CN110649933B - 基于干扰信号带外分量卷积反演的邻道干扰抑制接收机 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于干扰信号带外分量卷积反演的邻道干扰抑制接收机，涉及信号处理装置技术领域。所述邻道干扰抑制接收机包括：接收天线，用于接收发射机发射的具有干扰信号帧的信号；信号处理模块，用于对接收天线接收到的信号进行处理，去除接收到的干扰信号；接收机本体，用于接收所述反演模块处理后信号，对接收的信号进行处理。所述接收机不再需要宽带ADC进行采样，能有效简化接收机电路结构并降低接收机成本，且通过上述方法对接收到的信号进行处理，干扰抑制能力损失小于6 dB，且邻道干扰INR越大，干扰抑制能力损失越小。

Description

基于干扰信号带外分量卷积反演的邻道干扰抑制接收机

技术领域

本发明涉及信号处理方法技术领域，尤其涉及一种基于干扰信号带外分量卷积反演的邻道干扰抑制接收机。

背景技术

在无线通信设备密集的有限空间内，如车载通信平台或智能家居环境中，发射机和接收机距离较近，大功率发射信号的非线性分量，会对相邻信道的接收信号造成干扰，致使通信质量下降，严重时会堵塞工作在邻道频段的接收机，导致通信中断。

以无线局域网为例，依照802.11n标准所规定的设备发射频谱模板的要求，在发射功率为+20dBm，接收机底噪电平为-90dBm条件下，发射信号非线性分量最大可达0dBm。根据自由空间传播损耗公式可以计算出当收、发信机间隔5m时，接收机中引入的邻道干扰干噪比(Interference-to-NoiseRatio,INR)约有40dB，间隔0.5m时引入的邻道干扰INR可达60dB，并且当发射功率提升或***工作频率降低时邻道干扰INR还会进一步增大。高强度的邻道干扰会严重降低期望信号的接收质量。

为解决无线通信设备间的邻道干扰问题，人们开展了利用抵消技术主动抑制邻道干扰的相关研究，其原理是通过在接收机构建辅助支路，对干扰信号的非线性参数进行估计，重建干扰抵消信号，最终从接收信号中减去该重建信号以达到抑制干扰的目的，能有效改善期望信号的接收信噪比。

现有技术中所提的辅助支路架构邻道干扰抑制接收机中，天线接收信号通过耦合器后分为两路：接收支路中得到包含有邻道干扰和噪声的期望信号；而辅助支路得到带有非线性失真的干扰信号，从而能够估计非线性参数，重建干扰抵消信号。上述方法硬件结构复杂，为准确表征干扰信号非线性特征，辅助支路带宽应包括干扰信号全部非线性失真，通常为信道带宽的3～5倍，对应所需(analog-to-digitalconverter)ADC采样率至少为信道带宽的6～10倍，而宽带ADC会大幅增加接收机成本。为减轻对宽带ADC的依赖，现有技术中有的利用时域逆滤波方法对带限信号频谱外推以恢复原始信号；有的利用维纳逆滤波方法卷积反演带限信号以恢复完整带宽信号；有的提出一种窄带反馈数字预失真技术，用来消除反馈通路带宽受限对信号恢复带来的影响；还有的提出一种逐步逼近系数的方法，以减小滤波器带宽限制对恢复信号误差的影响。

但在上述研究中，均是利用信号带限后的带内分量(包括线性分量和带内非线性分量)卷积反演去外推带外非线性分量。由于形成带外非线性分量的等效带通滤波器在低频和高频区域都有零点，而低频区域零点会给恢复信号波形带来较大失真，因此现有研究方法无法解决本申请的信号恢复问题。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是如何提供一种不再需要宽带ADC进行采样，能有效简化接收机电路结构并降低接收机成本的邻道干扰抑制接收机。

为解决上述技术问题，本发明所采取的技术方案是：一种基于干扰信号带外分量卷积反演的邻道干扰抑制接收机，其特征在于包括：

接收天线，用于接收发射机发射的具有干扰信号帧的信号；

信号处理模块，用于对接收天线接收到的信号进行处理，去除接收到的干扰信号；

接收机本体，用于接收所述反演模块处理后信号，对接收的信号进行处理。

进一步的技术方案在于：所述信号处理模块包括带通滤波器、下变频器、ADC模块、卷积反演模块、时延调整模块、信道估计干扰重建模块以及信号微调模块；所述接收天线接收到的信号依次经带通滤波器、变频器以及ADC模块进行处理后得到数字基带信号r[n]，数字基带信号通过卷积反演模块处理后恢复出带通滤波输入信号，然后再将恢复信号通过信道估计干扰重建模块处理，进行参数估计与干扰信号重建，同时在ADC模块的输出端添加时延调整电路，通过时延调整电路调整延时使接收到的干扰信号与重建的干扰信号在时域上波形对齐，利用恢复出的原始干扰信号进行参数估计与干扰抵消，去除接收到的信号中的干扰信号。

进一步的技术方案在于，卷积反演模块的处理方法如下：首先通过计算并消除信号帧之间的卷积耦合，由部分卷积信号帧构造出线性卷积信号帧，然后通过正则化方法修正最小二乘解并反演得到邻道干扰信号。

进一步的技术方案在于，线性卷积信号帧的构造方法如下：

设发射机干扰信号帧x[n]总长度为M，其中帧头长度为N，N阶FIR带通滤波器系数用h[n]表示，个数为N+1，且有M＞N+1，根据卷积定理，输出的线性卷积信号帧y[n]长度为N+M；

用矩阵乘积形式把滤波过程表示为：

y＝C·x (1)

其中:y为带通滤波后的信号或称观测数据，x为输入信号，卷积核矩阵C由滤波器系数h₀,h₁,h₂,…,h_N构造得出，Mbit输入信号x同C相乘，得到N+Mbit输出信号y，y的前Nbit可表示为：

其中x′_M-N+1,…,x′_M-1,x′_M是前一信号帧的后Nbit数据，x₁,x₂,…,x_M是当前帧数据；如式(2)所示，前一帧数据会一直影响到当前帧输出的第N行，也就是影响输出信号y的前Nbit；从第N+1行开始，前一帧数据完全移出寄存器，对当前帧不再产生影响；因此，前一帧对当前帧叠加的影响可表示为x′_M-N+1,x′_M-1,…,x′_M与C′矩阵中上三角矩阵的乘积向量zb′，如式(3)所示；该向量需要在后侧补M个零到N+Mbit，得到前一帧对当前帧的影响值zb；

卷积核矩阵和两个三角矩阵可由滤波器系数h[n]直接生成；通过缓存连续三帧观测信号，截取前一帧的后N/2bit和后一帧的前N/2bit，加上当前帧的Mbit，可以得到N+Mbit输出信号y；后一帧输入信号的前Nbit数据未知，但由于帧头信息都相同，因此可用已恢复信号x′的帧头来代替；

用输出信号y先减去前一帧对当前帧的影响值zb，再减去后一帧对当前帧的影响值za，即可消除相邻帧对当前帧所叠加的影响值，得到一帧线性卷积信号帧。

采用上述技术方案所产生的有益效果在于：本申请所述接收机利用接收的带外非线性信号分量，通过计算并消除相邻帧之间的耦合，由部分卷积信号帧构造出线性卷积信号帧，再通过正则化最小二乘方法卷积反演恢复原始干扰信号，然后利用恢复信号进行参数估计与干扰抵消。因此本申请所述接收机不再需要宽带ADC进行采样，能有效简化接收机电路结构并降低接收机成本，且通过上述方法对接收到的信号进行处理，干扰抑制能力损失小于6dB，且邻道干扰INR越大，干扰抑制能力损失越小。

附图说明

下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明。

图1是本发明实施例中所述接收机的原理框图；

图2是本发明实施例中卷积反演电路的原理框图；

图3是本发明实施例中卷积反演信号频谱示意图；

图4是本发明实施例中观测信号与叠加影响向量位置关系示意图；

图5是本发明实施例中恢复信号与输入信号波形对比图；

图6是本发明实施例中INR＝40dB和INR＝60dB条件下恢复误差的频谱图；

图7是本发明实施例中输入邻道干扰INR同信号恢复误差的关系图；

图8是本发明实施例中INR为40dB时反演信号及残余干扰频谱图；

图9是本发明实施例中INR为60dB时反演信号及残余干扰频谱图；

图10是本发明实施例中接收信号INR同邻道干扰抑制能力关系图。

具体实施方式

下面结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明的一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

在下面的描述中阐述了很多具体细节以便于充分理解本发明，但是本发明还可以采用其他不同于在此描述的其它方式来实施，本领域技术人员可以在不违背本发明内涵的情况下做类似推广，因此本发明不受下面公开的具体实施例的限制。

总体的，如图1所示，本发明实施例公开了一种基于干扰信号带外分量卷积反演的邻道干扰抑制接收机包括：

接收天线，用于接收发射机发射的具有干扰信号帧的信号；

信号处理模块，用于对接收天线接收到的信号进行处理，去除接收到的干扰信号；

接收机本体，用于接收所述反演模块处理后信号，对接收的信号进行处理。

设发射机中心频率为w₂，接收机中心频率为w₁，两频率位于相邻信道且有w₁>w₂；本申请中暂未考虑上、下变频和ADC量化误差所带来的影响。

进一步的，如图1所示，所述信号处理模块包括带通滤波器、下变频器、ADC模块、卷积反演模块、时延调整模块、信道估计干扰重建模块以及信号微调模块；所述接收机中卷积反演电路代替辅助支路射频前端，接收机仅剩一路射频前端支路，包括带通滤波器、下变频器和ADC，且ADC带宽与接收机信道带宽相等。在得到ADC输出的数字基带信号r[n]后，通过卷积反演恢复出带通滤波输入信号，具体卷积反演电路如图2所示。然后再利用恢复信号进行参数估计与干扰信号重建，可避免原辅助支路架构接收机必须依赖宽带ADC进行采样的问题。由于数字基带信号r[n]经过卷积反演、信道估计与干扰重建电路处理后，会引入额外延时，因而在ADC输出端需添加时延调整电路，通过调整延时使接收干扰信号与重建干扰信号在时域上波形严格对齐，以使干扰抵消后的残余干扰最小化。

接收机原理：

在同址接收机中，经过带通滤波器、下变频和ADC后的数字基带信号r[n]可表示为：

其中z[n]是天线所接收的发射机干扰信号，w[n]为信道传输过程中引入的噪声，e[n]为待接收的期望信号，h[n]为带通滤波器的冲击响应。由于w[n]和e[n]自身幅度较小，干扰信号z[n]为信号r[n]的主体分量，经过上变频处理后的信号k[n]可近似表示为：

其中：w′₂为接收机第二本振频率，且有w′₂≈w₂。则k[n]是载频为w₁-w′₂的带通信号，k[n]和z[n]的对应等效基带频谱如图3所示。不难看出，实际上k[n]是z[n]经过等效中心频率为w₁-w′₂的带通滤波器滤波后的带外非线性分量，而卷积反演电路的目的是利用接收机已知的k[n]和h[n]去恢复带通滤波前的信号z[n]。

设卷积反演电路冲击响应为h′[n]，则经过卷积反演并进行频谱二次搬移后，信号y[n]可表示为

理想情况下卷积反演电路冲击响应特性满足：

h[n]*h′[n]＝δ[n] (4)

此时信道估计与干扰重建电路输入为：

y[n]＝z[n]+w[n]+e[n] (5)

恢复信号y[n]正好等于带通滤波器原始输入信号，即为原辅助支路架构接收机宽带ADC的输出。得到恢复信号y[n]后，再进行非线性参数估计与干扰信号重建等后续步骤，即可完成邻道干扰的抑制。

根据残余干扰的表达式，可推出基于卷积反演邻道干扰抑制的残余干扰d[n]可表示为：

其中

为接收的邻道干扰信号；

为接收机中重建的干扰信号，α表示估计电路的偏差系数；d′[n]为由收、发信机频偏和信道噪声构成的固有残余干扰。

由式(6)可以看出，当卷积反演电路冲击响应h′[n]满足理想特性时，残余干扰表达式与现有技术相同，两者的邻道干扰抑制性能相当。但实际电路特性h′[n]只能是逼近理想特性，因此最终估计误差除包含原有偏差系数α所引起的误差外，h[n]*h′[n]卷积特性不理想会进一步增大重建干扰和接收干扰的偏差，造成抵消后的残余干扰变大，导致邻道干扰抑制能力变差。

带外非线性信号分量的卷积反演：

最小二乘病态解的正则化：

由图3可以看出，作为邻道干扰的带外非线性信号分量实际是干扰信号的等效带通滤波信号。对于有扰观测下的带通滤波，信号处理过程可表示为

Y＝CX+d (7)

其中Y为滤波输出信号或称观测数据，C为卷积核矩阵，X为输入信号，d为噪声。式(7)的最小二乘解为

当观测方程病态时，式(8)中矩阵C^TC的条件数非常大，求逆极不稳定，导致解的不适定性(ill-posed)，因而需要进行正则化处理。

Tikhonov正则化是用于解决病态问题的一种常用方法，它将最小二乘问题转换为如下问题

min{||Cx-y||₂+l||x||₂} (9)

其中||Cx-y||₂表示数据拟合误差，||x||₂用于控制解的平滑性，l为正则化参数。

令||Cx-y||₂+l||x||₂对x的一阶导数等于零，可得到最终解为

x_l＝(C^TC+l)^-1C^Ty (10)

在式(10)中，由于C和y都是已知量，最终解的误差完全由变量l决定，因此正则化参数l的取值变得非常关键。实际应用中用于确定正则化参数的方法很多，L曲线法和广义交叉检验方法(GCV方法)是最常用的两种方法。

由于上述最小二乘方法只能对有限长度的数据进行计算，因此要求带通滤波器输入、输出均为信号帧形式。设输入信号帧x[n]长度为M，其中帧头长度为N；N阶FIR带通滤波器系数用h[n]表示，个数为N+1，且有M>N+1；根据卷积定理，输出的线性卷积信号帧y[n]长度为N+M。

而实际FIR滤波器为流水线工作方式，输入信号帧为M bit，输出信号帧同样也为Mbit，为线性卷积结果N+M的一部分，称为部分卷积^[12]，说明在卷积过程中当前帧和相邻前后两帧均会产生耦合。必须设法解除信号前后帧之间的耦合才能正确恢复当前信号帧，也就是首先要通过观测得到的Mbit部分卷积信号帧构造出N+Mbit线性卷积信号帧。

线性卷积信号帧的构造：

在信号处理中常用的边界延拓方法包括：1)零值延拓：即向两侧延拓的信号都以零值电平来表示；2)对称延拓：即用当前信号两侧的边缘值向外进行延拓；3)周期延拓：即以当前信号为基准，形成周期重复信号，再截短为指定长度以达到延拓的目的。

利用上述方法所构造的延拓信号显然与真实信号误差较大。又由于卷积核矩阵的病态问题，导致引入误差都会被放大并反映到恢复信号的波动上。因此需要寻找新的方法以尽可能减小构造线性卷积信号时引入的误差。

设N阶FIR带通滤波器的系数为h[n]＝[h₀,h₁,h₂,...,h_N]，则由h[n]为基底构造的Toeplitz矩阵称为卷积核矩阵。实际FIR滤波器卷积过程用矩阵表示如式(11)所示，其中C为(N+M)*M阶卷积核矩阵，x为输入信号，y为输出信号，C′矩阵在式中仅用于辅助说明前一帧和当前帧的耦合关系，并无实际存在意义。

卷积核矩阵C中沿主对角线为滤波器系数h₀,h₁,h₂,...,h_N的顺序排列，同输入信号相乘的效果等效于输入信号逐次移位后再与滤波器系数相乘。M bit输入信号x同卷积核矩阵C相乘，得到N+M bit列向量输出信号y。

线性卷积信号帧的构造方法如下：

设发射机干扰信号帧x[n]总长度为M，其中帧头长度为N，N阶FIR带通滤波器系数用h[n]表示，个数为N+1，且有M＞N+1，根据卷积定理，输出的线性卷积信号帧y[n]长度为N+M；

用矩阵乘积形式把滤波过程表示为：

y＝C·x (12)

其中:y为带通滤波后的信号或称观测数据，x为输入信号，卷积核矩阵C由滤波器系数h₀,h₁,h₂,…,h_N构造得出，M bit输入信号x同C相乘，得到N+M bit输出信号y，y的前Nbit可表示为：

其中x′_M-N+1,…,x′_M-1,x′_M是前一信号帧的后Nbit数据，x₁,x₂,…,x_M是当前帧数据；如式(13)所示，前一帧数据会一直影响到当前帧输出的第N行，也就是影响输出信号y的前Nbit；从第N+1行开始，前一帧数据完全移出寄存器，对当前帧不再产生影响；因此，前一帧对当前帧叠加的影响可表示为x′_M-N+1,x′_M-1,…,x′_M与C′矩阵中上三角矩阵的乘积向量zb′，如式(14)所示；该向量需要在后侧补M个零到N+Mbit，得到前一帧对当前帧的影响值zb；

同理，将卷积核矩阵C的主对角线元素继续向右侧延拓，可以得到一个下三角矩阵。后一帧对当前帧的影响即为后一帧前N bit同下三角矩阵的N bit乘积列向量，该列向量需要在前侧补M个零到N+M bit长度，得到后一帧对当前帧的影响向量za。观测信号与两个叠加影响向量的对应位置关系如图4所示，图4中各向量均以转置方式给出。

在上述信号运算过程中，卷积核矩阵C和两个三角矩阵可由滤波器系数h[n]直接构造生成。通过缓存连续三帧观测数据，截取前一帧的后N/2bit和后一帧的前N/2bit，加上当前帧的M bit，可以得到N+M bit输出信号y。已恢复信号x′也需要在接收机缓存一帧，以便计算前一帧对当前帧的影响值。后一帧输入信号的前N bit数据未知，但由于各信号帧帧头数据相同，因此可用已恢复信号x′的帧头数据来代替。

用输出信号y先减去前一帧的影响值zb，再减去后一帧的影响值za，即可消除前一帧和后一帧输入信号对当前输出帧所叠加的影响值，从而得到线性卷积信号帧。

利用上述方法构造的线性卷积信号，其引入误差要明显小于前文所述三种边界延拓方法的引入误差，从而减小了误差对恢复信号造成较大失真的可能性。但应用本构造方法时，恢复输出信号较观测信号有一帧的延迟，且帧头数据长度应不小于滤波器的阶数，以满足构造线性卷积信号的条件。

反演信号误差分析：

对卷积核矩阵C进行奇异值分解

其中U和V分别为m×m和n×n的维正交酉矩阵；∑＝diag(σ₁,…σn)，σ₁≥…≥σ_n＞0为矩阵C的奇异值。将矩阵C的奇异值分解表达式代入x_λ＝(C^TC+λ)^-1C^Ty，可得：

其中：f(σ_i)为过滤因子，由奇异值σ_i和正则化参数λ决定。当σ_i＞＞λ时有f(σ_i)≈1，对应σ_i的解保留；当σ_i＜＜λ时有f(σ_i)≈0，对应σ_i的解丢弃，由此可见过滤因子的作用是过滤掉小奇异值对解的贡献，以达到稳定解的作用。

Tikhonov正则化后的最小二乘解可表示为

最终得到的恢复信号与原始输入信号的误差为

由上式可见，最终恢复信号误差包括两部分：一部分由自身信号引起，当过滤因子f(σ_i)≈0时，极小值奇异解σ_i和对应观测数据被直接丢弃，从而造成恢复信号与原始信号之间的误差；另一部分由信道噪声引起，当过滤因子f(σ_i)≈1时，奇异解σ_i被保留，对应观测数据上引入的噪声也要经过病态矩阵放大，从而引起恢复信号的误差。

从线性卷积信号构造过程中也可以看出，在消除后一帧对当前帧影响时，由于后一帧帧头数据未知，是以前一帧帧头数据代替进行的计算，和实际接收的帧头数据存在误差。引入信道噪声越大，则恢复信号误差也越大，因此利用本申请所提方法信号恢复效果理论上应正比于接收干扰信号干噪比。

信号恢复效果与带通滤波器参数配置还有很大关系：当带通滤波器阶数设置为60阶，过渡带宽设置为10KHz不变时，改变阻带衰减值，所生成卷积核矩阵条件数如表1所示。阻带衰减值越大，则生成卷积核矩阵的条件数越大，矩阵的病态问题就越严重，方程求解对信号的扰动越敏感，因此在***配置时应尽量避免给滤波器设置过于苛刻的阻带衰减参数值。

表1不同阻带衰减值对应卷积核矩阵条件数

计算机仿真验证:

带外非线性信号分量卷积反演效果验证:

为验证本申请所提卷积反演方法的信号恢复效果，利用Matlab软件进行了仿真，仿真实验中各项参数设置如表2所示。

表2仿真实验参数设置

为便于衡量信号恢复效果，定义均方误差(Mean Squared Error,MSE)来表征反演信号与输入信号的差异：

其中

表示通过卷积反演恢复的信号，x[n]表示输入信号。

由于天线所接收干扰信号的旁瓣即为邻道干扰，因此干扰信号信噪比(Signal-to-Noise Ratio,SNR)越大，相应频谱展宽后的旁瓣越高，接收到的邻道干扰越大，因而邻道干扰INR和天线所接收的干扰信号SNR成正比，在本申请实验限定条件下两者关系近似为

INR_邻道干扰＝SNR_干扰信号-30dB (20)

当邻道干扰INR为40dB时，恢复信号与原始输入信号波形如图5所示，恢复信号MSE＝3.0578E-5。从图5中可以看出，时域波形失***要体现在信号的波峰及波谷处，对应于信号频谱中的高频分量。而当邻道干扰INR增大到60dB时，恢复信号MSE＝2.9458E-7，恢复信号误差有了明显减小，恢复信号波形几乎与输入信号完全重合。

邻道干扰INR分别为40dB和60dB时反演恢复信号与原始输入信号误差同频率的关系如图6所示。由于带通滤波器通带内的信号在接收机为已知，故恢复误差较小，反演信号误差主要集中于带外。只不过由于高频分量自身幅度较小，因此同样的恢复误差在高频分量上的作用表现得更为明显一些，正如图5中信号的时域波形所示，并且当邻道干扰INR由40dB增大到60dB时，低频分量和高频分量的恢复误差均有了明显减小。通过对不同频率引入误差信号的分析，也进一步验证了前面分析中所得出的结论，即信号恢复效果同邻道干扰INR成正比。

通过改变信道中叠加的高斯白噪声幅度，对不同邻道干扰INR下恢复信号MSE进行了统计，信号恢复误差同邻道干扰INR的关系如图7所示。

由图7可以看出，邻道干扰INR从20dB增大到60dB区间内，恢复信号MSE迅速减小；而INR在60dB以上，恢复信号MSE的改善趋势逐渐减缓。因为随着邻道干扰INR的增大，信道中高斯噪声幅度降低，构造线性卷积信号中引入的噪声也会逐渐减小。由于卷积核矩阵的病态特性，输入信号的微小扰动误差会造成最终解的较大波动，同理当输入信号扰动有改善时，最终解的改善程度也会更加明显。因而在邻道干扰INR改善初期对应恢复信号MSE会迅速下降，而当邻道干扰INR增大到一定程度后，信道特性逐渐趋近于无扰信道，此时恢复信号MSE改善程度也会逐渐减缓。

综上所述，当接收邻道干扰INR大于20dB时，利用卷积反演方法能够有效恢复等效带通滤波信号，且信号恢复效果与邻道干扰INR成正比。

基于卷积反演的邻道干扰抑制效果验证：

为验证所提方法用于邻道干扰抑制的可行性，以及恢复信号MSE对邻道干扰抑制性能的影响，本节利用Simulink对基于卷积反演的邻道干扰抑制性能进行了仿真验证。仿真中设定信道为高斯白噪声模型，***其余各项参数设置如表3所示。

表3仿真***参数设置

接收机在进行多项式系数估计时，设置多项式非线性阶数K＝5，记忆深度Q＝3来考察***对邻道干扰的抑制能力。

邻道干扰INR为40dB时，恢复信号及进行抑制后残余干扰的频谱如图8所示。为方便对比分析，将图中各信号均等效表示为数字基带信号。图中发射机信号曲线对应接收机天线所接收信号的频谱，其中发射机信道中心频率等效为零频率，接收机中心频率等效为50KHz。发射机信号旁瓣经接收机带通滤波器滤波后形成邻道干扰，对应图中邻道干扰信号曲线。通过卷积反演得到的恢复信号对应图中反演信号曲线。利用恢复信号进行参数估计与信号重建，经过抵消后的残余干扰对应图中残余干扰曲线，相同参数设定下原辅助信道架构接收机的残余干扰对应图中辅助支路架构方法残余干扰曲线。

从图8中可以看出，在60KHz以上的高频分量处及20KHz附近的低频分量处，反演信号和发射机信号存在较大误差，通带内反演信号频谱也略有起伏，此时对应恢复信号MSE＝3.0578E-5。在30KHz频点处，本申请方法能抑制约36dB的邻道干扰，而辅助支路架构方法能抑制约41dB的邻道干扰。此时卷积反演过程中引入的误差较大，从整个信道带宽来看，本申请所提方法较辅助支路架构方法干扰抑制能力平均损失约6dB。

图9为邻道干扰INR为60dB时恢复信号及残余干扰的频谱示意图。随着接收信号INR的增大，反演信号不仅60KHz以上高频分量误差有了明显减小，而且20KHz附近的低频分量以及通带内反演信号同发射机信号的重合度也更高，此时对应恢复信号MSE＝2.9458E-7。在30KHz频点处，本申请方法大约能抑制57dB的邻道干扰，而辅助支路架构方法能抑制约60dB的邻道干扰。此时卷积反演过程中引入的误差相比图8有一定程度改善，从整个信道带宽来看，本申请所提方法较辅助支路架构方法干扰抑制能力平均损失约4dB。

将图9同图8对比观察不难看出，随着接收邻道干扰INR的增加，卷积反演误差逐渐减小，恢复信号与原始输入信号相似程度越高，则所提方法的邻道干扰抑制能力同辅助支路架构方法越接近。

不同邻道干扰INR下，本申请所提方法与辅助支路架构方法的邻道干扰抑制能力如图10所示。从图中可以看出，邻道干扰INR越大说明接收到的邻道干扰越大，则经抵消后抑制的邻道干扰幅度越大，两种方法对邻道干扰抑制的总体趋势保持一致，从而证明了本申请所提方法的可行性和有效性。

同时由于信道噪声的存在和卷积核矩阵的病态特性，导致卷积反演恢复信号与原始输入信号存在误差，抵消后的残余干扰变大，造成本申请所提方法邻道干扰抑制能力较辅助支路架构方法有约3～6dB的损失，并且接收邻道干扰INR越大，恢复信号MSE越小，邻道干扰抑制能力的损失越小。

Claims (3)

1.一种基于干扰信号带外分量卷积反演的邻道干扰抑制接收机，其特征在于包括：

接收天线，用于接收发射机发射的具有干扰信号帧的信号；

信号处理模块，包括卷积反演模块，用于对接收天线接收到的信号进行处理，去除接收到的干扰信号；

接收机本体，用于接收所述卷积 反演模块处理后信号，对接收的信号进行处理；

所述信号处理模块还包括带通滤波器、下变频器、ADC模块、时延调整模块、信道估计干扰重建模块以及信号微调模块；所述接收天线接收到的信号依次经带通滤波器、变频器以及ADC模块进行处理后得到数字基带信号r[n]，数字基带信号通过卷积反演模块处理后恢复出带通滤波输入信号，然后再将恢复信号通过信道估计干扰重建模块处理，进行参数估计与干扰信号重建，同时在ADC模块的输出端添加时延调整电路，通过时延调整电路调整延时使接收到的干扰信号与重建的干扰信号在时域上波形对齐，利用恢复出的原始干扰信号进行参数估计与干扰抵消，去除接收到的信号中的干扰信号。

2.如权利要求1所述的基于干扰信号带外分量卷积反演的邻道干扰抑制接收机，其特征在于卷积反演模块的处理方法如下：首先通过计算并消除信号帧之间的卷积耦合，由部分卷积信号帧构造出线性卷积信号帧，然后通过正则化方法修正最小二乘解并反演得到邻道干扰信号。

3.如权利要求2所述的基于干扰信号带外分量卷积反演的邻道干扰抑制接收机，其特征在于线性卷积信号帧的构造方法如下：

设发射机干扰信号帧x[n]总长度为M，其中帧头长度为N，N阶FIR带通滤波器系数用h[n]表示，个数为N+1，且有M＞N+1，根据卷积定理，输出的线性卷积信号帧y[n]长度为N+M；

用矩阵乘积形式把滤波过程表示为：

y＝C·x (1)

其中:y为带通滤波后的信号或称观测数据，x为输入信号，卷积核矩阵C由滤波器系数h₀,h₁,h₂,…,h_N构造得出，Mbit输入信号x同C相乘，得到N+Mbit输出信号y，y的前Nbit可表示为：

其中x′_M-N+1,…,x′_M-1,x′_M是前一信号帧的后Nbit数据，x₁,x₂,…,x_M是当前帧数据；如式(2)所示，前一帧数据会一直影响到当前帧输出的第N行，也就是影响输出信号y的前Nbit；从第N+1行开始，前一帧数据完全移出寄存器，对当前帧不再产生影响；因此，前一帧对当前帧叠加的影响可表示为x′_M-N+1,x′_M-1,…,x′_M与C′矩阵中上三角矩阵的乘积向量zb′，如式(3)所示；该向量需要在后侧补M个零到N+Mbit，得到前一帧对当前帧的影响值zb；

卷积核矩阵和两个三角矩阵可由滤波器系数h[n]直接生成；通过缓存连续三帧观测信号，截取前一帧的后N/2bit和后一帧的前N/2bit，加上当前帧的M bit，可以得到N+M bit输出信号y；后一帧输入信号的前Nbit数据未知，但由于帧头信息都相同，因此可用已恢复信号x′的帧头来代替；

用输出信号y先减去前一帧对当前帧的影响值zb，再减去后一帧对当前帧的影响值za，即可消除相邻帧对当前帧所叠加的影响值，得到一帧线性卷积信号帧。

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