CN1107309C

CN1107309C - 光信息重放方法和设备

Info

Publication number: CN1107309C
Application number: CN97107259A
Authority: CN
Inventors: 香川正毅
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1996-12-06
Filing date: 1997-12-06
Publication date: 2003-04-30
Anticipated expiration: 2017-12-06
Also published as: JPH10172251A; EP0847054A2; CN1188312A; KR19980063866A; EP0847054A3; US6222808B1

Abstract

一种光信息重放方法，用于利用维特比解码方法解调记录在记录介质上的信息，其中即使在记录信息时记录功率有变化，也能高度准确地解调数据。其中在最小反转间隔被限制到不少于2的调制之后，将记录在记录介质上的数据用维特比解码方法解码。记录在记录介质上的特定信号被用作设定用于维特比解码的基准值。

Description

光信息重放方法和设备

技术领域

本发明涉及到使用维特比(viterbi)解码方法解调记录在记录介质上的信息的光信息重放方法和装置。

背景技术

美国专利US 5,581,581公开了一种通常的使用的维特比解码方法的“均衡器”，其中采用同步信号数据检测电路来从接收信号数据串中检测同步信号数据部分，采用传输线路特性估计电路来模拟发送机和接收机之间的脉冲响应，并且根据从传输线路特性估计电路所获得的传输模型而采用维特比算法对传输数据进行解码。

在信息记录领域中，对光记录/重放信息信号***的研究近年来取得了进展。光记录/重放信息信号***具有许多优点：以非接触方式记录/重放是可行的，可以实现比磁记录***记录密度高大约一位数字大小的记录密度，以及可处理多种结构的存储器，例如只读、一次写入或重写型存储器。于是，光记录/重放***在从工业到家庭使用的范围中获得应用。

特别是，光盘，例如具有在其上记录有音乐信息的数字音盘或光视盘，已变成大众的只读记录介质。另一方面，磁光盘或相位变换型光盘广泛用作重写型光盘。

为这些记录介质的高密度记录，建议有多种方法，用使用与信号处理***有关的技术实现高密度的方法是其方法之一。在这些方法中，有这样的已知技术，其中当读出高密度记录在记录介质上的信息时重放信号的传输特性被认为是局部响应(PR)特性，且将维特比解码方法应用于补偿S/N恶化。在由维特比解码方法进行解调时，使用重放信号(RF信号)的变换状态信息来选择最可能正确的数据序列。据认为，它所具有的解码能力高于从按每比特判断的顺序解码方法。

在磁光盘中，例如，用于实现高记录密度的磁场调制***和PR(1，1)及维特比解码方法的组合***已被规范为直径3.5英寸磁光盘的HS标准。

迄今，已主要采用低通型PR(1，1)方式作为如上述HS标准中用于维特比解码的PR特性。然而，已经有报告，在光重放信息信号中，比PR(1，1)具有更大高频域衰减的PR(1，2，1)特性更接近在重放高密度记录的信息时读出光***的传输特性，因此更合乎理想。

现在说明PR(1，2，1)的变换状态。

在图1的方块图中，表示记录/重放信息的传送路由。在图1中，k，a(k)，c(k)，z(k)和d(k)分别表示时间(控制时钟)，记录在记录介质上的原始数据，在被调制后马上记录在记录介质上的数据，从记录介质读出的被噪声恶化的数据和波形均衡后的数据。

在数据记录时，输入数据a(k)并由调制器1调制成由记录/重放***2在记录介质上记录的调制数据c(k)。在重放记录在记录介质上的数据时，由记录/重放***2读出数据，这样由记录/重放***2重放的含有噪声的数据z(k)由记录/重放***输出，以便由均衡器3进行波形均衡。由维特比解码器4解码的波形均衡数据，输入到解调器6作为解调数据输出。

如果k-1和k-2分别表示时间k的一时钟以前的时间和两时钟以前的时间，d(k)具有波形PR(1，2，1)的传送特性，由以下方程(1)给出码间干扰：

d(k)＝c(k)+2c(k-1)+c(k-2) ......(1)

就是说，根据(1，2，1)特性，在给定时间点上输出的数据与三个时钟的输入信息有关。

图2和3分别表示PR(1，2，1)特性的在输入数据和输出数据和状态传送图之间的关系表图。在此，输入信息的排列表示成各个状态，并且各个状态由Sx(c(k-2)，c(k-1)，c(k))标识，x是说明各个状态的后标，其值本身没有特别意思。另外，由于信号是数字信号，所以c(k)是0或1。

如图2和3中所示，按照PR(1，2，1)特性，假设输出有5个值，同时存在8种状态。如果在状态S3(0，1，1)下输入1，则该状态转换到S7(1，1，1)，于是输出变为4。

然而，对于5个值和8种状态的维特比解码器在结构上是非常复杂的，而且在电路规模上是很庞大的。于是，在记录介质上记录信息时，常常使用与最小反转间隔限制为2的调制方式组合的维特比解码器。在最小反转间隔限制为2的调制方式中，有例如与NRZI方式组合的(1，7)RLL编码的调制方式。在这种限制下，在调制输入数据中，至少有两个连续的0或1，而不存在S2(0，1，0)或S5(1，0，1)的状态。

如果重新整理图2和3，则所有状态都能用二时钟的约束状态来描述。图4和图5示出用Sx(c(k-1)，c(k))表示的重新整理后的状态表图。从图4和5来看，输出具有4个值，可得到4种情况的状态，即S0，S1，S2和S3。该状态变换与PR(1，1)相同，所以能够使实际解码电路的规模大大地降低。

然而，实际的RF信号由于明显的误差而恶化，因此重放输出电平不一定与上述理想值符合。与实际信号电平相比较的基准信号电平的理想输出电平，在此叫做对维特比解码的基准值。如果整个重放RF信号的幅度归一化为1，则4个基准值通常是0.00/0.25/0.75/1.0，分别与状态S1/S2/S3/S4关联。

如果能用对记录介质最佳的记录功率记录数据，对RF信号进行波形均衡以使其具有PR(1，2，1)传送特性，那么能充分发挥维特比解码的能力。然而，如果信息记录功率偏离于最佳值，则RF信号会发生不对称性。这种不对称性由于光调制记录***的使用而更为突出。如果产生不对称性，本来应集中到0.25/0.75电平的RF信号电平，在波形均衡时会有些向上或向下偏离。在这种情况下，如果采用0.00/0.25/0.75/1.0组合作为维特比解码的基准值，尽管使用了维特比解码也会产生误差，这样就会显著地降低解码能力。

发明内容

因此，本发明的目的是提供一种光信息重放方法和装置，其中如果在信息记录期间，记录功率受到起伏影响，也能够根据从重放RF信号获得的变换状态信息来选择和解调最可能正确的数据串。

为实现上述目的，可以利用记录在记录介质上的信息中预先已知的内容和位置的信息的重放信号，来动态地设定用于维特比解码的基准值。

一个方面，本发明提供一种光信息重放方法，用于在最小反转间隔限定为2以上的调制后利用维特比解码解调记录在记录介质上的数据，其中利用记录在记录介质上特定信号，来设定用于维特比解码的基准值。

具体是，将测试模式附加到每个区段的头标部分并用作特定信号。例如，在信息重放时给出饱和幅度的模式就能作为上述的测试模式。

或者，在记录信息时附加到数据串的同步信号，或记录在每个区段头题部分中最短周期重复信号都可用作该特定信号。

根据本发明的光信息重放方法，由于记录在记录介质上的该特定信号用于设定维特比解码使用的基准值，维特比解码时能使用对于重放信号电平的最佳基准值，从而能准确地解调数据。

另一方面，本发明提供一种光信息重放设备，包括：基准值设定电路，它根据在记录介质上预设位置上记录信息的重放信号电平，来设定基准值；和维特比解码电路，用于使用由基准值设定电路设定的基准值进行维特比解码。

在上述光信息重放设备中，由基准值设定电路基于重放信号电平设定用于维特比解码的基准值。维特比解码电路使用由基准值设定电路设定的基准值进行维特比解码。即，在本发明的光信息重放设备中，根据重放信号电平动态地设定用于维特比解码的基准值。于是，在本发明光信息重放设备中，维特比解码时使用根据重放信号电平设定的最佳基准值，就能准确解调数据。

具体来讲，按照本发明的一个方面，提供了一种光信息重放方法，用于利用维特比解码方法解调记录在记录介质上的信息，该光信息重放方法包括下列步骤：设定一个较大基准值和一个较小基准值；检测记录介质上信号预设位置上记录的一特定信号，其中该特定信号是附加在一个区段的头标部分的测试模式、记录时附加在一个数据串上的同步信号、和记录在一个区段头标部分的最短周期的重复信号中的一个；在所述较大基准值和较小基准值之间动态地设定第一和第二基准值，其中每一个所述第一和第二基准值是按照所述特定信号的电平分别设定的；以及，使用所述较大基准值、所述第一和第二基准值、以及所述较小基准值执行维特比解码。

按照本发明的另一个方面，提供了一种光信息重放设备，用于利用维特比解码方法解调记录在记录介质上的信息，该光信息重放设备包括：基准值设定电路，用于检测记录介质上信号预设位置上记录的一特定信号，并用于设定一个较大基准值和一个较小基准值，还用于在所述较大基准值和较小基准值之间动态地设定第一和第二基准值，其中每一个所述第一和第二基准值是按照所述特定信号的电平分别设定的；以及，维特比解码电路，用于使用所述较大基准值、所述第一和第二基准值、以及所述较小基准值进行维特比解码，其中所述特定信号是附加在一个区段的头标部分的基准模式、记录时附加在一个数据串上的同步信号、和记录在一个区段头标部分的最短周期的重复信号中的一个。

附图说明

图1表示信息记录/重放***的数据传送路由的方块图。

图2表示5个值8个状态PR(1，2，1)特性的输入数据和输出数据之间的关系。

图3表示5个值8个状态PR(1，2，1)特性的输入数据和输出数据之间关系的状态变换图。

图4表示4个值4个状态PR(1，2，1)特性的输入数据和输出数据之间的关系，其中最小反转间隔限制为2。

图5表示4个值4个状态PR(1，2，1)特性的输入数据和输出数据之间关系的状态变换图，其中最小反转间隔限制为2。

图6表示状态变换方式的路线(trellis)图。

图7表示状态变换可能组合的路线图。

图8A至图8C表示重放信号眼图不对称的方式。

图9表示典型的重放信号。

图10A至图10C表示确定用于维特比解码的基准值而使用的信号模式的例子。

图11示出表示与通常的光信息解码***相比，本发明的光信息解码***的解码能力的图。

图12表示实施本发明的光信息解码装置的典型结构的方块图。

具体实施方式

参考附图，将详细说明本发明的数字信号传送设备的优选实施例。

首先，将说明实施本发明的4个值4状态维特比解码方法。

在维特比解码中，为了进行解码，要计算从给定的状态变换到下一个状态的概率和找到状态变换的最大概率的路由。在维特比解码中，状态变换的路由通常叫做路径(path)，经过给定状态的概率叫做度规(metric)。

在下面计算中，代表在时间点k状态Sx上概率的度规表示为L(Sx，k)，作为一路径度规与在测量值z(k)和基准值之间差平方之和。具有最小路径度规的路径是最可能正确的数据。此外，还有计算最大似然函数的计算方法。该方法基本上与本方法一样。

在下面描述中，解码的基准值被归一化为具有最大幅度等于1。即，对应于S0的最小电平设定到0.0，同时对应于S3的最大电平设定到1.0。另外，对应于S1和S2的电平分别表示为A和B。

图6表示此时的状态变换方式的路线图。度规在下面方程式(2)至(4)中表示。在下面方程式中，min(a，b)表示a或b中较小的一个。

L(S0，k)＝min{L(S0，k-1)+z(k)²，L(S2，k-1)+(A-z(k))²}

...(2)

L(S1，k)＝L(S0，k-1)+(A-z(k))²

...(3)

L(S2，k)＝L(S3，k-1)+(B-z(k))²

...(4)

L(S3，k)＝min{L(S0，k-1)+(B-z(k))²，L(S2，k-1)+(1-z(k))²}

...(5)

上面方程式(2)意味着S0和S2均可能是变换到S0前的状态，也意味着，S0或S2中具有累积到当前为止的度规与在测量值和基准值之间的差平方之和较小一个被当作较可能的度规。方程式(3)意味着变换到S1前的状态是S0，并且累积到当前为止的度规与在测量值和基准值之间的差平方之和用作新的度规。方程式(4)意味着变换到S2前的状态是S3，并且累积到当前为止的度规与在测量值和基准值之间的差平方之和用作新的度规。上面方程式(5)意味着S0和S2均可能是变换到S3前的状态，并且S0或S2中具有累积到当前为止的度规与在测量值和基准值之间的差平方之和较小的一个被当作较可能的度规。

如果直接采用上面方程式(2)到(5)设计电路，那么测量值z(k)平方项的存在就削弱了处理的速度。因此，由下面方程式(6)定义归一化的度规，将上面方程式(2)到(5)分别重写为方程式(7)到(10)。

m(Sx，k)＝{L(Sx，k)-z(k)²}/2

...(6)

m(S0，k)＝min{m(S0，k-1)，(S2，k-1)+A²/2-A×z(k)}

...(7)

m(S1，k)＝m(S0，k-1)+A²/2-A×z(k)

...(8)

m(S2，k)＝m(S3，k-1)+B²/2-B×z(k)

...(9)

m(S3，k)＝min{m(S1，k-1)+B²/2-B×z(k)，m(S3，k-1)+1/2-z(k)}

...(10)

根据上面方程式(7)和(10)中两项的大小关系，下面四种可能的状态变换都可被认为是可能的状态变换：

m(S0，k-1)≤m(S2，k-1)+A²/2-A×z(k)和

m(S1，k-1)+B²/2-B*z(k)＜m(S3，k-1)+1/2-z(k)

状态变换(1)

m(S0，k-1)＞m(S2，k-1)+A²/2-A×z(k)和

m(S1，k-1)+B2/2-B*z(k)＜m(S3，k-1)+1/2-z(k)

状态变换(2)

m(S0，k-1)≤m(S2，k-1)+A²/2-A×z(k)和

m(S1，k-1)+B2/2-B*z(k)≥m(S3，k-1)+1/2-z(k)

状态变换(3)

m(S0，k-1)＞m(S2，k-1)+A²/2-A×z(k)和

m(S1，k-1)+B2/2-B*z(k)≥m(S3，k-1)+1/2-z(k)

状态变换(4)

图7中示出上述状态变换(1)到(4)的方式。如果有关状态变换的信息存储在寄存器中并逆行追溯，在所有路径中仅剩下的一个路径作为最可能的路径。在该残存的路径上的数据被解调为正确数据。该操作序列表示4个值4个状态的维特比解码。

以下将具体说明利用本发明的技术如何解决在应用上述维特比解码从记录介质重放信号时所遇到的实际问题。

图8表示出表示重放信号的眼图的例子。图8A表示其中在记录期间功率适当并且PR(1，2，1)的波形均衡已经正确地完成的例子，图8B表示其中在记录期间功率不足并且PR(1，2，1)的波形均衡没有充分进行的例子，图8C表示其中在记录期间功率太强以致不能满意地实现PR(1，2，1)波形均衡的例子。

如果在信息信号在记录介质上记录期间的功率是最佳的，而且PR(1，2，1)的波形均衡已经满意地完成，则分别把用于维特比解码的基准值设定到与状态S1/S2/S3/S4相关联的0.00/0.25/0.75/1.00就可以了。

然而，如产生不对称性，则状态S1和S2的会聚位置在重放信号波形的数据识别点上偏离理想值，从图8B或8C所示的眼图可看出。如果将理想状态值直接用在这种情况，则解码能力将大大下降。

同时，如果0＜A＜B＜1，虽然将非0.25和0.75的值代入变量A和B，上述维特比解码原理的方程式也能成立。即，状态S1的基准值可以与0.25不同，同时状态S2的基准值可以与0.75不同。

于是，根据本发明，将其上集中实际信号的电平值用作维特比解码的基准值，代替直接使用理想状态值。由于如此，即使重放信号偏离PR(1，2，1)的理想均衡状态，也能设立适当的基准值，从而可充分利用维特比解码的能力。

图9示出重放信号的例子，其中顺序输出具有饱和幅度的模式P1、在最短周期上的重复信号P2和随机信号P3。

此时，通过检测重放信号电平的最大和最小值，可以比较容易地确定状态S3的电平和状态S0的电平。而且，根据具有饱和幅度的波形腰部或具有最短周期的重复信号的上或下电平，能确定状态S1的电平和状态S2的电平。

即，由于状态S1和S2的电平是在记录数据时从0到1或从1到0转换的电平，如果已知记录在记录介质某部分上的信息，这种电平就比较容易检测。

因此，根据本发明，对应于状态S1或状态S2的电平没有设定到预设值，而是依赖于重放信号动态地确定。上述的维特比解码根据动态设定基准值执行。

下文中，将具体说明根据重放信号设定状态S1和S2的基准值的具体例子，这包括使用饱和幅度模式的例子，使用同步信号的例子和使用最短周期重复信号的例子。

使用饱和幅度模式

如果由于不对称性使波形均衡不充分，那么从具有饱和幅度的信号中获得对应于状态S1和S2的电平，与从具有最短周期的重复信号获得的电平是不一致的，因此在它们之间产生了差。在重放时提供的饱和幅度模式要比不饱和幅度模式的发生概率高。例如，在由(1，7)RLL编码和NRZI方式组合的调制方式中，信息以2T到8T的七个信息单元的组合记录。在这种情况下，长度大致超过4T的信息单元就会出现饱和幅度。这时，超过4T长度的信息单元重放时是否会出现饱和幅度，还取决于记录时的线密度。

在这种情况下，可以在记录信息信号之前，将具有饱和幅度的模式记录为附在各个区段头标内的测试模式，并且在数据重放期间根据从测试模式获得的重放信号的电平来设定对应于状态S1和S2的基准值。

使用同步信号

当记录信息信号时，为了改进在信息重放时解调的可靠性，通常附有同步信号。这种同步信号经常使用长的信息单元。因此，就可能使用这种同步信号来设定用于维特比解码的基准值。

例如，ISO/IEC 13549标准提供在调制输入信号之前预调制输入信号使其每20字节附有2字节的同步信号。该同步信号需包括8T/7T信息单元组，如图10B中所示。于是，重放数据时，根据从同步信号获得的重放信号的电平来设定对应于状态S1和S2的基准值。

如果以这种方式使用同步信号，则用于维特比解码的基准值就能仅使用预先存在的数据模式来动态设定，而不用新加测试模式。

使用最短周期的重复信号

如果波形均衡是充分的，使得最短周期的重复信号(VFO信号)的电平与从具有饱和幅度的信号获得的状态S1和S2电平大体上一致，就能根据头标部分信号来设定对应于状态S1和S2的基准电平。

例如，磁光盘的ISO标准提供在每个区段的头标部分中用于记录VFO信号的区域，该VFO信号用于信息重放时为PLL产生时钟。

图11表示解码能力实验比较的结果，比较的双方是，根据重放信号电平动态设定用于维特比解码的基准值的情况，与固定用于维特比解码的基准值的情况。在图11中，横坐标表示用于记录信息信号的激光功率，纵坐标表示使用维特比解码解码信息信号的比特误差率。此外，在图11中，△和○分别表示根据本发明动态设定用于维特比解码的基准值的情况和固定设定用于维特比解码的基准值的情况。

本实验表明在靠近5.5mW附近的记录功率为不产生不对称性的最佳值。利用本发明的解码方法的优越性在高功率一侧变得特别明显，如图11中所示。具体是，若以10^-5的比特误差率为衡量标准，可将功率界限提高大约80％。图11表示用光调制在磁光盘上记录数据的情况。然而，当然本发明能够应用到相变型光盘或只读光盘。

使用上述重放方法的光信息重放设备的说明例可通过参考图12表示的光信息重放设备的结构来说明。

当记录信息信号时，从外边输入的数据进入到本光信息重放设备的记录数据发生电路11。记录数据发生电路11根据输入数据产生用于在记录介质上记录的记录数据。记录数据进入调制电路12，然后调制电路12以预设方式调制记录数据。如果要求把用于设立维特比解码的基准值的测试模式加到记录数据上，则可用记录数据发生电路11或用调制电路12来加入。由调制电路12调制的信号供到激光驱动电路13。激光驱动电路13驱动光头16，以便在由主轴马达14使记录介质15旋转的同时在光记录介质15上写入信号。

当重放如上述写入的信号时，在主轴电机14旋转光记录介质15时驱动光头16，重放在光记录介质15上写入的信号。从光头16重放的信号输入放大器17，并被放大器17放大，之后输入到A/D转换器电路18。进入A/D转换器电路18的重放信号在此变换成数字信号，然后进入到数字均衡器19，以便波形均衡。由放大器17放大的信号也进入到PLL电路20，以便提取时钟信息，然后进入到用于重放同步的定时发生器21。

应用本发明的光信息信号重放设备包括用于设定维特比解码的基准值的基准值设定电路22。基准值设定电路22根据定时发生器21来的时钟信号和从数字均衡器19来的信号设定用于维特比解码的基准值并把基准值发送到维特比解码电路23。具体是，基准值设定电路22对从定时发生器21提供的时钟信号计数，来在预设测试模式发生点上检测重放信号电平，以便把该电平信息提供到维特比解码电路23。

由基准值设定电路22设定的基准值和由数字均衡器19波形均衡的信号输入到维特比解码电路23。使用由基准值设定电路22设定的基准值，维特比解码电路23维特比解码由数字均衡器19波形均衡的信号，以便输出作为重放数据的维特比解码数据。

通过从由基准值设定电路22预设的记录位置和内容信息的重放信号中检测和保持必要的信号电平，并把该信号电平提供到维特比解码电路23，即使在重放信号中存在不对称时，也能稳定地完成维特比解码。

Claims

1.一种光信息重放方法，用于利用维特比解码方法解调记录在记录介质上的信息，其特征在于，所述光信息重放方法包括下列步骤：

设定一个较大基准值和一个较小基准值；

检测记录介质上信号预设位置上记录的一特定信号，其中该特定信号是附加在一个区段的头标部分的测试模式、记录时附加在一个数据串上的同步信号、和记录在一个区段头标部分的最短周期的重复信号中的一个；

在所述较大基准值和较小基准值之间动态地设定第一和第二基准值，其中每一个所述第一和第二基准值是按照所述特定信号的电平分别设定的；以及

使用所述较大基准值、所述第一和第二基准值、以及所述较小基准值执行维特比解码。

2.根据权利要求1的光信息重放方法，其特征在于，将信息重放时具有饱和幅度的模式用作所述测试模式。

3.一种光信息重放设备，用于利用维特比解码方法解调记录在记录介质上的信息，其特征在于，所述光信息重放设备包括：

基准值设定电路，用于检测记录介质上信号预设位置上记录的一特定信号，并用于设定一个较大基准值和一个较小基准值，还用于在所述较大基准值和较小基准值之间动态地设定第一和第二基准值，其中每一个所述第一和第二基准值是按照所述特定信号的电平分别设定的；和

维特比解码电路，用于使用所述较大基准值、所述第一和第二基准值、以及所述较小基准值进行维特比解码，

其中所述特定信号是附加在一个区段的头标部分的基准模式、记录时附加在一个数据串上的同步信号、和记录在一个区段头标部分的最短周期的重复信号中的一个。