，因此其响应性的不良还影响到图1所示的RF开关20的上升沿的响应性，从而启动时间变得比较长。相对于此，在本实施方式的高频电路模块101中，在断开模式时使电荷泵11N进行间歇动作，因此能够提高接通模式时的电荷泵11N的输出电压的上升沿的响应性，即，未图示的其它RF开关20的下降沿的响应性。由此，能够使图1所示的RF开关20的上升沿的响应性提高而缩短启动时间。
《第二实施方式》
在第二实施方式中，示出与在第一实施方式中示出的例子不同的VSS监视器13N的例子。
图5是第二实施方式涉及的VSS监视器13N的电路图。与图2所示的VSS监视器13N的不同点在于，对二极管D1并联连接了n沟道MOS-FETQ5。其它相同。
在图5中，在输出电压VSS低于给定电压的状态下，检测信号DsN成为“H”电平，在输出电压VSS为给定电压以上的状态下，检测信号DsN成为“L”电平，因此FETQ5在输出电压VSS低于给定电压时成为接通状态，在输出电压VSS为给定电压以上时成为断开状态。也就是说，在输出电压VSS低于给定电压时，二极管D1被FETQ5旁路，FETQ3的栅极-源极间电压变得比该FETQ3的接通时更高。另一方面，在输出电压VSS为给定电压以上时，FETQ5成为开路，FETQ3的栅极-源极间电压变得比该FETQ3的断开时更低。
像这样，通过上述给定电压(阈值)根据输出电压VSS的状态检测结果而变化，从而能够使该给定电压与输出电压VSS的高低关系的检测具有迟滞性。
根据本实施方式，能够将电荷泵的间歇动作的周期设定得长，可进一步抑制消耗功率。
《第三实施方式》
在第三实施方式中，示出电荷泵11N的动作/停止的控制方式与在第一实施方式中示出的高频电路模块不同的高频电路模块。
图6是示出第三实施方式涉及的高频电路模块103的结构的框图。该高频电路模块103具备调节器电路16、逻辑电路14、电荷泵11N、电平转换器12、以及VSS监视器13N。
电荷泵11N的结构以及逻辑电路14对电荷泵11N的控制方法与图1所示的不同。本实施方式的电荷泵11N具备对其动作的有效/无效进行切换的使能端子EN。逻辑电路14通过针对电荷泵11N的使能端子EN的信号控制电荷泵11N的动作/停止。
对电荷泵11N始终施加输出电压VREG，根据使能端子EN的输入电压进行动作/停止。例如，电荷泵11N在内部具备振荡器，在使能端子EN为“H”电平时，振荡器进行振荡动作，重复进行电荷泵电路内的各开关的接通/断开，由此电荷泵动作，在使能端子EN为“L”电平时，振荡器振荡停止，各开关的状态被保持为固定，电荷泵动作停止。在电荷泵11N的动作停止状态下，其消耗功率极小。
根据本实施方式，不需要对将与电荷泵连接的电源线路直接通断的开关进行控制，因此不需要电流容量比较大的开关及其驱动电路。
《第四实施方式》
在第四实施方式中，示出不使用VSS监视器而使电荷泵进行间歇动作的高频电路模块。
图7是示出第四实施方式涉及的高频电路模块104的结构的框图。该高频电路模块104具备调节器电路16、逻辑电路14、电荷泵11N、以及电平转换器12。
在图7中，逻辑电路14在断开模式时对电荷泵11N的使能端子EN间歇性地提供有效信号。也就是说，使电荷泵11N进行间歇动作。由此，输出电压VSS以及电荷泵11N的消耗电流IDD例如如图3所示地变化。另外，在本实施方式中，仅由逻辑电路14构成本发明涉及的“电荷泵控制电路”。
根据本实施方式，为了将间歇动作的周期设为长周期，需要比较长的比特数的计数器或者时间常数比较大的时间常数电路，但是不需要VSS监视器，因此能够简化电路。
《第五实施方式》
在第五实施方式中，示出不仅充电了负电压还充电了正电压的高频电路模块的例子。
图8是示出第五实施方式涉及的高频电路模块105的结构的框图。该高频电路模块105具备调节器电路16、逻辑电路14、负电压电荷泵11N、正电压电荷泵11P、电平转换器12、VSS监视器13N、VDDH监视器13P、以及开关15N、15P等。在具备正电压电荷泵11P以及VDDH监视器13P这一点上与图1所示的不同。
电平转换器12根据来自逻辑电路14的切换信号，将输出电压VDDH(正电压)或输出电压VSS(负电压)输出到RF开关20。
由上述电平转换器12、电荷泵11N、11P、以及逻辑电路14构成本发明涉及的“电压供给电路”。
在图8中，VSS监视器13N检测负电压电荷泵11N的输出电压VSS(负电压)，并向逻辑电路14提供表示该输出电压VSS是否达到了给定的阈值的信号(检测信号DsN)。此外，VDDH监视器13P检测正电压电荷泵11P的输出电压VDDH(正电压)，并向逻辑电路14提供表示该输出电压VDDH是否达到了给定的阈值的信号(检测信号DsP)。
由VSS监视器13N、VDDH监视器13P以及逻辑电路14构成本发明涉及的“电荷泵控制电路”。
逻辑电路14通过从外部提供的控制信号CNT进行上述接通模式或断开模式的控制。具体如下。
[接通模式]
与作为VSS监视器13N的输出信号的检测信号DsN以及作为VDDH监视器13P的输出信号的检测信号DsP无关地，将开关15N、15P保持为接通状态。因此，负电压电荷泵11N进行连续动作，例如，持续输出-3.0V。此外，正电压电荷泵11P进行连续动作，例如持续输出+3.0V。
[断开模式]
首先，逻辑电路14将开关15N断开。由此，负电压电荷泵11N成为停止状态(非动作状态)，负电压电荷泵11N的输出电压VSS(负电压)逐渐上升。若VSS监视器13N感测到负电压电荷泵11N的输出电压VSS达到了给定的阈值(例如，-1.5V)，则逻辑电路14将开关15接通。由此，负电压电荷泵11N成为动作状态，输出电压VSS下降(绝对值电压上升)至给定电压(例如，-3.0V)。
若VSS监视器13N感测到负电压电荷泵11N的输出电压VSS比给定的阈值(例如，-3.0V)下降，则逻辑电路14将开关15N断开。由此，负电压电荷泵11N成为非动作状态，负电压电荷泵11N的输出电压VSS再次逐渐上升。
像这样，通过上述VSS监视器13N的检测和开关15N的接通/断开，负电压电荷泵11N进行间歇动作。即，在断开模式下负电压电荷泵11N进行间歇动作。
此外，逻辑电路14在断开开关15N的同时，即，在从接通模式切换到断开模式时，首先断开开关15P。由此，正电压电荷泵11P成为停止状态(非动作状态)，正电压电荷泵11P的输出电压VDDH(正电压)逐渐下降。若VDDH监视器13P感测到正电压电荷泵11P的输出电压VDDH达到了给定的阈值(例如，+1.5V)，则逻辑电路14将开关15P接通。由此，正电压电荷泵11P成为动作状态，输出电压VDDH上升至给定电压(例如，+3.0V)。
像这样，通过上述VDDH监视器13P的检测和开关15P的接通/断开，正电压电荷泵11P进行间歇动作。即，在断开模式下正电压电荷泵11P进行间歇动作。
图9是本实施方式涉及的VDDH监视器13P的电路图。该VDDH监视器13P具备由电阻R1、n沟道MOS-FETQ3构成的串联电路，该串联电路连接在作为正电压的输出电压VDDH的线路与输入电源的电压VREG的线路之间，具体地，连接在输入电源的电压VREG的线路与接地(0V)之间。此外，具备连接在被充电的输出电压VDDH与接地之间的、由二极管D1、D2、D3、n沟道MOS-FETQ4以及电阻R2构成的串联电路。此外，由二极管D1、D2、D3、FETQ4以及电阻R2构成的串联电路与FETQ3的栅极连接。进而，具备与电阻R1和n沟道MOS-FETQ3的连接点连接的逆变器INV。逆变器INV将电阻R1与n沟道MOS-FETQ3的连接点的逻辑电位反转并输出。该逆变器INV的输出信号是向图8所示的逻辑电路14提供的信号(检测信号DsP)。
n沟道MOS-FETQ4是将其漏极和栅极连接的元件，作为二极管而发挥作用。该二极管连接构造的MOS-FETQ4抑制由半导体集成电路的制造工艺上的偏差造成的电特性的偏差。
图9所示的电路的两个状态下的动作如下。
[输出电压VDDH比给定电压高的状态]
在图9中，在被充电的输出电压VDDH高于作为阈值的给定电压(例如，3.0V)的状态下，二极管D1、D2、D3、FETQ4导通，在二极管D1、D2、D3、FETQ4以及电阻R2的串联电路流过电流。由此，FETQ3的栅极-源极间电压超过FETQ3的门限值电压，FETQ3接通。因此，逆变器INV的输入电压为“L”电平，检测信号DsP成为“H”电平。在向逻辑电路14输出了这样的“H”电平的检测信号DsP的情况下，逻辑电路14断开开关15P。
[输出电压VDDH为给定电压以下的状态]
在被充电的输出电压VDDH下降而达到了上述给定电压时，二极管D1、D2、D3、FETQ4被阻断，在二极管D1、D2、D3、FETQ4以及电阻R2的串联电路不流过电流。由此，FETQ3的栅极-源极间电压未达到FETQ3的门限值电压，FETQ3断开。因此，逆变器INV的输入电压为“H”电平，检测信号DsP成为“L”电平。在向逻辑电路14输出了这样的“L”电平的检测信号DsP的情况下，逻辑电路14接通开关15P。
另外，此时，包含二极管D1、D2、D3以及作为二极管而发挥作用的FETQ4的串联电路连接在接地(0V)与正电压电荷泵11P的正的输出电压VDDH的线路之间，使用正向的电压降控制从正的电位朝向0V的电位的正向的电流的导通和阻断。
具体地，在输出电压VDDH高于上述给定电压(阈值)的状态下，对上述串联电路施加高于正向下降电压的电压，上述串联电路导通。另一方面，在输出电压VDDH达到了上述给定电压(阈值)的状态下，施加于上述串联电路的电压低于上述正向下降电压，上述串联电路被阻断。即，在具有图9所示的VDDH监视器13P的电荷泵控制电路中，通过用二极管D1、D2、D3以及FETQ4的串联电路的正向下降电压规定用于VDDH监视器13P的感测的阈值，从而切换检测信号DsP的电平。
另外，虽然在本实施方式中示出了与FETQ3的栅极连接且连接在接地与输出电压VDDH的线路之间的二极管为多个的结构，但是与FETQ3的栅极连接且连接在接地与输出电压VDDH的线路之间的二极管只要为一个以上即可。在这样的二极管仅为一个的情况下，上述阈值成为该一个二极管和FETQ4的串联电路的正向下降电压，在是多个的情况下，上述阈值成为该多个二极管和FETQ4的串联电路的正向下降电压。即，上述阈值成为与FETQ3的栅极连接且连接在接地与输出电压VDDH的线路之间的全部的二极管和FETQ4的串联电路的正向下降电压。
图10是本实施方式涉及的另一个VDDH监视器13P的电路图。与图9所示的VDDH监视器13P不同点在于，对二极管D3并联连接了n沟道MOS-FETQ5。其它相同。
在图10中，在输出电压VDDH高于给定电压的状态下，检测信号DsP成为“H”电平，在输出电压VDDH为给定电压以下的状态下，检测信号DsP成为“L”电平，因此FETQ5在输出电压VDDH高于给定电压时成为接通状态，在输出电压VDDH为给定电压以下时成为断开状态。也就是说，在输出电压VDDH高于给定电压时，二极管D3被FETQ5旁路，FETQ3的栅极-源极间电压变得比该FETQ3的接通时更高。另一方面，在输出电压VDDH为给定电压以下时，FETQ5成为开路，FETQ3的栅极-源极间电压变得比该FETQ3的断开时更低。
像这样，通过上述给定电压(阈值)根据输出电压VDDH的状态检测结果而变化，从而能够使该给定电压与输出电压VDDH的高低关系的检测具有迟滞性。另外，并联连接FETQ5的二极管不限于二极管D3，也可以是二极管D1或D2。
《第六实施方式》
在第六实施方式中示出使用了迟滞比较器的电荷泵输出电压检测电路的例子。
图11是第六实施方式涉及的VSS监视器13N的电路图。应用该VSS监视器13N的高频电路模块的结构与图1或图8所示的相同。VSS监视器13N具备迟滞比较器18、基准电压产生电路17、以及由电阻R11、R12构成的电阻分压电路。该电阻分压电路是对负电压电荷泵11N的输出电压VSS与输入电源的电压VREG的电位差进行分压的电路，由相互串联地连接在被施加输入电源的电压的线路与被施加输出电压VSS的线路之间的电阻R11、R12构成。迟滞比较器18对电阻分压电路的输出电压和基准电压Vr进行比较。
图11所示的电路的两个状态下的动作如下。
[输出电压VSS低于给定电压的状态]
在图11中，在输出电压VSS低于给定电压(例如，-1.5V)的状态下，电阻分压电路的输出电压从基准电压Vr进一步降低与迟滞宽度相应的量，迟滞比较器18的输出(检测信号DsN)成为“H”电平。
[输出电压VSS为给定电压以上的状态]
在图11中，在输出电压VSS上升并达到上述给定电压时，电阻分压电路的输出电压从基准电压Vr进一步提高与迟滞宽度相应的量，迟滞比较器18的输出(检测信号DsN)成为“L”电平。
图12是第六实施方式涉及的VDDH监视器13P的电路图。应用该VDDH监视器13P的高频电路模块的结构与图8所示的相同。VDDH监视器13P具备迟滞比较器18、基准电压产生电路17、以及由电阻R11、R12构成的电阻分压电路。该电阻分压电路是对正电压电荷泵11P的输出电压VDDH与接地电位的电位差进行分压的电路，由相互串联地连接在接地与被施加输出电压VDDH的线路之间的电阻R11、R12构成。迟滞比较器18对电阻分压电路的输出电压和基准电压Vr进行比较。
图12所示的电路的两个状态下的动作如下。
[输出电压VDDH高于给定电压的状态]
在图12中，在输出电压VDDH高于给定电压(例如，1.5V)的状态下，电阻分压电路的输出电压从基准电压Vr进一步提高与迟滞宽度相应的量，迟滞比较器18的输出(检测信号DsP)成为“H”电平。
[输出电压VDDH为给定电压以下的状态]
在图12中，在输出电压VDDH下降并达到上述给定电压时，电阻分压电路的输出电压从基准电压Vr进一步降低与迟滞宽度相应的量，迟滞比较器18的输出(检测信号DsP)成为“L”电平。
如本实施方式中所示，也可以将电路构成为将用电阻分压电路对检测对象的电压进行了分压的电压输入到比较器。根据该结构，虽然存在在电荷泵的停止时电荷泵的输出部的电容器的电荷经由电阻分压电路而被泄漏(放电)的缺点，但是能够简化电路。
根据本实施方式，比较器具有迟滞性，因此能够将电荷泵的间歇动作的周期设定得长，可进一步抑制消耗功率。
《第七实施方式》
在第七实施方式中，示出被封装件化的高频电路模块的例子。
图13的(A)是示出第七实施方式涉及的高频电路模块107A的封装件内部的构造的俯视图。图中的裸片(die)是半导体芯片，在该裸片构成了图1所示的高频电路模块101整体的电路。
图13的(B)是示出第七实施方式涉及的另一个高频电路模块107B的封装件内部的构造的俯视图。图中的第一裸片、第二裸片均为半导体芯片，第一裸片以及第二裸片被搭载在基片(substrate)。在第一裸片构成了图1所示的高频电路模块101中的电荷泵11N、逻辑电路14以及VSS监视器13N。在第二裸片构成了RF开关。
图14是包含本实施方式的高频电路模块107B的高频电路的框图。高频电路模块107B具备对从发送电路输出的发送信号进行功率放大的高频功率放大器19、对发送信号和接收信号进行切换的RF开关20、以及对RF开关进行控制的RF开关控制电路22以及高频低噪声放大器(LNA)23。RF开关20将从高频功率放大器19输出的发送信号输出到天线21，将从天线21输入的接收信号输出到高频低噪声放大器23。高频低噪声放大器23将放大了的接收信号输出到接收电路。RF开关控制电路22例如是图1所示的高频电路模块101中的RF开关20以外的部分。
第一裸片也可以进一步包含图1所示的电平转换器12、开关15以及调节器电路16。
此外，也可以是，在第二裸片构成与RF开关20连接的高频功率放大器19，在第一裸片构成RF开关20、与该RF开关20连接的高频低噪声放大器(LNA)23、以及LNA用电压供给电路。
高频低噪声放大器(LNA)23从上述LNA用电压供给电路接受电压供给。LNA用电压供给电路包含LNA偏置电路，也可以包含调节器。对LNA用电压供给电路进行控制的逻辑电路与RF开关用的电压供给电路中的逻辑电路是共同的。
《第八实施方式》
在第八实施方式中，示出与第七实施方式不同的结构的被封装件化的高频电路模块的例子。
图15是示出第八实施方式涉及的高频电路模块108的封装件内部的构造的俯视图。图中的第一裸片、第二裸片、第三裸片均为半导体芯片。在基片搭载有第一裸片、第二裸片以及第三裸片。第一裸片、第二裸片的结构如第七实施方式中所示。在第三裸片构成了图14所示的高频功率放大器19。
最后，上述的实施方式的说明在所有的方面均为例示，而不是限制性的。对本领域技术人员而言，能够适当地进行变形以及变更。本发明的范围不是由上述的实施方式示出，而是由权利要求书示出。进而，本发明的范围包含从与权利要求书等同的范围内的实施方式进行的变更。
附图标记说明
D1、D2、D3：二极管；
EN：使能端子；
INV：逆变器；
R1、R2：电阻；
R11、R12：电阻；
11N：负电压电荷泵；
11P：正电压电荷泵；
12：电平转换器；
13N：VSS监视器；
13P：VDDH监视器；
14：逻辑电路；
15、15N、15P：开关；
16：调节器电路；
17：基准电压产生电路；
18：迟滞比较器；
19：高频功率放大器；
20：RF开关(电压供给对象电路)；
21：天线；
22：RF开关控制电路；
23：高频低噪声放大器；
101、103、104、105、107A、107B、108：高频电路模块。

Claims (14)

1.一种电压供给电路，具备：电平转换器，对两个电压输入部的电压进行切换输出；以及电荷泵，对输入电源的电压进行变压并施加到所述电平转换器，所述电压供给电路控制给定电压向电压供给对象电路的供给/停止，
所述电压供给电路的特征在于，
具备：电荷泵控制电路，若用断开模式表示向所述电压供给对象电路的电压供给的停止状态，并用接通模式表示所述给定电压的供给状态，则使所述电荷泵以所述接通模式进行连续动作，并以所述断开模式周期性地进行间歇动作。
2.根据权利要求1所述的电压供给电路，其特征在于，
所述电荷泵控制电路检测所述电荷泵的输出电压，并感测到所述电荷泵的输出电压达到阈值而使所述电荷泵动作，由此使所述电荷泵进行间歇动作。
3.根据权利要求2所述的电压供给电路，其特征在于，
所述电荷泵是输出负电压的电荷泵，
所述电荷泵控制电路具备：第一MOS-FET，连接在所述输入电源与所述电荷泵的输出之间；以及串联电路，包含与所述第一MOS-FET的栅极连接且连接在所述电荷泵的输出与接地之间的二极管，所述电荷泵控制电路用所述二极管的正向下降电压规定所述阈值。
4.根据权利要求2所述的电压供给电路，其特征在于，
所述电荷泵是输出负电压的电荷泵，
所述电荷泵控制电路具备：电阻分压电路，对所述电荷泵的输出电压与所述输入电源的电压的电位差进行分压，所述电荷泵控制电路将该电阻分压电路的输出电压作为所述阈值。
5.根据权利要求2所述的电压供给电路，其特征在于，
所述电荷泵是输出正电压的电荷泵，
所述电荷泵控制电路具备：第一MOS-FET，连接在所述输入电源与所述电荷泵的输出之间；以及二极管，与所述第一MOS-FET的栅极连接，且连接在所述电荷泵的输出与接地之间，所述电荷泵控制电路将所述二极管的正向下降电压作为所述阈值。
6.根据权利要求2所述的电压供给电路，其特征在于，
所述电荷泵是输出正电压的电荷泵，
所述电荷泵控制电路具备：电阻分压电路，对所述电荷泵的输出电压与接地电位的电位差进行分压，所述电荷泵控制电路将该电阻分压电路的输出电压作为所述阈值。
7.根据权利要求3所述的电压供给电路，其特征在于，
所述电荷泵控制电路还具备第二MOS-FET，
所述二极管包含多个二极管，
所述第二MOS-FET与所述多个二极管中的至少一个二极管并联连接。
8.根据权利要求5所述的电压供给电路，其特征在于，
所述电荷泵控制电路还具备第二MOS-FET，
所述二极管包含多个二极管，
所述第二MOS-FET与所述多个二极管中的至少一个二极管并联连接。
9.根据权利要求4或6所述的电压供给电路，其特征在于，
所述电荷泵控制电路还具备：
迟滞比较器，连接在所述输入电源与接地之间；以及
基准电压供给电路，与所述迟滞比较器连接，输出基准电压，
所述迟滞比较器对所述电阻分压电路的输出电压和所述基准电压进行比较。
10.根据权利要求7或8所述的电压供给电路，其特征在于，
所述多个二极管包含二极管连接构造的MOS-FET，
所述二极管连接构造的MOS-FET的栅极与所述第一MOS-FET的栅极连接。
11.根据权利要求1至8中的任一项所述的电压供给电路，其特征在于，
所述电荷泵具备对动作的有效/无效进行切换的使能端子，
所述电荷泵控制电路通过针对所述电荷泵的使能端子的信号来控制所述电荷泵的动作/停止。
12.根据权利要求1至8中的任一项所述的电压供给电路，其特征在于，
所述电荷泵控制电路具有：开关，切换对所述电荷泵的输入电压的施加/非施加，所述电荷泵控制电路通过该开关的状态控制所述电荷泵的动作/停止。
13.根据权利要求1至8中的任一项所述的电压供给电路，其特征在于，
所述电平转换器具有第一电压输入部以及第二电压输入部，
所述电荷泵由第一电荷泵部和第二电荷泵部构成，所述第一电荷泵部将从所述输入电源的电压变换的第一电压施加到所述电平转换器的第一电压输入部，所述第二电荷泵部将从所述输入电源的电压变换的第二电压施加到所述电平转换器的第二电压输入部。
14.一种高频电路模块，其特征在于，
具备：RF开关，根据控制电压切换高频信号的导通/阻断；以及电压供给电路，向该RF开关供给所述控制电压，
所述电压供给电路具有：
电平转换器，对两个电压输入部的电压进行切换输出；
电荷泵，对输入电源的电压进行变压并施加到所述电平转换器；以及
电荷泵控制电路，若用断开模式表示所述控制电压向所述RF开关的供给停止状态，并用接通模式表示所述控制电压的供给状态，则使所述电荷泵以所述接通模式进行连续动作，并以所述断开模式周期性地进行间歇动作。
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