CN110504841B - 一种桥臂不对称mmc型直流变压器电容电压平衡方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种桥臂不对称MMC型直流变压器电容电压平衡方法，包括：基于MMC型直流变压器的主电路结构和桥臂电流数学模型，建立变压器桥臂电流的差模电流等效回路和共模电流等效回路；基于差模电流等效回路和共模电流等效回路，分别计算上桥臂输入输出功率第一差值以及下桥臂输入输出功率第二差值；采用PI控制，实时采集并基于上下桥臂电容电压的差值，调节第一差值和第二差值，实现电容电压平衡。本发明建立了设备运行过程中的功率传输模型，可准确得出能量传输方向是桥臂电感不对称时上下桥臂模块电容电压不平衡的原因，采用PI控制，调节第一差值和第二差值，方法简单，且可有效抑制由桥臂电感不对称导致的模块电容电压不平衡。

Description

一种桥臂不对称MMC型直流变压器电容电压平衡方法
技术领域
本发明属于变压器运行控制领域，更具体地，涉及一种桥臂不对称MMC型直流变压器电容电压平衡方法。
背景技术
MMC型直流变压器相较于传统双主动桥结构的直流变压器具备模块化设计、电压扩展容易、冗余设计简单的优点，更适用于电压水平较高的应用场景。为了抑制桥臂电流的波动，在每个桥臂上设置了大小相同的桥臂电感，但在实际工程中桥臂电感很难做到参数一致，不对称的桥臂电感，会引起桥臂间的能量流动，使模块电容电压产生不平衡，最终导致变压器无法正常运行。为此，有必要针对桥臂电感不对称引起的电容电压不平衡进行有效控制。
针对桥臂电感参数不对称的研究主要集中在HVDC(High Voltage DirectCurrent，HVDC)领域，往往通过注入共模电压和注入有功、无功环流的方法平衡模块电容电压。但MMC型直流变压器相较于MMC-HVDC工作原理存在较大差异，因此该种不平衡控制方法不再适用。关于现有的MMC型直流变压器分析方法主要基于双主动桥结构的等效模型，难以得到桥臂间能量流动和桥臂电感不对称时相间的相互影响，基于此模型提出的移相电容电压平衡控制算法复杂，对控制器的运算负担较大
发明内容
本发明提供一种桥臂不对称MMC型直流变压器电容电压平衡方法，用以解决现有MMC型直流变压器电容电压平衡方法因基于双主动桥结构的等效模型而未能得到桥臂间能量流动和桥臂电感不对称的相互影响而导致计算复杂度高的技术问题。
本发明解决上述技术问题的技术方案如下：一种桥臂不对称MMC型直流变压器电容电压平衡方法，包括：
步骤1、基于MMC型直流变压器的主电路结构和桥臂电流数学模型，建立所述变压器桥臂电流的差模电流等效回路和共模电流等效回路；
步骤2、基于所述差模电流等效回路和所述共模电流等效回路，分别计算上桥臂输入输出功率第一差值以及下桥臂输入输出功率第二差值；
步骤3、采用PI控制，实时采集并基于上下桥臂电容电压的差值，调节所述第一差值和第二差值，实现电容电压平衡。
本发明的有益效果是：根据MMC型直流变压器的主电路拓扑，建立其桥臂电流数学模型以及差模电流等效回路和共模电流等效回路，然后基于该等效回路，建立了设备运行过程中的功率传输模型(第一差值和第二差值)，基于该模型，可得到MMC型直流变压器的能量传输过程，因此可准确得出能量传输方向是桥臂电感不对称时上下桥臂模块电容电压不平衡的原因。因此，本发明通过采用PI控制，调节第一差值和第二差值，来稳定电容电压的平衡，相比于已有的移相滞环控制，只需要简单的PI控制即可实现，省去了滞环控制中的比较环节，既能实现电容电压平衡，又能减少控制的计算量，方法简单，且可有效抑制由桥臂电感不对称导致的模块电容电压不平衡，保证了直流变压器的稳定运行，避免了现有方法存在的计算复杂度高的问题。
上述技术方案的基础上，本发明还可以做如下改进。
进一步，所述共模电流等效回路包括：直流电源，以及由每一相的上、下桥臂子模块等效电压源和上、下桥臂电感构成的该相支路；所述直流电源与每相支路并联，用于同时通过每相支路向该支路中的上或下桥臂子模块等效电压源充电；
所述差模电流等效回路包括：高频变压器端口电压，变压器漏感，由各相的上桥臂子模块等效电压源和上桥臂电感构成的上桥臂支路，由各相的下桥臂子模块等效电压源和下桥臂电感构成的下桥臂支路；每条支路同时向所述高频变压器端口电压和变压器漏感输出电能。
进一步，所述步骤2包括：
分别建立直流电源通过所述共模电流等效回路向各子模块电容充电的上桥臂输入功率模型和下桥臂输入功率模型，以及各子模块电容通过所述差模电流等效回路向二次侧放电的上桥臂输出功率模型和下桥臂输出功率模型，并计算得到上桥臂输入输出功率第一差值以及下桥臂输入输出功率第二差值。
本发明的进一步有益效果是：本发明基于MMC型直流变压器的主电路结构，建立了共模电流等效回路和差模电流等效回路，有效地用于计算上桥臂输入、输出功率以及下桥臂输入、输出功率，使得上桥臂输入输出功率第一差值以及下桥臂输入输出功率第二差值的计算精确可靠，进一步在调节第一差值和第二差值时，模块电容电压稳定效果好，兼顾了电容电压平衡与输出电压的稳定，保障变压器的正常运行。
进一步，所述上桥臂输入功率模型和下桥臂输入功率模型分别表示为：
Figure BDA0002172782230000031
其中，Pin,p为上桥臂充电功率，Pin,n为下桥臂充电功率，Pout为MMC型直流变压器的传输功率，其为上桥臂输出功率和下桥臂输出功率的加和，d为上、下桥臂调制波占空比分别相对于0.5的相对变化量。
本发明的进一步有益效果是：根据共模电流等效回路，得到上、下桥臂输入功率模型，计算精确度高。
进一步，所述上桥臂输出功率模型和下桥臂输出功率模型的建立具体为：
基于拓展移相传输功率模型，得到占空比相对变化d时上桥臂输出功率模型和下桥臂输出功率模型。
进一步，所述PI控制的表达式为：
d＝kp[0-(up-un)]+ki∫[0-(up-un)]dt
其中，up、un分别为上桥臂各子模块电容电压之和以及下桥臂各子模块电容电压之和；kp、ki为PI控制的参数。
进一步，所述步骤3中，所述调节所述第一差值和第二差值，实现电容电压平衡，具体为：
分别调节影响所述第一差值和所述第二差值取值的上、下桥臂调制波占空比，实现电容电压平衡。
本发明的进一步有益效果是：本发明通过调节占空比，控制直流电源对各子模块电容的输入功率，以补偿不平衡的输出功率，实现第一差值和第二差值的取值控制，进而达到模块电容电压稳定的效果，仅调节一个参数量，方法简单，可有效抑制由桥臂电感不对称导致的模块电容电压不平衡，保证了直流变压器的稳定运行。
进一步，所述分别调节影响所述第一差值和所述第二差值取值的上、下桥臂调制波占空比，实现电容电压平衡，具体为：
分别调节上、下桥臂调制波占空比，使得所述第一差值与上下桥臂电容电压差值的正负相反，高电容电压桥臂中的能量流向低电容电压桥臂中，实现上下桥臂电容电压差值为零，实现电容电压平衡。
本发明的进一步有益效果是：由于在电容电压平衡的状态下，第一差值与第二差值应互为相反数，且上下桥臂电容电压差值大于零时，第一差值应为负；上下桥臂电容电压差值小于零时，第一差值应为正。因此，通过上下桥臂电容电压的差值，来决定第一差值的正负，进而通过调节上、下桥臂调制波占空比实现，方便快捷且可靠。
本发明还提供一种桥臂不对称MMC型直流变压器控制方法，基于如上所述的任一种桥臂不对称MMC型直流变压器电容电压平衡方法，以及移相控制，实现MMC型直流变压器的稳定运行。
本发明还提供一种存储介质，所述存储介质中存储有指令，当计算机读取所述指令时，使所述计算机执行上述如上所述的任一种桥臂不对称MMC型直流变压器电容电压平衡方法和/或如上所述的任一种桥臂不对称MMC型直流变压器控制方法。
附图说明
图1为本发明实施例提供的一种桥臂不对称MMC型直流变压器电容电压平衡方法的流程图；
图2为本发明实施例提供的MMC型直流变压器的主电路结构图；
图3为图2对应的差模电流等效回路和共模电流等效回路的结构图；
图4为本发明实施例提供的基于占空比调节与移相控制的MMC型直流变压器综合控制示意图；
图5为本发明实施例提供的一种桥臂不对称MMC型直流变压器电容电压平衡过程中所对应的桥臂触发信号与输出电压电流波形；
图6为图5对应的未进行占空比调节的a相上桥臂模块电容电压仿真结果；
图7为图5对应的采用本发明方法进行电容电压平衡控制的a相上桥臂模块电容电压仿真结果。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。此外，下面所描述的本发明各个实施方式中所涉及到的技术特征只要彼此之间未构成冲突就可以相互组合。
实施例一
一种桥臂不对称MMC型直流变压器电容电压平衡方法100，如图1所示，包括：
步骤110、基于MMC型直流变压器的主电路结构和桥臂电流数学模型，建立变压器桥臂电流的差模电流等效回路和共模电流等效回路；
步骤120、基于差模电流等效回路和共模电流等效回路，分别计算上桥臂输入输出功率第一差值以及下桥臂输入输出功率第二差值；
步骤130、采用PI控制，实时采集并基于上下桥臂电容电压的差值，调节第一差值和第二差值，实现电容电压平衡。
需要说明的是，步骤110之前，需要根据MMC型直流变压器的主电路结构，建立桥臂电流数学模型与桥臂环流数学模型，其中，MMC型直流变压器的主电路结构可如图2所示，图2为模块化多电平直流变压器。一次侧每个桥臂由桥臂电感、电阻和n个功率子模块构成。二次侧采用传统的H桥结构。每个功率子模块均为两个开关管T1和T2与直流电容构成的半桥结构，一、二次侧之间通过一个高频变压器连接。参数设置为：桥臂电感Lap＝0.19mH，Lan＝Lbp＝Lbn＝0.22mH，变压器频率为10kHz，一次侧直流母线电压800V，二次侧直流母线电压750V，每个桥臂设置2个子模块，模块电容取1000uF，模块电容额定电压400V。各变量的参考方向如图2所示。
桥臂环流数学模型表示为：
Figure BDA0002172782230000061
式中，Lcj和Ldj分别为j相上下桥臂电感的和与差，upj与unj为j相上下桥臂接入的电容电压，icm,j为j相共模电流(环流)，Udc为直流侧电压，uj为j相对应的变压器端口电压。
根据MMC型直流变压器的主电路拓扑，建立其桥臂电流数学模型以及差模电流等效回路和共模电流等效回路，然后基于该等效回路，建立了设备运行过程中的功率传输模型(第一差值和第二差值)，基于该模型，了解MMC型直流变压器的能量传输过程，并准确得出了能量传输方向是桥臂电感不对称时上下桥臂模块电容电压不平衡的原因，这也极大影响电压器正常运行。因此，本方案通过采用PI控制，调节第一差值和第二差值，从而控制上下桥臂间的能量流动，使能量从电容电压较高的一侧流向电容电压较低的一侧，抑制由电感不对称导致的电容电压不平衡，维持上下桥臂电容电压的稳定，方法简单，且可有效抑制由桥臂电感不对称导致的模块电容电压不平衡，保证了直流变压器的稳定运行，避免了现有方法存在的计算复杂度高的问题。本方案相比于已有的移相滞环控制，只需要简单的PI控制即可实现，省去了滞环控制中的比较环节，既能实现电容电压平衡，又能减少控制的计算量。
优选的，如图3所示，共模电流等效回路包括：直流电源，以及由每一相的上、下桥臂子模块等效电压源和上、下桥臂电感构成的该相支路；所述直流电源与每相支路并联，用于同时通过每相支路向该支路中的上或下桥臂子模块等效电压源充电；差模电流等效回路包括：高频变压器端口电压，变压器漏感，由各相的上桥臂子模块等效电压源和上桥臂电感构成的上桥臂支路，以及由各相的下桥臂子模块等效电压源和下桥臂电感构成的下桥臂支路；每条支路同时向高频变压器端口电压和变压器漏感输出电能。
优选的，步骤120包括：
分别建立直流电源通过所述共模电流等效回路向各子模块电容充电的上桥臂输入功率模型和下桥臂输入功率模型，以及各子模块电容通过所述差模电流等效回路向二次侧放电的上桥臂输出功率模型和下桥臂输出功率模型，并计算得到上桥臂输入输出功率第一差值以及下桥臂输入输出功率第二差值。
需要说明的是，PI控制器以上下桥臂电容电压的差值等于零为控制目标，实时采集上下桥臂电容电压差值，通过比例环节与积分环节，计算控制量。利用该控制量调节上下桥臂调制波占空比，通过占空比与上下桥臂间传输功率的关系，实现实时控制能量的流动方向，保证桥臂间能量的流动方向为从电容电压较高的一侧流向较低的一侧，使上下桥臂电容电压的差值趋近零，维持电容电压的平衡。
本方案基于MMC型直流变压器的主电路结构，建立了共模电流等效回路和差模电流等效回路，有效地用于计算上桥臂输入、输出功率以及下桥臂输入、输出功率，使得上桥臂输入输出功率第一差值以及下桥臂输入输出功率第二差值的计算精确可靠，进一步在调节第一差值和第二差值时，模块电容电压稳定效果好，兼顾了电容电压平衡与输出电压的稳定，保障变压器的正常运行。
优选的，上桥臂输入功率模型和下桥臂输入功率模型分别表示为：
Figure BDA0002172782230000081
其中，Pin,p为上桥臂充电功率，Pin,n为下桥臂充电功率，Pout为MMC型直流变压器的传输功率，其为上桥臂输出功率和下桥臂输出功率的加和，d为上、下桥臂调制波占空比之间的相对变化量。
根据共模电流等效回路，得到上下桥臂输入功率模型，计算精确度高。
优选的，上桥臂输出功率模型和下桥臂输出功率模型的建立具体为：
基于拓展移相传输功率模型，得到占空比相对变化d后上桥臂输出功率模型和下桥臂输出功率模型。
需要说明的是，根据拓展移相传输功率模型：
Figure BDA0002172782230000091
可以计算出占空比相对变化量为d时，上下桥臂的输出功率模型为：
Figure BDA0002172782230000092
式中，Pout,p为上桥臂输出功率，Pout,n为下桥臂输出功率；V1为变压器一次侧电压，V2为等效到一次侧的二次侧电压；L1为上桥臂电感之和，L2为下桥臂电感之和；fs为开关频率；Dα为一二次侧调制波移相角；d为占空比的相对变化量，与半个周期内零电平持续相角β满足d＝β/π。
根据共模电流等效回路可以计算出上下桥臂充电功率为：
Figure BDA0002172782230000093
则对上下桥臂的输入功率与输出功率作差，得到上下桥臂输入输出功率差值为：
Figure BDA0002172782230000094
从上式可知，上桥臂输入输出功率差值(也即第一差值)受上桥臂电感的和与差、一二次侧调制波移相角和占空比的相对变化值的影响；
下桥臂输入输出功率差值(也即第二差值)受下桥臂电感的和与差、一二次侧调制波移相角和占空比的相对变化值的影响。
优选的，步骤130中，调节第一差值和第二差值，实现电容电压平衡，具体为：
分别调节影响第一差值和第二差值取值的上、下桥臂调制波占空比，实现电容电压平衡。
通过调节占空比，控制直流电源对各子模块电容的输入功率，以补偿不平衡的输出功率，实现第一差值和第二差值的取值控制，进而达到模块电容电压稳定的效果，仅调节一个参数量，方法简单，可有效抑制由桥臂电感不对称导致的模块电容电压不平衡，保证了直流变压器的稳定运行。
优选的，分别调节影响第一差值和第二差值取值的上、下桥臂调制波占空比，实现电容电压平衡，具体为：
分别调节上、下桥臂调制波占空比，使得第一差值与上下桥臂电容电压差值的正负相反，高电容电压桥臂中的能量流向低电容电压桥臂中，实现上下桥臂电容电压差值为零，实现电容电压平衡。
需要说明的是，上下桥臂电容电压差值即为上桥臂各子模块电容电压之和与下桥臂各子模块电容电压之和的差值。
由于在电容电压平衡的状态下，第一差值与第二差值应互为相反数，且上下桥臂电容电压差值大于零时，第一差值应为负；上下桥臂电容电压差值小于零时，第一差值应为正。因此，通过上下桥臂电容电压的差值，来决定第一差值的正负，进而通过调节上、下桥臂调制波占空比实现，方便快捷且可靠。
因此，本方法占空比调节方案，通过互补的调节上下桥臂调制波占空比，从而控制上下桥臂间的能量流动，使能量从电容电压较高的一侧流向电容电压较低的一侧，抑制由电感不对称导致的电容电压不平衡，维持上下桥臂电容电压的稳定。该方案相比于现有方案的优势：通过占空比调节控制电容电压平衡，相比于已有的移相滞环控制，只需要简单的PI控制即可实现，省去了滞环控制中的比较环节，既能实现电容电压平衡，又能减少控制的计算量。
实施例二
一种桥臂不对称MMC型直流变压器控制方法，基于如上实施例一所述的任一种桥臂不对称MMC型直流变压器电容电压平衡方法，以及移相控制，实现MMC型直流变压器的稳定运行。
例如，根据图2中MMC型直流变压器的主电路结构，建立桥臂电流数学模型与桥臂环流数学模型；结合图2中MMC型直流变压器的主电路结构与桥臂电流数学模型式，建立图3所示MMC型直流变压器桥臂电流的差模电流等效回路与共模电流等效回路；建立直流电源通过共模电流等效回路向模块电容充电与模块电容通过共模电流等效回路向二次侧放电的功率模型，得到桥臂间能量流动模型与占空比调节后对应的上下桥臂输入输出功率差值的数学模型；为实现对桥臂电感不对称引起的电容电压不平衡进行补偿，以上下桥臂模块电容电压差值为零为控制目标，设计PI控制器通过调节上下桥臂调制占空比平衡电容电压，最后结合移相控制稳定输出电压，MMC型直流变压器综合控制示意图如图4所示，控制过程中对应的信号与输出电压电流波形如图5所示。
图4中移相单元为传统单移相控制，通过控制一、二次侧调制波移相角，稳定输出电压。脉冲处理单元根据占空比调节输出的占空比变化量d，调整一次侧调制波对应的占空比，从而稳定上下桥臂电容电压。
图5为控制过程中对应的信号与输出电压电流波形，图中G1-G4分别为a相上下桥臂与b相上下桥臂对应的调制波。uab为高频变压器一次侧电压，ucd为高频变压器二次侧电压，uL为变压器漏感对应的电压，iL为变压器漏感对应的电流。
如图6所示，未进行占空比调节的a相上桥臂模块电容电压仿真结果
图7为采用本实施例方法进行电容电压平衡控制的a相上桥臂模块电容电压仿真结果，比较图6和图7可知，采用本实施例方法进行模块电容电压平衡控制后模块电容电压稳定在额定值附近，可以保障MMC型直流变压器的稳定运行。
相关技术方案同实施例一，在此不再赘述。
实施例三
一种存储介质，存储介质中存储有指令，当计算机读取所述指令时，使所述计算机执行上述如上实施例一所述的任一种桥臂不对称MMC型直流变压器电容电压平衡方法和/或如上实施例二所述的任一种桥臂不对称MMC型直流变压器控制方法。
相关技术方案同实施例一，在此不再赘述。
本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (8)

1.一种桥臂不对称MMC型直流变压器电容电压平衡方法，其特征在于，包括：
步骤1、基于MMC型直流变压器的主电路结构和桥臂电流数学模型，建立所述变压器桥臂电流的差模电流等效回路和共模电流等效回路；
步骤2、基于所述差模电流等效回路和所述共模电流等效回路，分别计算上桥臂输入输出功率第一差值以及下桥臂输入输出功率第二差值；
步骤3、采用PI控制，实时采集并基于上下桥臂电容电压的差值，调节所述第一差值和第二差值，实现电容电压平衡；
其中，所述步骤2包括：
分别建立直流电源通过所述共模电流等效回路向各子模块电容充电的上桥臂输入功率模型和下桥臂输入功率模型，以及各子模块电容通过所述差模电流等效回路向二次侧放电的上桥臂输出功率模型和下桥臂输出功率模型，并计算得到上桥臂输入输出功率第一差值以及下桥臂输入输出功率第二差值；
所述上桥臂输入功率模型和下桥臂输入功率模型分别表示为：
Figure FDA0002519276350000011
其中，Pin,p为上桥臂充电功率，Pin,n为下桥臂充电功率，Pout为MMC型直流变压器的传输功率，其为上桥臂输出功率和下桥臂输出功率的加和，d为上、下桥臂调制波占空比分别相对于0.5的相对变化量。
2.根据权利要求1所述的一种桥臂不对称MMC型直流变压器电容电压平衡方法，其特征在于，所述共模电流等效回路包括：直流电源，以及由每一相的上、下桥臂子模块等效电压源和上、下桥臂电感构成的该相支路；所述直流电源与每相支路并联，用于同时通过每相支路，向该支路中的上或下桥臂子模块等效电压源充电；
所述差模电流等效回路包括：高频变压器端口电压，变压器漏感，由各相的上桥臂子模块等效电压源和上桥臂电感构成的上桥臂支路，由各相的下桥臂子模块等效电压源和下桥臂电感构成的下桥臂支路；每条支路同时向所述高频变压器端口电压和变压器漏感输出电能。
3.根据权利要求1所述的一种桥臂不对称MMC型直流变压器电容电压平衡方法，其特征在于，所述上桥臂输出功率模型和下桥臂输出功率模型的建立具体为：
基于拓展移相传输功率模型，得到占空比相对变化d后上桥臂输出功率模型和下桥臂输出功率模型。
4.根据权利要求1至3任一项所述的一种桥臂不对称MMC型直流变压器电容电压平衡方法，其特征在于，所述PI控制的控制表达式为：
d＝kp[0-(up-un)]+ki∫[0-(up-un)]dt
其中，up、un分别为上桥臂各子模块电容电压之和以及下桥臂各子模块电容电压之和；kp、ki为PI控制的参数。
5.根据权利要求1至3任一项所述的一种桥臂不对称MMC型直流变压器电容电压平衡方法，其特征在于，所述步骤3中，所述调节所述第一差值和第二差值，实现电容电压平衡，具体为：
分别调节影响所述第一差值和所述第二差值取值的上、下桥臂调制波占空比，实现电容电压平衡。
6.根据权利要求5所述的一种桥臂不对称MMC型直流变压器电容电压平衡方法，其特征在于，所述分别调节影响所述第一差值和所述第二差值取值的上、下桥臂调制波占空比，实现电容电压平衡，具体为：
分别调节上、下桥臂调制波占空比，使得所述第一差值与上下桥臂电容电压差值的正负相反，高电容电压桥臂中的能量流向低电容电压桥臂，实现上下桥臂电容电压差值为零，实现电容电压平衡。
7.一种桥臂不对称MMC型直流变压器控制方法，其特征在于，基于如权利要求1至6任一项所述的一种桥臂不对称MMC型直流变压器电容电压平衡方法，以及移相控制，实现MMC型直流变压器的稳定运行。
8.一种存储介质，其特征在于，所述存储介质中存储有指令，当计算机读取所述指令时，使所述计算机执行上述如权利要求1至6任一项所述的一种桥臂不对称MMC型直流变压器电容电压平衡方法和/或如权利要求7所述的一种桥臂不对称MMC型直流变压器控制方法。
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