CN110798165A - 组合滤波器及其制造方法 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种组合滤波器及其制造方法，组合滤波器包括单相谐波滤波电路和电磁干扰滤波电路，单相谐波滤波电路的网侧电感与电磁干扰滤波电路的共模电感通过磁集成形成集成电感。本发明提出的一种组合滤波器，通过将单独位于火线上的逆变器侧电感L1和网侧电感L2等效拆分为分别位于火线和零线上的逆变器侧电感
和网侧电感
以使单相谐波滤波器的滤波电路为对称的滤波电路，然后将拆分后的单相谐波滤波电路的逆变器侧电感
网侧电感值与电磁干扰滤波电路的共模电感值LCM通过磁集成方法形成集成电感；通过本发明的技术方案，将避免共模(CM)噪声向差模(DM)噪声的转化，降低差模噪声的实测幅值，也减小了整个输出滤波器的体积和重量。
Description
技术领域
本发明涉及滤波器领域，尤其涉及一种组合滤波器及其制造方法。
背景技术
现有技术仅仅是在谐波或者电磁干扰滤波器的单一层面进行优化设计，没有将两者综合起来考虑，改善程度有限。另外，现有技术都是在传统的滤波器模型基础上做磁集成研究，而传统的单相谐波滤波器如LCL滤波器是非对称结构相对于L/N线，其会导致共模(common mode，CM)噪声向差模 (differential mode，DM)噪声的转化，增加差模噪声的实测幅值；而且现有的谐波滤波器和电磁干扰滤波器的逆变器输出滤波器的体积和重量大。
发明内容
本发明提供一种组合滤波器及其制造方法，其主要目的在于提供一种结构对称、谐波滤波器和电磁干扰滤波器电感磁集成的组合滤波器。
为实现上述目的，本发明还提供一种组合滤波器，包括单相谐波滤波电路和电磁干扰滤波电路，所述单相谐波滤波电路的网侧电感与所述电磁干扰滤波电路的共模电感通过磁集成形成集成电感。
可选地，所述单相谐波滤波电路包括连接于逆变器和电网之间的逆变器侧滤波电感、网侧滤波电感以及滤波电容，所述逆变器侧和网侧谐波滤波电感与所述电磁干扰滤波电路的共模电感通过磁集成形成集成电感。
可选地，所述集成电感包括磁芯和若干绕组，所述磁芯包括若干边柱和一中柱，第一绕组缠绕于若干边柱用于形成共模电感，第二绕组缠绕于所述中柱用于形成逆变器侧和网侧谐波滤波电感，所述中柱具有气隙。
可选地，所述磁芯为EE型磁芯，所述中柱通过气隙分为上中柱和下中柱，所述第一绕组依次缠绕于一边柱和另一边柱后、所述第一绕组的两条分支分别缠绕于所述上中柱和下中柱。
可选地，所述第二绕组的两条分支分别缠绕于所述上中柱和下中柱、且所述第二绕组的两分支位于所述第一绕组两分支的顶部。
为了实现上述目的，本发明还公开一种如上述组合滤波器的制造方法，所述方法包括：
步骤S10：对谐波滤波器进行对称拆分、以使谐波滤波器的滤波电路为对称的滤波电路；
步骤S20：建立电磁干扰滤波器的共、差模模型，通过共、差模模型确定电磁干扰滤波器的电感和电容值；
步骤S30：通过磁集成将谐波滤波器的的逆变器侧和网侧电感与电磁干扰滤波器的共模电感通过绕组和磁芯集成在同一个磁芯单元上。
可选地，所述步骤S10包括：
将单独位于火线上的逆变器侧电感L1和网侧电感L2等效拆分为分别位于火线和零线上的逆变器侧电感和网侧电感
以使单相谐波滤波器的滤波电路为对称的滤波电路；
确定逆变器侧电感
和网侧电感
的数值以及电容Cf的数值。
可选地，所述步骤S20包括：
步骤S201：建立电磁干扰滤波器的共、差模模型，根据共、差模模型得到等效共、差模滤波电路的***增益和***损耗，从而确定共模滤波器的高频衰减速率；
步骤S202：根据共模滤波器的高频衰减速率确定共模滤波器所需的截止频率，根据截止频率与谐振频率的关系、进一步确定共模电感的数值；
步骤S203：根据差模滤波电路的***增益和***损耗确定差模***损耗，根据差模***损耗确定高频衰减速率，通过高频衰减速率确定差模滤波电感的数值。
可选地，所述步骤S30包括：
步骤S301：采用EE型磁芯，若干绕组缠绕于所述EE型磁芯作谐波滤波电感，确定谐波滤波电感；
其中，确定谐波滤波电感包括：
步骤S3011：确定共模电感量；
EE型磁芯包括两个边柱和中柱，上、下中柱绕组作谐波滤波电感，两个边柱绕组N3作共模滤波电感，共模电感的漏感作为差模电磁干扰滤波电感；共模电感量如下公式(1)表示：
其中，N3为缠绕于两个边柱的绕组，RS，CM和RS，DM分别表示边柱绕组在共模激励下和中柱绕组在差模激励下的自感磁阻，MCM表示共模激励下边柱上任意两绕组间的互感；KM，CM为共模互感系数；
步骤S3012：确定谐波滤波电感量与中柱绕组的关系；
中柱绕组作谐波滤波电感，中柱绕组包括上中柱、下中柱绕组，上中柱、下中柱分别作为L线和N线上的谐波滤波电感，上中柱、下中柱的上绕组逆变器侧电感，上中柱、下中柱的下绕组构成网侧电感；
谐波滤波电感量与与中柱绕组的关系如下公式(2)表示：
N1为缠绕于上中柱和下中柱的绕组，N2为缠绕于上中柱和下中柱的绕组、且N2绕组位于所述N1绕组下方。
可选地，所述步骤S30在所述步骤S3012后还包括：
步骤S302：确定边柱绕组在共模激励下和中柱绕组在差模激励下的自感磁阻，分别如下公式(3)以及下式(4)表示：
Rs，DM＝R2+R1//R1＝0.5R1+R2 (4)
其中，RS，CM和RS，DM分别表示边柱绕组在共模激励下和中柱绕组在差模激励下的自感磁阻，MCM表示共模激励下边柱上任意两绕组间的互感，其中Φ表示任意边柱上共模线圈产生的总磁通磁通，Φ1表示流经另一边柱上的耦和磁通，R1表示共模激励下的等效磁阻，R2表示差模激励下的等效磁阻；
步骤S303：确定边柱、磁轭、中柱和中柱气隙的等效磁阻与中柱气隙的关系；定义Rc1、Rc2、Rc3和Rg分别为边柱、磁轭、中柱和中柱气隙的等效磁阻，如下公式(5)表示：
其中，Rc1、Rc2、Rc3和Rg分别为边柱、磁轭、中柱和中柱气隙的等效磁阻，其中ls、ly和lc分别表示边柱磁路、磁轭以及上中柱、下中柱的磁路长度； As、Ay和Ac分别表示磁芯边柱、磁轭和中柱的横截面积；μ0和μr分别表示真空磁导率和所使用磁芯的相对磁导率；
步骤S304：确定共模电感耦合系数；根据Rc1、Rc2、Rc3和Rg的等效磁阻确定共模电感耦合系数，如下公式(6)表示：
通过确定Rc1、Rc2、Rc3和Rg等效磁阻与中柱气隙的关系以及共模电感耦合系数与Rc1、Rc2、Rc3和Rg等效磁阻的关系，从而能够确定共模电感耦合系数与中柱气隙的关系。
步骤S305：判断中柱绕组匝数与差模激励产生的总磁通量ΦDM的大小；
如果中柱绕组匝数≤差模激励产生的总磁通量，则执行步骤S306；如果中柱绕组匝数＞差模激励产生的总磁通量，则返回步骤S302；
其中，ΦDM如下公式(7)表示：
其中，Bmax为磁芯的饱和磁密；Ae为磁芯的有效横截面积；I2为额定输出功率下网侧电流的有效值，共模耦合系数≥0.9，N表示差模线圈总数，I 表示差模电流值；
步骤S306：输出中柱绕组匝数。
本发明提出的一种组合滤波器，通过将单独位于火线上的逆变器侧电感 L1和网侧电感L2等效拆分为分别位于火线和零线上的逆变器侧电感
和网侧电感
以使单相谐波滤波器的滤波电路为对称的滤波电路，然后将拆分后的单相谐波滤波电路的逆变器侧电感
网侧电感值与电磁干扰滤波电路的共模电感值LCM通过磁集成方法形成集成电感；通过本发明的技术方案，将避免共模(CM)噪声向差模(DM)噪声的转化，降低差模噪声的实测幅值，也减小了整个输出滤波器的体积和重量。
附图说明
图1为本发明一实施例提供的组合滤波器的电路图；
图2为本发明一实施例提供的组合滤波器的制造方法的流程图；
图3为图2中的步骤S30的流程示意图；
图4为本发明一实施例提供的组合滤波器的磁集成方法的***框图；
图5为本发明一实施例提供的一种组合滤波器的磁集成方法的磁集成模型的示意图；
图6为本发明一实施例提供的一种组合滤波器的磁集成方法的共模噪声信号激励下的磁路示意图；
图7为本发明一实施例提供的一种组合滤波器的磁集成方法的差模噪声信号激励下的磁路示意图；
图8为本发明一实施例提供的一种组合滤波器的磁集成方法的共模激励下的简化磁路示意图；
图9为本发明一实施例提供的一种组合滤波器的磁集成方法的差模激励下的简化磁路示意图；
图10为本发明一实施例提供的一种组合滤波器的磁集成方法的共模等效磁路；
图11为本发明一实施例提供的一种组合滤波器的磁集成方法的差模等效磁路；
图12为本发明一实施例提供的一种组合滤波器的磁集成方法的差模***损耗曲线；
图13为本发明一实施例提供的一种组合滤波器的磁集成方法的共模***损耗曲线。
本发明目的的实现、功能特点及优点将结合实施例，参照附图做进一步说明。
具体实施方式
应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
请参看图1，为实现上述目的，本发明还提供一种组合滤波器，包括单相谐波滤波电路和电磁干扰滤波电路，所述单相谐波滤波电路的逆变器侧和网侧电感与所述电磁干扰滤波电路的共模电感通过磁集成形成集成电感；可选地，所述单相谐波滤波电路包括连接于逆变器和电网之间的逆变器侧和网侧谐波滤波电感以及谐波滤波电容，所述单相谐波滤波电路的逆变器侧和网侧电感与所述电磁干扰滤波电路的共模电感通过磁集成形成集成电感；可选地，所述集成电感包括磁芯和若干绕组，所述磁芯包括若干边柱和一中柱，第一绕组缠绕于若干边柱用于形成共模电感，第二绕组缠绕于所述中柱用于形成逆变器侧和网侧电感，所述中柱具有气隙；可选地，所述磁芯为EE型磁芯，所述中柱通过气隙分为上中柱和下中柱，所述第一绕组依次缠绕于一边柱和另一边柱后、所述第一绕组的两条分支分别缠绕于所述上中柱和下中柱；可选地，所述第二绕组的两条分支分别缠绕于所述上中柱和下中柱、且所述第二绕组的两分支位于所述第一绕组两分支的顶部。
具体地，所述组合滤波器的一输入端依次电连接电感
电容Cf、电容CY、电感
电感LCM、电容CX，式中
电感 L1和L2是拆分前电感的数值，所述电路的另一输入端依次电连接电感
电容Cf、电容CY1、电感电感LCM1、电容CX，
可选地，所述电路的一输入端经过电感
电连接电容Cf的一极、电感的一端、电容CY的一端，所述电感的另一端经过电感LCM连接电容CX的一极以及一输出端，所述电容CY的另一端连接电容Cy1的一极；
所述组合滤波器的另一输入端经过电感
电连接电容Cf的另一极、电容 CY1的另一极、电感
的一端，所述电感
的另一端经过电感LCM1连接电容 CX的另一极以及另一输出端。
请参看图2，本发明提供一种组合滤波器的制造方法，所述方法包括：
步骤S10：对谐波滤波器进行对称拆分、以使谐波滤波器的滤波电路为对称的滤波电路；
步骤S20：建立电磁干扰滤波器的共、差模模型，通过共、差模模型确定电磁干扰滤波器的电感和电容值；
步骤S30：通过磁集成将谐波滤波器的逆变器侧和网侧电感与电磁干扰滤波器的共模电感通过绕组和磁芯集成在同一个磁芯单元上。
请参看图3，可选地，所述步骤S30包括：
步骤S301：采用EE型磁芯，若干绕组缠绕于所述EE型磁芯作谐波滤波电感，确定谐波滤波电感；
其中，确定谐波滤波电感包括：
步骤S3011：确定共模电感量；
EE型磁芯包括两个边柱和中柱，上、下中柱绕组作谐波滤波电感，两个边柱绕组N3作共模滤波电感，共模电感的漏感作为差模电磁干扰滤波电感；共模电感量如下公式(1)表示：
其中，N3为缠绕于两个边柱的绕组，RS，CM和RS，DM分别表示边柱绕组在共模激励下和中柱绕组在差模激励下的自感磁阻，MCM表示共模激励下边柱上任意两绕组间的互感；KM，CM为共模互感系数；
步骤S3012：确定谐波滤波电感量与中柱绕组的关系；
中柱绕组作谐波滤波电感，中柱绕组包括上中柱、下中柱绕组，上中柱、下中柱分别作为L线和N线上的谐波滤波电感，上中柱、下中柱的上绕组逆变器侧电感，上中柱、下中柱的下绕组构成网侧电感；
谐波滤波电感量与与中柱绕组的关系如下公式(2)表示：
N1为缠绕于上中柱和下中柱的绕组，N2为缠绕于上中柱和下中柱的绕组、且N2绕组位于所述N1绕组下方；
步骤S302：确定边柱绕组在共模激励下和中柱绕组在差模激励下的自感磁阻，分别如下公式(3)以及下式(4)表示：
Rs，DM＝R2+R1//R1＝0.5R1+R2 (4)
其中，RS，CM和RS，DM分别表示边柱绕组在共模激励下和中柱绕组在差模激励下的自感磁阻，MCM表示共模激励下边柱上任意两绕组间的互感，其中Φ表示任意边柱上共模线圈产生的总磁通磁通，Φ1表示流经另一边柱上的耦和磁通，R1表示共模激励下的等效磁阻，R2表示差模激励下的等效磁阻；
步骤S303：确定边柱、磁轭、中柱和中柱气隙的等效磁阻与中柱气隙的关系；定义Rc1、Rc2、Rc3和Rg分别为边柱、磁轭、中柱和中柱气隙的等效磁阻，如下公式(5)表示：
其中，Rc1、Rc2、Rc3和Rg分别为边柱、磁轭、中柱和中柱气隙的等效磁阻，其中ls、ly和lc分别表示边柱磁路、磁轭以及上中柱、下中柱的磁路长度； As、Ay和Ac分别表示磁芯边柱、磁轭和中柱的横截面积；μ0和μr分别表示真空磁导率和所使用磁芯的相对磁导率；
步骤S304：确定共模电感耦合系数；根据Rc1、Rc2、Rc3和Rg的等效磁阻确定共模电感耦合系数，如下公式(6)表示：
通过确定Rc1、Rc2、Rc3和Rg等效磁阻与中柱气隙的关系以及共模电感耦合系数与Rc1、Rc2、Rc3和Rg等效磁阻的关系，从而能够确定共模电感耦合系数与中柱气隙的关系。
步骤S305：判断中柱绕组匝数与差模激励产生的总磁通量ΦDM的大小；
如果中柱绕组匝数≤差模激励产生的总磁通量，则执行步骤S306；如果中柱绕组匝数＞差模激励产生的总磁通量，则返回步骤S302；
其中，ΦDM如下公式(7)表示：
其中，Bmax为磁芯的饱和磁密；Ae为磁芯的有效横截面积；I2为额定输出功率下网侧电流的有效值，共模耦合系数≥0.9，N表示差模线圈总数，I 表示差模电流值；
步骤S306：输出中柱绕组匝数。
另外应当指出的是：可选地，所述步骤S10包括：
步骤S101：将位于单相谐波滤波器火线上的逆变器侧电感L1和网侧电感 L2等效拆分为分别位于单相谐波滤波器火线和零线上的逆变器侧电感
和网侧电感
以使谐波滤波器的滤波电路为对称的滤波电路；
步骤S102：确定电容Cf的数值，如下公式(8)表示：
Cf+CX≤Cf，max (8)
其中，Cf为谐波滤波电容，CX表示差模滤波电容；
步骤S103：确定逆变器侧电感
其中，所述逆变器侧电感
如下公式(9)表示：
其中Vin为直流侧输入电压；Tsw为载波周期；I1为额定功率下逆变器侧基波电流有效值；
为逆变器侧电流纹波系数，且
取值范围为20％-30％：
步骤S104：确定网侧滤波电感量；
通过电网对谐波的限制标准、谐波滤波器逆变***开环传递函数以及贝塞尔函数确定网侧滤波电感量，其中，电网对谐波的限制标准如下公式(10) 表示，谐波滤波器逆变***开环传递函数如下公式(11)表示，贝塞尔函数表达式如下公式(12)表示：
其中，J1(πα)和J3(πα)分别表示在(wsw+w0)和(wsw+3w0)频率处边带谐波的贝塞尔函数，wsw和w0分别为开关频率和基波频率的角频率；
为 LCL逆变***开环传递函数，其中I2为LCL滤波器网测电流，Vin为LCL滤波器逆变器侧电压值；n表示边带宽度，所述边带宽度以基波频率为量度。
可选地，谐波滤波电容Cf的最大值Cf，max如下公式(13)表示：
其中，λc表示由谐波滤波电感引入的无功功率与逆变器输出的额定有功功率之比；Pn和Vg分别为逆变器输出额定有功功率和电压；f0为基波频率。
可选地，所述步骤S20包括：
步骤S201：建立电磁干扰滤波器的共、差模模型，根据共、差模模型得到等效共、差模滤波电路的***增益和***损耗，从而确定共模滤波器的高频衰减速率；
步骤S202：根据高频衰减速率确定共模滤波器所需的截止频率，根据截止频率与谐振频率的关系、进一步确定共模电感的数值；
步骤S203：利用差模滤波电路的***增益和***损耗确定差模***损耗，根据差模***损耗确定高频衰减速率，通过高频衰减速率确定差模滤波电感的数值。
可选地，步骤S202中截止频率与谐振频率的关系为所述截止频率与所述谐振频率相等。
下面具体描述组合滤波器的磁集成方法：
请参看图4，通过下式(13)进行确定谐波滤波电容Cf的数值，其中，λc表示由谐波滤波电感引入的无功功率与逆变器输出的额定有功功率之比；Pn和Vg分别为逆变器输出额定有功功率和电压；f0为基波频率。应当指出的是：谐波滤波电容Cf应该满足Cf+CX≤Cf，max，而且在为CX保留一定取值裕量的同时Cf应该尽量取较大值，这样可以减少所需的电感设计值。
逆变器侧电感量可以根据下式(9)来进行设计，其中Vin为直流侧输入电压；Tsw为载波周期；I1为额定功率下逆变器侧基波电流有效值；
为逆变器侧电流纹波系数，在实际工程中
一般取20％～30％。
下面描述网侧滤波电感量的确定过程，根据电网对谐波的限制标准，再引入贝塞尔函数进行辅助设计。在Cf和已确定的情况下，
的设计需要满足下式(10)(即使得开关频率和三倍的开关频率处谐波及其边带谐波幅值均满足要求)。其中J1(πα)和J3(πα)分别表示在(wsw+w0)和(wsw+3w0)频率处边带谐波的贝塞尔函数，wsw和w0分别为开关频率和基波频率的角频率；
为谐波滤波器(以下简称LCL滤波器)逆变***开环传递函数，如下式(11) 所示，其中I2为LCL滤波器网测电流，Vin为LCL滤波器逆变器侧电压值；贝塞尔函数表达式如下式(12)表示，其中，n表示边带宽度(以基波频率为量度)。
对于电磁干扰滤波器(以下简称EMI滤波器)部分，是在LCL滤波器的基础上进行设计的，所以在进行EMI滤波器模型建模时，无需考虑LCL滤波器的影响。EMI滤波器等效共、差模模型如图7所示，其中VCM1(VDM1)表示接入滤波器前由共模(差模)噪声源传输到LISN的共模(差模)电压，VCM2(VDM2)表示接入滤波器后由共模(差模)噪声源传输到LISN的共模(差模)电压。根据此模型可以得到等效共、差模滤波电路的***增益，如式(14) 所示。进一步可以得到共、差模等效滤波器的***损耗，如图13所示，图 13中表示：共模滤波器的高频衰减速率为40dB/dec，据此，可以根据式(15) 确定共模滤波器所需的截止频率fc-req，CM。其中fT为共模噪声超标频率，Vreq为对应超标频率处满足要求所需的衰减量(dB)。而对于共模滤波电路(LC电路)，其截止频率近似等于其谐振频率，如式(16)所示。所以先根据漏电流标准确定共模电容的数值区间，然后再结合式(15)和(16)确定所需的共模电感量。差模***损耗如图12所示，图12所示：差模***损耗的高频衰减速率为60dB/dec，所以差模滤波器的截止频率的数值相对较大，而且差模滤波电容一般为μF级(0.1μF～1μF)，而且本发明已将LCL谐波滤波器进行了改进，提升了其电磁兼容性，所以其所需的差模滤波电感量很小，可以用共模电感的漏感来替代；优选地，已共模感量的0.1％作为预设差模感量，对差模电容参数进行整定，使其满足差模衰减需求。
在LCL-EMI滤波器各部分滤波电感、电容量数值确定的基础上，通过设计磁集成方案将所有滤波电感集成在一个磁芯单元，磁集成LCL-EMI滤波器流程图如图4所示，磁集成方案如图5所示，利用EE型磁芯，其中，以中柱绕组作谐波滤波电感(上、下中柱绕组分别作为L线和N线上的谐波滤波电感，中柱绕组N1也就是第二绕组包括：缠绕于所述中柱的第一线圈和第二线圈，所述第一线圈的一端为第1端，所述第一线圈的另一端为第2端，所述第二线圈的第一端为第4端，所述第二线圈的第二端为第5端；绕组N1(也即为绕组匝数)构成逆变器侧电感，绕组N2构成网侧电感)；第一绕组的第三线圈和第四线圈先缠绕于所述一边柱(形成N3)、然后缠绕于另一边柱(也是形成N3)、最后第三线圈缠绕于所述中柱的上部且第四线圈缠绕于所述中部的下部，应当指出的是：在中柱部分，第一绕组的两个线圈(也就是N2)位于第二绕组两个线圈的底部；以边柱绕组N3作共模滤波电感，边柱绕组包括两个边柱的，共模电感的漏感作为差模EMI滤波电感。在共模噪声信号激励下，其磁路如图6所示，左右边柱上的磁通相互增强，中柱上的磁通相互抵消；在差模信号激励下，如图7所示，边柱上的磁通相互抵消，而中柱上的磁通相互增强，这样可以提升边柱绕组和中柱绕组分别对共模和谐波的抑制性能。另外，通过在中柱上设计气隙可以控制左右边柱绕组的耦合系数；
其中，lg表示气隙长度。
根据以上结论可知：在分析共模激励下的磁路时，中柱上的绕组无需考虑；在分析差模激励下的磁路时，边柱上的绕组无需考虑；因此，可以将共、差模磁路分别简化为图8和图9所示结构。为了详细分析绕组之间的耦合特性，可以根据7和图8进一步绘制出共、差模等效磁路模型。
请参看图10和图11，图10和图11分别为共、差模等效磁路模型，图 10表示：共模等效磁路模型中包括2个ICMN3、2个Rc1、4个Rc2、2个Rc3， 1个Rg，第一ICMN3的正极依次连接第一Rc1、第一Rc2、第一Rc3、Rg、第二Rc3、第二Rc2后回到负极、形成第一回路，第三Rc2、第二ICMN3、第二Rc1、第四Rc2三者串联后与第一Rc3、Rg、第二Rc3三者并联，应当指出的是，第三Rc2的输出端连接第二ICMN3的负极；图11中表示：差模等效磁路模型包括1个ICMN3、2 个Rc1、4个Rc2、2个Rc3，1个Rg，ICMN3的正极依次连接第一Rc1、第一Rc2、第一 Rc3、Rg、第二Rc3、第二Rc2后回到负极、形成第一回路，第三Rc2、第二Rc1、第四 Rc2三者串联后与第一Rc3、Rg、第二Rc3三者并联；，再根据磁路欧姆定律进行具体分析和计算。其中ICMN3和IDMN1(或IDMN2)分别为绕组N3和N1(或N2)分别产生的共模磁势和差模磁势；Rc1、Rc2、Rc3和Rg分别为边柱、磁轭、中柱和中柱气隙的等效磁阻。可知，共模耦合系数与中柱上设计的气隙长度相关。因此，中柱上的差模绕组之间为全耦合，其耦合系数为1。可以得到共模电感量和谐波滤波电感量的表达式分别为上述式(1)和式(2)，其中RS，CM和 RS，DM分别表示边柱绕组(在共模激励下)和中柱绕组(在差模激励下)的自感磁阻，其表达式如上述式(3)和式(4)；MCM表示共模激励下边柱上任意两绕组间的互感；KM，CM为共模互感系数。对于相应部分磁阻R1、R2、Rc1、Rc2、 Rc3和Rg的定义如上述式(5)所示，其中ls、ly和lc分别表示边柱磁路、磁轭以及中柱磁路(上/下部分)长度；As、Ay和Ac分别表示磁芯边柱、磁轭和中柱的横截面积；μ0和μr分别表示真空磁导率和所使用磁芯的相对磁导率。
共模电感耦合系数表达式如上述式(6)，其以中柱气隙长度关系密切，这也是中柱气隙设计需要考虑的关键因素。为了更好地提升边柱绕组的共模抑制性能，优选地，共模电感耦合系数≥0.9。但另一方面，中柱气隙直接增大了中柱上的磁阻，且气隙长度越大，磁阻越大，这会使得达到相同的谐波滤波电感量所需要的匝数越多。再者，为了满足磁芯不会达到饱和的要求，中柱上绕组的总匝数需满足上述式(7)，其中，Bmax为磁芯的饱和磁密；Ae为磁芯的有效横截面积；I2为额定输出功率下网侧电流的有效值。因此，需要综合考虑共模耦合系数以及中柱上绕组匝数的最大值进行合理确定，既要使共模耦合系数较高(0.9以上)，也要使达到谐波电感量需求的中柱绕组匝数满足式(7)，以防止磁芯饱和，保证电感的性能。
其中，φDM为差模激励产生的总磁通量，N表示差模线圈总数，I表示差模电流值(用基波电流值带入计算，进行验证)。
另外，经测量，传统的单相谐波滤波器和电磁干扰滤波器没经过磁集成技术后PCB板(电路板)的长度约为15cm；本发明经过磁集成技术将单相谐波滤波器和电磁干扰滤波器集成后的PCB板(电路板)的长度约为10cm。
需要说明的是，上述本发明实施例序号仅仅为了描述，不代表实施例的优劣。并且本文中的术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、装置、物品或者方法不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、装置、物品或者方法所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一......”限定的要素，并不排除在包括该要素的过程、装置、物品或者方法中还存在另外的相同要素。
通过以上的实施方式的描述，本领域的技术人员可以清楚地了解到上述实施例方法可借助软件加必需的通用硬件平台的方式来实现，当然也可以通过硬件，但很多情况下前者是更佳的实施方式。基于这样的理解，本发明的技术方案本质上或者说对现有技术做出贡献的部分可以以软件产品的形式体现出来，该计算机软件产品存储在如上所述的一个存储介质(如ROM/RAM、磁碟、光盘)中，包括若干指令用以使得一台终端设备(可以是手机，计算机，服务器，或者网络设备等)执行本发明各个实施例所述的方法。
以上仅为本发明的优选实施例，并非因此限制本发明的专利范围，凡是利用本发明说明书及附图内容所作的等效结构或等效流程变换，或直接或间接运用在其他相关的技术领域，均同理包括在本发明的专利保护范围内。
Claims (10)
1.一种组合滤波器，其特征在于，包括单相谐波滤波电路和电磁干扰滤波电路，所述单相谐波滤波电路的网侧电感与所述电磁干扰滤波电路的共模电感通过磁集成形成集成电感。
2.如权利要求1所述的组合滤波器，其特征在于，所述单相谐波滤波电路包括逆变器侧的谐波滤波电感、电网侧的谐波滤波电感以及谐波滤波电容，所述谐波滤波电路的逆变器侧和网侧电感与所述电磁干扰滤波电路的共模电感通过磁集成形成集成电感。
3.如权利要求1所述的组合滤波器，其特征在于，所述集成电感包括磁芯和若干绕组，所述磁芯包括若干边柱和一中柱，第一绕组缠绕于若干边柱用于形成共模电感，第二绕组缠绕于所述中柱的上、下部分用于形成逆变器侧和网侧谐波滤波电感，所述中柱具有气隙。
4.如权利要求3所述的组合滤波器，其特征在于，所述磁芯为EE型磁芯，所述中柱通过气隙分为上中柱和下中柱，所述第一绕组依次缠绕于一边柱和另一边柱后、所述第一绕组的两条分支分别缠绕于所述上中柱和下中柱。
5.如权利要求4所述的组合滤波器，其特征在于，所述第二绕组的两条分支分别缠绕于所述上中柱和下中柱、且所述第二绕组的两分支位于所述第一绕组两分支的顶部。
6.一种如权利要求1-5任一权利要求所述的组合滤波器的制造方法，其特征在于，所述方法包括：
步骤S10：对谐波滤波器进行对称拆分、以使谐波滤波器的滤波电路为对称的滤波电路；
步骤S20：建立电磁干扰滤波器的共、差模模型，通过共、差模模型确定电磁干扰滤波器的电感和电容值；
步骤S30：通过磁集成将谐波滤波器的逆变器侧和网侧电感与电磁干扰滤波器的共模电感通过绕组和磁芯集成在同一个磁芯单元上。
7.如权利要求6所述的组合滤波器的制造方法，其特征在于，所述步骤S10包括：
将单独位于火线上的逆变器侧电感L1和网侧电感L2等效拆分为分别位于火线和零线上的逆变器侧电感
和网侧电感
以使单相谐波滤波器的滤波电路为对称的滤波电路；
确定逆变器侧电感
和网侧电感
的数值以及电容Cf的数值。
8.如权利要求6或7所述的组合滤波器的制造方法，其特征在于，所述步骤S20包括：
步骤S201：建立电磁干扰滤波器的共、差模模型，根据共、差模模型得到等效共、差模滤波电路的***增益和***损耗，从而确定共模滤波器的高频衰减速率；
步骤S202：根据共模滤波器的高频衰减速率确定共模滤波器所需的截止频率，根据截止频率与谐振频率的关系、进一步确定共模电感的数值；
步骤S203：根据差模滤波电路的***增益和***损耗确定差模***损耗，根据差模***损耗确定高频衰减速率，通过高频衰减速率确定差模滤波电感的数值。
9.如权利要求6所述的组合滤波器的制造方法，其特征在于，所述步骤S30包括：
步骤S301：采用EE型磁芯，若干绕组缠绕于所述EE型磁芯作谐波滤波电感，确定谐波滤波电感；
其中，确定谐波滤波电感包括：
步骤S3011：确定共模电感量；
EE型磁芯包括两个边柱和中柱，上、下中柱绕组作谐波滤波电感，两个边柱绕组N3作共模滤波电感，共模电感的漏感作为差模电磁干扰滤波电感；共模电感量如下公式(1)表示：
其中，N3为缠绕于两个边柱的绕组，RS，CM和RS，DM分别表示边柱绕组在共模激励下和中柱绕组在差模激励下的自感磁阻，MCM表示共模激励下边柱上任意两绕组间的互感；KM，CM为共模互感系数；
步骤S3012：确定谐波滤波电感量与中柱绕组的关系；
中柱绕组作谐波滤波电感，中柱绕组包括上中柱、下中柱绕组，上中柱、下中柱分别作为L线和N线上的谐波滤波电感，上中柱、下中柱的上绕组逆变器侧电感，上中柱、下中柱的下绕组构成网侧电感；
谐波滤波电感量与与中柱绕组的关系如下公式(2)表示：
N1为缠绕于上中柱和下中柱的绕组，N2为缠绕于上中柱和下中柱的绕组、且N2绕组位于所述N1绕组下方。
10.如权利要求9所述的组合滤波器的制造方法，其特征在于，所述步骤S30在所述步骤S3012后还包括：
步骤S302：确定边柱绕组在共模激励下和中柱绕组在差模激励下的自感磁阻，分别如下公式(3)以及下式(4)表示：
RS,DM＝R2+R1//R1＝0.5R1+R2 (4)
其中，RS，CM和RS，DM分别表示边柱绕组在共模激励下和中柱绕组在差模激励下的自感磁阻，MCM表示共模激励下边柱上任意两绕组间的互感，其中表示任意边柱上共模线圈产生的总磁通磁通，Φ1表示流经另一边柱上的耦和磁通，R1表示共模激励下的等效磁阻，R2表示差模激励下的等效磁阻；
步骤S303:确定边柱、磁轭、中柱和中柱气隙的等效磁阻与中柱气隙的关系；定义Rc1、Rc2、Rc3和Rg分别为边柱、磁轭、中柱和中柱气隙的等效磁阻，如下公式(5)表示：
其中，Rc1、Rc2、Rc3和Rg分别为边柱、磁轭、中柱和中柱气隙的等效磁阻，其中ls、ly和lc分别表示边柱磁路、磁轭以及上中柱、下中柱的磁路长度；As、Ay和Ac分别表示磁芯边柱、磁轭和中柱的横截面积；μ0和μr分别表示真空磁导率和所使用磁芯的相对磁导率；
步骤S304：确定共模电感耦合系数；根据Rc1、Rc2、Rc3和Rg的等效磁阻确定共模电感耦合系数，如下公式(6)表示：
通过确定Rc1、Rc2、Rc3和Rg等效磁阻与中柱气隙的关系以及共模电感耦合系数与Rc1、Rc2、Rc3和Rg等效磁阻的关系，从而能够确定共模电感耦合系数与中柱气隙的关系。
步骤S305：判断中柱绕组匝数与差模激励产生的总磁通量ΦDM的大小；
如果中柱绕组匝数≤差模激励产生的总磁通量，则执行步骤S306；如果中柱绕组匝数>差模激励产生的总磁通量，则返回步骤S302；
其中，ΦDM如下公式(7)表示：
其中，Bmax为磁芯的饱和磁密；Ae为磁芯的有效横截面积；I2为额定输出功率下网侧电流的有效值，共模耦合系数≥0.9，N表示差模线圈总数，I表示差模电流值；
步骤S306：输出中柱绕组匝数。
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