CN110808750B - 一种基于逆滤波的邻道干扰抑制方法和装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于逆滤波的邻道干扰抑制方法和装置，所述包括以下步骤：S1.利用带限滤波器滤除干扰信号的带外非线性分量；S2.将得到的带限信号下变频后送至窄带ADC采样，得到基带信号；S3.将带限基带信号通过逆滤波恢复出完整带宽的干扰信号；S4.利用恢复信号进行邻道干扰的重建与抵消。本发明通过在接收机构建辅助支路，提出了一种利用时域逆滤波技术重建干扰信号，最终从接收信号中减去该重建信号的邻道干扰抑制方法及装置结构，显著降低了接收机对采样ADC的带宽需求，有利于邻道干扰抑制方法的工程应用。

Description

一种基于逆滤波的邻道干扰抑制方法和装置

技术领域

本发明涉及无线通信中的邻道干扰，特别是涉及一种基于逆滤波的邻道干扰抑制方法和装置。

背景技术

随着无线通信技术的快速发展，有限频谱内的无线通信设备越来越密集。当发射机工作时，由功放非线性引起的发射信号频谱扩展，会对相邻信道的接收信号造成干扰，致使接收信噪比下降，严重时会堵塞邻道的接收机，导致通信中断。为了解决这一问题，无线通信设备间的邻道干扰消除技术也在不断发展。

由于邻道干扰主要是由于邻道信号的非线性分量泄露至接收频带内导致的，因此目前的邻道干扰消除技术主要分为三类：一是发射机侧的，通过在发射端增加模拟非线性滤波器减少带外干扰；二是躲避干扰的，通过信道动态分配算法以规避无线局域网中的邻道干扰，或者优化发射功率以减小设备间的邻道干扰；三是接收机侧的，通过在接收机构建辅助支路，对干扰信号的非线性参数进行估计并重建干扰信号，最终从接收信号中减去该重建信号以达到抑制邻道干扰的目的。

但是，上述一、二种方法多通过信道调配及功率优化方法以减小邻道干扰，这同时会减小通信距离或降低频谱利用率。而在接收机侧的邻道干扰消除方法能有效提升接收信号信噪比及频谱效率，且不会对通信距离造成影响，因此经常应用于实际工程。但为了准确描述干扰信号的非线性特征，辅助支路带宽应包括干扰信号全部非线性失真，通常为发射机信道带宽的3～5倍，对应所需模数转换器(ADC)采样带宽至少为信道带宽的6～10倍，而宽带ADC会大幅增加接收机成本。如果使用窄带ADC对干扰信号进行采样，带限失真的干扰信号无法再用于参数估计与信号重建，因此需要由带限采样信号设法恢复原始带宽干扰信号。

发明内容

本发明的目的在于克服现有技术的不足，提供一种基于逆滤波的邻道干扰抑制方法和装置，使得利用窄带ADC也能实现邻道干扰消除，大大降低了在接收机侧进行邻道干扰消除的成本。

本发明的目的是通过以下技术方案来实现的：一种基于逆滤波的邻道干扰抑制方法，包括以下步骤：

S1.利用带通滤波器滤除干扰信号的带外非线性分量；

其中，所述步骤S1包括以下子步骤：

S101.利用接收机接收不同频点处的干扰信号z(t)与期望信号s(t)的合信号r(t)：

设干扰发射机工作频率为ω₂，接收机工作频率为ω₁，干扰发射机信道和接收机信道相邻且有ω₂＜ω₁，因此在接收机接收到的合信号r(t)包括干扰信号z(t)和期望信号s(t)，其中：

r(t)＝z(t)+s(t)+w(t)

式中，干扰z(t)的频点为ω₂，但其带外非线性分量泄露至接收机工作频带内，w(t)表示接收机噪声；

S102.利用带通滤波器滤除合信号r(t)中干扰信号z(t)的带外非线性分量，得到带限干扰k(t)：

利用带通滤波器通带范围滤除合信号r(t)中干扰信号z(t)的带外非线性分量，得到带限信号k(t)，此时k(t)中只有干扰信号的带内分量，带内分量包括信号线性分量和带内非线性分量，干扰信号带外非线性分量被全部滤除，其中带通滤波器带宽与干扰发射机信道带宽相等。

S2.将得到的带限信号下变频后送至窄带ADC采样，得到带限基带信号；

所述步骤S2包括以下子步骤：

S201.将带限干扰k(t)下变频：

利用工作频点为ω₂的本振对带限干扰进行下变频，得到基带信号k′(t)；

S202.对基带带限干扰k′(t)进行模数转换：

利用窄带模数转换器对基带带限干扰k′(t)进行采样，得到基带数字干扰信号k(n)，其中窄带模数转换器带宽与干扰发射机信道带宽相等。

S3.将带限基带信号通过逆滤波恢复出完整带宽的干扰信号；

所述步骤S3包括以下子步骤：

S301.设计逆滤波器系数：

将信号滤波的过程表示为两个信号的线性卷积：

其中，y(n)是滤波器输出信号，x(n)是滤波器输入信号，而h₁(n)是滤波器冲激响应。

假设级联的逆滤波器和原滤波器系数之间需满足如下关系：

其中，h₂(n)为所增加逆滤波器的冲激响应，δ(n)为单位冲激响应；当两个滤波器系数满足上述条件时，结合卷积的交换特性，逆滤波器输出信号

表示为：

利用已知的h₁(n)和δ(n)来求解逆滤波器系数h₂(n)，用原滤波器系数h₁(n)构造Toeplitz卷积核矩阵，将

等式改写成矩阵乘积表示如下：

令上式最左侧的卷积核矩阵记为C，由于卷积核矩阵各列之间的相关性，导致矩阵C一般不满秩，因此上式并不存在唯一解，故利用最小二乘法求其近似解，最小二乘的解表示为：

h₂(n)＝(C^TC)^-1C^Tδ(N-M)

其中，h₂(n)＝[h₂(0),h₂(1),…,h₂(M-1)]^T即为所求逆滤波器的系数，M为滤波器阶数；

S302.利用设计好的逆滤波器对基带数字干扰信号k(n)逆滤波：

设计好逆滤波器系数后，利用设计好的逆滤波器对基带数字干扰信号k(n)逆滤波，得到还原的干扰信号y(n)。

S4.利用完整带宽的干扰信号进行邻道干扰的重建与抵消。

所述步骤S4包括以下子步骤：

S401.邻道干扰重建：

利用恢复出完整带宽内的干扰信号y(n)，通过带宽与接收机带宽相同的滤波器，得到接收机带宽内的干扰信号

S402.邻道干扰消除：

假设接收机的接收通道，经过一系列滤波，下变频，模数转换等操作得到的基带数字合信号r(n)为：

r(n)＝z(n)+s(n)+w(n)

其中，z(n)为接收到的接收机带宽内的干扰信号，s(n)为期望信号，w(n)为接收机噪声；从r(n)中减去还原得到的接收机带宽内干扰信号

得到：

r′(n)＝Δz(n)+s(n)+w(n)

其中，r′(n)为邻道干扰消除后得到的信号，

为残余干扰信号；为保证干扰抵消效果，重建干扰信号的幅度和相位需要微调，同时接收支路模数转换输出端需增加时延调整电路以使合信号中需要消除的干扰信号与重建干扰信号在时域上波形严格对齐，最终使抵消后的残余干扰功率为最小。

一种基于逆滤波的邻道干扰抑制方法所构建的干扰抑制装置，包括干扰发射机和接收机；

所述干扰发射机用于产生干扰信号并传输给接收机；

所述接收机，用于接收期望信号和干扰信号的合信号，还原需要消除的干扰信号，并对接收到的合信号进行干扰消除，得到所需的期望接收信号。

所述干扰发射机包括DAC、上变频器、功放和干扰发射天线，待发射的基带干扰信号依次通过DAC、上变频器传输给功放，由功放进行放大后经干扰发射天线向外发射。

所述接收机包括：

接收天线，用于接收期望信号和干扰信号的合信号；

辅助支路，用于从接收到的合信号中还原出需要消除的干扰信号；

接收支路，用于根据还原得到的干扰信号对合信号进行干扰消除，得到所需的期望接收信号；

所述接收支路包括第一带通滤波器、第一下变频器、第一ADC、时间同步模块和干扰抵消模块；所述辅助支路包括辅助支路包括第二带通滤波器、第二下变频器、第二ADC、逆滤波器、干扰重建模块和微调模块；

所述第二带通滤波器的输入端与接收天线连接，用于滤除合信号中干扰信号的带外非线性分量，得到带限干扰，第二带通滤波器的输出端依次通过第二下变频器、第二ADC后得到基带数字干扰信号传输给逆滤波器；所述逆滤波器用于将基带数字干扰信号还原为完整带宽干扰，并传输给扰重建模块进行干扰重建，由微调模块进行调整，使得接收干扰信号与重建干扰信号在时域上波形严格对齐，并传输给接收支路的干扰抵消模块；

所述第一带通滤波器的输入端与接收天线连接，用于滤除接收机带宽外的干扰与噪声，第一带通滤波器的输出端通过第一下变频器、第一ADC后传输给时间同步模块，由时间同步模块将需要消除的干扰信号与重建干扰信号进行时间对齐后，传输给干扰抵消模块，干扰抵消模块根据微调模块输出的信号对时间同步模块输出的信号进行干扰消除，输出期望接收信号。

优选地，辅助支路中的第二带通滤波器和第二ADC带宽与发射机信道带宽相等。

本发明的有益效果是：本发明考虑到现有邻道干扰消除技术中存在的降低通信距离、宽带ADC成本等问题，提出一种基于逆滤波的邻道干扰抑制方法和装置，在不影响通信距离的同时显著降低了对采样ADC的带宽需求，有利于邻道干扰抑制方法的工程应用。

附图说明

图1为本发明的方法流程图；

图2为本发明的装置原理框图；

图3为实施例中不同方案的邻道干扰抑制性能对比示意图；

图4为实施例中不同逆滤波器阶数对本发明邻道干扰抑制性能影响示意图。

具体实施方式

下面结合附图进一步详细描述本发明的技术方案，但本发明的保护范围不局限于以下所述。

如图1所示，一种基于逆滤波的邻道干扰抑制方法，包括以下步骤：

S1.利用带通滤波器滤除干扰信号的带外非线性分量；

其中，所述步骤S1包括以下子步骤：

S101.利用接收机接收不同频点处的干扰信号z(t)与期望信号s(t)的合信号r(t)：

设干扰发射机工作频率为ω₂，接收机工作频率为ω₁，干扰发射机信道和接收机信道相邻且有ω₂＜ω₁，因此在接收机接收到的合信号r(t)包括干扰信号z(t)和期望信号s(t)，其中：

r(t)＝z(t)+s(t)+w(t)

式中，干扰z(t)的频点为ω₂，但其带外非线性分量泄露至接收机工作频带内，w(t)表示接收机噪声；

S102.利用带通滤波器滤除合信号r(t)中干扰信号z(t)的带外非线性分量，得到带限干扰k(t)：

利用带通滤波器通带范围滤除合信号r(t)中干扰信号z(t)的带外非线性分量，得到带限信号k(t)，此时k(t)中只有干扰信号的带内分量，带内分量包括信号线性分量和带内非线性分量，干扰信号带外非线性分量被全部滤除，其中带通滤波器带宽与干扰发射机信道带宽相等。

S2.将得到的带限信号下变频后送至窄带ADC采样，得到带限基带信号；

所述步骤S2包括以下子步骤：

S201.将带限干扰k(t)下变频：

利用工作频点为ω₂的本振对带限干扰进行下变频，得到基带信号k′(t)；

S202.对基带带限干扰k′(t)进行模数转换：

利用窄带模数转换器对基带带限干扰k′(t)进行采样，得到基带数字干扰信号k(n)，其中窄带模数转换器带宽与干扰发射机信道带宽相等。

S3.将带限基带信号通过逆滤波恢复出完整带宽的干扰信号；

所述步骤S3包括以下子步骤：

S301.设计逆滤波器系数：

将信号滤波的过程表示为两个信号的线性卷积：

其中，y(n)是滤波器输出信号，x(n)是滤波器输入信号，而h₁(n)是滤波器冲激响应。

假设级联的逆滤波器和原滤波器系数之间需满足如下关系：

其中，h₂(n)为所增加逆滤波器的冲激响应，δ(n)为单位冲激响应；当两个滤波器系数满足上述条件时，结合卷积的交换特性，逆滤波器输出信号

表示为：

利用已知的h₁(n)和δ(n)来求解逆滤波器系数h₂(n)，用原滤波器系数h₁(n)构造Toeplitz卷积核矩阵，将

等式改写成矩阵乘积表示如下：

令上式最左侧的卷积核矩阵记为C，由于卷积核矩阵各列之间的相关性，导致矩阵C一般不满秩，因此上式并不存在唯一解，故利用最小二乘法求其近似解，最小二乘的解表示为：

h₂(n)＝(C^TC)^-1C^Tδ(N-M)

其中，h₂(n)＝[h₂(0),h₂(1),…,h₂(M-1)]^T即为所求逆滤波器的系数，M为滤波器阶数；在具体实施例中可根据实际工程需要预先设定。

S302.利用设计好的逆滤波器对基带数字干扰信号k(n)逆滤波：

设计好逆滤波器系数后，利用设计好的逆滤波器对基带数字干扰信号k(n)逆滤波，得到还原的干扰信号y(n)。

S4.利用完整带宽的干扰信号进行邻道干扰的重建与抵消。

所述步骤S4包括以下子步骤：

S401.邻道干扰重建：

利用恢复出完整带宽内的干扰信号y(n)，通过带宽与接收机带宽相同的滤波器，得到接收机带宽内的干扰信号

S402.邻道干扰消除：

假设接收机的接收通道，经过一系列滤波，下变频，模数转换等操作得到的基带数字合信号r(n)为：

r(n)＝z(n)+s(n)+w(n)

其中，z(n)为接收到的接收机带宽内的干扰信号，s(n)为期望信号，w(n)为接收机噪声；从r(n)中减去还原得到的接收机带宽内干扰信号

得到：

r′(n)＝Δz(n)+s(n)+w(n)

其中，r′(n)为邻道干扰消除后得到的信号，

为残余干扰信号；为保证干扰抵消效果，重建干扰信号的幅度和相位需要微调，同时接收支路模数转换输出端需增加时延调整电路以使合信号中需要消除的干扰信号与重建干扰信号在时域上波形严格对齐，最终使抵消后的残余干扰功率为最小。

在本申请的实施例中，使合信号中需要消除的干扰信号与重建干扰信号在时域上波形严格对齐的方法如下：利用滑动相关法，将两个需要对齐的信号滑动求互相关值，当出现滑动相关峰时，即达到了两信号时间对齐。

如图2所示，一种基于逆滤波的邻道干扰抑制方法所构建的干扰抑制装置，包括干扰发射机和接收机；

所述干扰发射机用于产生干扰信号并传输给接收机；

所述接收机，用于接收期望信号和干扰信号的合信号，还原需要消除的干扰信号，并对接收到的合信号进行干扰消除，得到所需的期望接收信号。

所述干扰发射机包括DAC、上变频器、功放和干扰发射天线，待发射的基带干扰信号依次通过DAC、上变频器传输给功放，由功放进行放大后经干扰发射天线向外发射。

所述接收机包括：

接收天线，用于接收期望信号和干扰信号的合信号；

辅助支路，用于从接收到的合信号中还原出需要消除的干扰信号；

接收支路，用于根据还原得到的干扰信号对合信号进行干扰消除，得到所需的期望接收信号；

所述接收支路包括第一带通滤波器、第一下变频器、第一ADC、时间同步模块和干扰抵消模块；所述辅助支路包括辅助支路包括第二带通滤波器、第二下变频器、第二ADC、逆滤波器、干扰重建模块和微调模块；

所述第二带通滤波器的输入端与接收天线连接，用于滤除合信号中干扰信号的带外非线性分量，得到带限干扰，第二带通滤波器的输出端依次通过第二下变频器、第二ADC后得到基带数字干扰信号传输给逆滤波器；所述逆滤波器用于将基带数字干扰信号还原为完整带宽干扰，并传输给扰重建模块进行干扰重建，由微调模块进行调整，使得接收干扰信号与重建干扰信号在时域上波形严格对齐，并传输给接收支路的干扰抵消模块；

所述第一带通滤波器的输入端与接收天线连接，用于滤除接收机带宽外的干扰与噪声，第一带通滤波器的输出端通过第一下变频器、第一ADC后传输给时间同步模块，由时间同步模块将需要消除的干扰信号与重建干扰信号进行时间对齐后，传输给干扰抵消模块，干扰抵消模块根据微调模块输出的信号对时间同步模块输出的信号进行干扰消除，输出期望接收信号。

在本申请的实施例中，辅助支路中的第二带通滤波器和第二ADC带宽与发射机信道带宽相等。

为验证本发明所提方法用于邻道干扰抑制的可行性，以及分析信号恢复误差对邻道干扰抑制性能的影响，利用Matlab软件对基于时域逆滤波的邻道干扰抑制性能进行了仿真。同现有无线通信设备发射频谱模板要求保持一致，仿真中设定干扰信号带外抑制比不小于45dB，并假定信道为加性高斯白噪声模型。具体的实施例参数设置如下表所示：

图3给出了当干扰信号信噪比设定为45dB时，利用宽带ADC方法和本发明方法进行邻道干扰抑制后的残余干扰功率谱密度，为方便和干扰信号对比，图中将邻道干扰和残余干扰频谱搬移到接收机频率上表示。图中干扰信号曲线对应天线所接收干扰信号，其中发射机信道中心频率等效为零频率，接收机信道中心频率等效为40MHz。发射机干扰信号旁瓣经接收机带通滤波器滤波后形成邻道干扰，对应图中邻道干扰曲线。利用带限ADC采样并经逆滤波恢复，经过抵消后的残余干扰对应图中1024阶逆滤波器残余干扰曲线。相同参数设定下原宽带ADC采样接收机的残余干扰对应图中宽带ADC方法残余干扰曲线。从图3可以看出，宽带ADC方法由于不存在信号恢复误差，能够将邻道干扰抑制在接收机底噪电平附近。而本发明所提方法由于在逆滤波过程中会引入恢复误差，导致残余干扰要大于宽带ADC方法，但只要保证信号恢复误差足够小，所提方法的邻道干扰抑制性能就能够趋近宽带ADC方法，例如图中1024阶逆滤波器残余干扰就已经十分接近宽带ADC方法残余干扰。若继续提高逆滤波器阶数，信号恢复误差会进一步减小，但受接收机底噪电平限制，此时邻道干扰抑制性能不会再有明显提升。因此在干扰信号信噪比为45dB条件下，所提方法使用1024阶逆滤波器就可以达到与宽带ADC方法相当的邻道干扰抑制性能。

图4给出了干扰信号信噪比增大到60dB时两种方法的邻道干扰抑制结果。当干扰信号信噪比增大时，宽带ADC方法残余干扰会随着接收机底噪电平一同降低。而所提方法由于逆滤波器阶数不变，信号恢复误差及残余干扰均保持不变。此时只能通过增大逆滤波器阶数以减小信号恢复误差，从而缩小所提方法与宽带ADC方法在邻道干扰抑制性能上的差距。如图4所示，当逆滤波器阶数增大至2048阶时，所提方法将邻道干扰重新抑制到与宽带ADC方法相当的水平。

这里已经对本发明进行了详细地描述及证明，使本领域的技术人员可以理解及应用本发明。对于所属领域的普通技术人员来说，在上述说明的基础上还可以做出其他不同形式的变化或变动。而本领域人员所进行的改动和变化不脱离本发明的精神和范围，则都应在本发明所附权利要求的保护范围内。

Claims (7)

1.一种基于逆滤波的邻道干扰抑制方法，其特征在于：包括以下步骤：

S1.利用带通滤波器滤除干扰信号的带外非线性分量；

S2.将得到的带限信号下变频后送至窄带ADC采样，得到带限基带信号；

S3.将带限基带信号通过逆滤波恢复出完整带宽的干扰信号；

所述步骤S3包括以下子步骤：

S301.设计逆滤波器系数：

将信号滤波的过程表示为两个信号的线性卷积：

其中，y(n)是滤波器输出信号，x(n)是滤波器输入信号，而h₁(n)是滤波器冲激响应；

假设级联的逆滤波器和原滤波器系数之间需满足如下关系：

其中，h₂(n)为所增加逆滤波器的冲激响应，δ(n)为单位冲激响应；当两个滤波器系数满足上述条件时，结合卷积的交换特性，逆滤波器输出信号

表示为：

利用已知的h₁(n)和δ(n)来求解逆滤波器系数h₂(n)，用原滤波器系数h₁(n)构造Toeplitz卷积核矩阵，将

等式改写成矩阵乘积表示如下：

令上式最左侧的卷积核矩阵记为C，由于卷积核矩阵各列之间的相关性，导致矩阵C一般不满秩，因此上式并不存在唯一解，故利用最小二乘法求其近似解，最小二乘的解表示为：

h₂(n)＝(C^TC)^-1C^Tδ(N-M)

其中，N为原滤波器阶数，h₂(n)＝[h₂(0),h₂(1),…,h₂(M-1)]^T即为所求逆滤波器的系数，M为逆滤波器阶数；

S302.利用设计好的逆滤波器对基带数字干扰信号k(n)逆滤波：

设计好逆滤波器系数后，利用设计好的逆滤波器对基带数字干扰信号k(n)逆滤波，得到还原的干扰信号y(n)；

S4.利用完整带宽的干扰信号进行邻道干扰的重建与抵消。

2.根据权利要求1所述的一种基于逆滤波的邻道干扰抑制方法，其特征在于：所述步骤S1包括以下子步骤：

S101.利用接收机接收不同频点处的干扰信号z(t)与期望信号s(t)的合信号r(t)：

设干扰发射机工作频率为ω₂，接收机工作频率为ω₁，干扰发射机信道和接收机信道相邻且有ω₂＜ω₁，因此在接收机接收到的合信号r(t)包括干扰信号z(t)和期望信号s(t)，其中：

r(t)＝z(t)+s(t)+w(t)

式中，干扰z(t)的频点为ω₂，但其带外非线性分量泄露至接收机工作频带内，w(t)表示接收机噪声；

S102.利用带通滤波器滤除合信号r(t)中干扰信号z(t)的带外非线性分量，得到带限干扰k(t)：

利用带通滤波器通带范围滤除合信号r(t)中干扰信号z(t)的带外非线性分量，得到带限信号k(t)，此时k(t)中只有干扰信号的带内分量，带内分量包括信号线性分量和带内非线性分量，干扰信号带外非线性分量被全部滤除，其中带通滤波器带宽与干扰发射机信道带宽相等。

3.根据权利要求1所述的一种基于逆滤波的邻道干扰抑制方法，其特征在于：所述步骤S2包括以下子步骤：

S201.将带限干扰k(t)下变频：

利用工作频点为ω₂的本振对带限干扰进行下变频，得到基带信号k′(t)；

S202.对基带带限干扰k′(t)进行模数转换：

利用窄带模数转换器对基带带限干扰k′(t)进行采样，得到基带数字干扰信号k(n)，其中窄带模数转换器带宽与干扰发射机信道带宽相等。

4.根据权利要求1所述的一种基于逆滤波的邻道干扰抑制方法，其特征在于：所述步骤S4包括以下子步骤：

S401.邻道干扰重建：

利用恢复出完整带宽内的干扰信号y(n)，通过带宽与接收机带宽相同的滤波器，得到接收机带宽内的干扰信号

S402.邻道干扰消除：

假设接收机的接收通道，经过一系列滤波，下变频，模数转换等操作得到的基带数字合信号r(n)为：

r(n)＝z(n)+s(n)+w(n)

其中，z(n)为接收到的接收机带宽内的干扰信号，s(n)为期望信号，w(n)为接收机噪声；从r(n)中减去还原得到的接收机带宽内干扰信号

得到：

r′(n)＝Δz(n)+s(n)+w(n)

其中，r′(n)为邻道干扰消除后得到的信号，

为残余干扰信号；为保证干扰抵消效果，重建干扰信号的幅度和相位需要微调，同时接收支路模数转换输出端需增加时延调整电路以使合信号中需要消除的干扰信号与重建干扰信号在时域上波形严格对齐，最终使抵消后的残余干扰功率为最小。

5.根据权利要求1～4中任意一项所述的一种基于逆滤波的邻道干扰抑制方法所构建的干扰抑制装置，其特征在于：包括干扰发射机和接收机；

所述干扰发射机用于产生干扰信号并传输给接收机；

所述接收机，用于接收期望信号和干扰信号的合信号，还原需要消除的干扰信号，并对接收到的合信号进行干扰消除，得到所需的期望接收信号。

6.根据权利要求5所述的一种基于逆滤波的邻道干扰抑制方法所构建的干扰抑制装置，其特征在于：所述干扰发射机包括DAC、上变频器、功放和干扰发射天线，待发射的基带干扰信号依次通过DAC、上变频器传输给功放，由功放进行放大后经干扰发射天线向外发射。

7.根据权利要求5所述的一种基于逆滤波的邻道干扰抑制方法所构建的干扰抑制装置，其特征在于：所述接收机包括：

接收天线，用于接收期望信号和干扰信号的合信号；

辅助支路，用于从接收到的合信号中还原出需要消除的干扰信号；

接收支路，用于根据还原得到的干扰信号对合信号进行干扰消除，得到所需的期望接收信号；

所述接收支路包括第一带通滤波器、第一下变频器、第一ADC、时间同步模块和干扰抵消模块；所述辅助支路包括辅助支路包括第二带通滤波器、第二下变频器、第二ADC、逆滤波器、干扰重建模块和微调模块；

所述第二带通滤波器的输入端与接收天线连接，用于滤除合信号中干扰信号的带外非线性分量，得到带限干扰，第二带通滤波器的输出端依次通过第二下变频器、第二ADC后得到基带数字干扰信号传输给逆滤波器；所述逆滤波器用于将基带数字干扰信号还原为完整带宽干扰，并传输给扰重建模块进行干扰重建，由微调模块进行调整，使得接收干扰信号与重建干扰信号在时域上波形严格对齐，并传输给接收支路的干扰抵消模块；

所述第一带通滤波器的输入端与接收天线连接，用于滤除接收机带宽外的干扰与噪声，第一带通滤波器的输出端通过第一下变频器、第一ADC后传输给时间同步模块，由时间同步模块将需要消除的干扰信号与重建干扰信号进行时间对齐后，传输给干扰抵消模块，干扰抵消模块根据微调模块输出的信号对时间同步模块输出的信号进行干扰消除，输出期望接收信号。

Images