CN110531323B - 一种适用于mimo/ofdm外辐射源雷达的参考信号重构方法 - Google Patents

一种适用于mimo/ofdm外辐射源雷达的参考信号重构方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种适用于MIMO/OFDM外辐射源雷达参考信号重构方法，首先利用直达波信号中的前导训练序列实现了帧同步、符号同步和频率同步，然后利用导频通过信道估计算法消除了多径、多普勒频移等导致的符号间干扰和子载波间干扰，接着利用最大似然解码算法进行了原始数据恢复，译码纠错后得到了BER很低的比特流，再对干净的比特流进行再编码生成发射端信号，最后对发射端信号的自模糊函数进行了分析，并针对模糊函数副峰和旁瓣进行了抑制。与直接获取参考信号相比，本发明提升了参考信号纯度，有利于雷达***的目标探测，实现方法简单。

Description

一种适用于MIMO/OFDM外辐射源雷达的参考信号重构方法
技术领域
本发明属于外辐射源雷达技术领域和通信技术领域，涉及到雷达接收端参考信号的获取，采用了基于“解调-再调制-修正”的参考信号获取与提纯方法。
背景技术
在雷达领域，现有的多种反雷达技术让有源雷达的工作环境越来越不安全，甚至面临着巨大的考验。同时，伴随着我国低空空域逐渐开放，民用航空产业得到了快速发展，但有效的低空空域监视和管制手段还存在很多的不足。外辐射源雷达的出现为解决传统有源雷达现阶段所面临的困境提供了新的解决方案，同时也更好地顺应了时代的要求。外源雷达所利用的第三方照射源主要有：地面数字电视广播DVB-T(Digital VideoBroadcasting-Terrestrial)、数字电视地面广播DTMB(Digital Television TerrestrialMultimedia Broadcasting)、***多媒体广播CMMB(China Mobile MultimediaBroadcasting)、FM广播、数字音频广播DAB(Digital Audio Broadcasting)、LTE(LongTerm evolution)。
其中，基于IEEE无线局域网标准(802.11n)的信号采用MIMO/OFDM编码方式，与其它辐射源特性具有较大的不同。该信号目前已在国内外主要城市普及，利用其作为外辐射源进行穿墙探测有着天然的优势：802.11n信号覆盖广，现如今从公共区域，如机场、咖啡吧、餐厅、快餐店、酒店、百货商店到私人区域，如家庭、学校、政府机构甚至是航天器都覆盖了无线网络，使802.11n外源雷达有很多应用场景；同时，802.11n接入点多，有利于进行外辐射源雷达组网探测，提升探测范围，且有利于降低成本；802.11n信号与之前研究的信号而言具有更高的带宽，穿墙性能优良，盲区较小，并具有较好的距离分辨率；802.11n信号具有2.4G和5G双频模式，便于日后实现双频探测。
外辐射源雷达通常有两个通道，一个为监测通道，接收目标散射信号，另一个为参考通道，接收辐射源发射的直达波，作为参考信号与监测信号进行匹配滤波。参考信号的质量对于匹配滤波结果影响很大，所有获取纯净的参考信号非常重要。
外辐射源雷达***的参考信号获取有两种方式，第一种是直接获取参考信号的方式，即在接收端直接通过有方向性的参考天线指向发射台方向、接收到的参考通道信号即为参考信号；另一种参考信号获取方式，即对参考通道信号进行“解调-再调制”重构发射信号的处理从而提取出更为纯净的直达波信号作为参考信号；本发明在传统“解调-再调制”方式基础上提出了“解调-再调制-修正”方法进行重构，从而降低信号模糊函数的副峰和旁瓣，提高探测性能。
重构需要对接收信号依次进行同步、信道估计、MIMO空时解码、解映射、解交织、译码纠错，纠错之后，得到正确的比特流，再按照发射信号特点进行修正，降低副峰和旁瓣抑制，最后按照发射信号生成步骤产生802.11n参考信号。其中同步主要包括了帧同步、符号同步以及频率同步。帧同步是为了粗略估计出一帧信号的起始位置；符号同步主要是为了找到OFDM符号的起点；频率同步根据频偏的大小有不同的处理算法，主要是为了纠正频偏。同步是接收端进行后续处理的前提条件，同步不精准，会导致后面的信道估计等步骤无法正常进行，因此同步对于信号重构十分重要。
为此，本发明基于信号帧结构的特点和OFDM信号的正交性，提出了一种适用于802.11n外辐射源雷达参考信号重构方法。
发明内容
针对外辐射源雷达直接获取参考信号纯度不高的问题，本发明提出了基于“解调-再调制-修正”重构的参考信号提纯方法。
本发明所采用的技术方案是：一种适用于802.11n外辐射源雷达参考信号重构方法，包括以下步骤：
步骤1，通过帧同步粗略地对信号流中的参考信号进行检测，找出信号帧大致的起始位置，具体为：利用直达波信号前导中10个完全一样的短训练序列，通过延时相关帧同步算法进行帧起点的检测，根据判决度量即每根天线上接收的相关值的叠加值的变化来判断，判决度量峰值出现的位置就是帧的起点；
步骤2，利用数据辅助法对步骤1中的信号进行粗频偏估计，校正信号中存在的较大的频偏；
步骤3，利用符号同步算法找出OFDM符号的起始位置，采用延时同步相关算法，利用长训练序列与接收的采样序列进行相关，根据判决度量来估计出OFDM符号的起点；
步骤4，采用帧结构中的长训练序列进行相关，对***中存在的小数倍频偏进行估计；
步骤5，采用基于导频的信道估计方法，首先估计出导频处的信道值，再利用插值算法计算出其它子载波的信道值；
步骤6，进行空时解码，采用最大似然解码算法进行原始数据流的恢复；
步骤7，根据步骤6中得到的正确的比特流，再按照发射信号生成步骤产生参考信号，并在参考信号生成后，根据模糊函数分析，对参考信号进行修正，实现模糊函数的副峰抑制与旁瓣抑制。
进一步，骤1的具体实现方式如下，
对于接收信号的采样序列r(n)，通过以下公式计算得到步骤1中帧的起点，
Figure BDA0002181471480000031
Figure BDA0002181471480000032
Figure BDA0002181471480000033
Figure BDA0002181471480000034
其中，k表示接收天线数量；L为短训练序列延时相关累加值；n表示子载波的索引值；D为滑动窗口的长度,与短训练序列长度值一致；Ck(n)为延时自相关函数，Pk(n)为接收到的信号的能量，cor(n)为单根天线的判决度量，Tr是发射天线数，M为多根天线的判决度量，当判决度量迅速增大到峰值，峰值出现的位置就是帧的起点。
进一步，步骤2中的具体实现方式如下，
设第i根发射端天线上的发送信号第m个OFDM符号第n个样值为si(m,n)，那么对应接收到的符号表示为：
Figure BDA0002181471480000035
当经过MIMO信道后，第j根接收天线上接收到的信号表示为：
Figure BDA0002181471480000041
在发送端，短训练序列总体上没有不同，仅仅存在相位上的差异，那么延时相关的值表示为如下：
Figure BDA0002181471480000042
由于MIMO***采用了多根接收天线，那么在得到单根接收天线的值的基础上，还需要将其求和得到最终的判决变量，那么得到的频率偏移值为：
Figure BDA0002181471480000043
其中，yi(m,n)为接收到的符号采样值，fc为发送的载波频率，Ts为采样间隔，Tx为发射天线数量，w为加性高斯白噪声，rj(m,n)为第j根接收天线上信号，zj为延时相关的值，L为短训练序列延时相关累加值，D为短训练序列长度值，fΔ为接收载波和发送载波之间的频差，频率偏移值为
Figure BDA0002181471480000044
为相位差的角度表示，范围为(-π,π)；
故得到的粗频偏估计范围为：
Figure BDA0002181471480000045
进一步，步骤3的具体实现方式如下，
802.11n协议标准中的40MHz模式下的两发两收***，其循环移位的长度依次为0ns，-400ns，第二条接收链路与前一条相比超前了8个样本，若设L-LTF的起点对应ns个样本，则此时将长训练序列和接收到的采样序列进行相关表示为：
Figure BDA0002181471480000046
上式中，rk表示的是第k条接收链路接收到的采样序列，
Figure BDA0002181471480000047
为长训练序列的复共轭；
此时的判决度量为：
M2(n)＝|Ck(n)|2+|Ck(n-8)|2
则OFDM符号的起点估计为：
Figure BDA0002181471480000051
进一步，步骤4的具体实现方式如下，
精载波频偏算法采用的是帧结构中的长训练序列与接收信号做相关，采用802.11n WiFi信号的HT-Mixed帧格式，选用的是帧格式中的L-LTF序列，L-LTF由保护间隔和两段长训练序列组成；
Figure BDA0002181471480000052
Figure BDA0002181471480000053
其中Λ为相关函数，r*(nL+k)为完整的长训练部分，r(n)为接收信号，nL为长训练序列符号起始点，TFFT为长训练序列的长度，N是子载波数，k为对应长训练符号子载波的索引值，小数倍载波频偏估计值为εf；
故得到精频偏估计范围为：
Figure BDA0002181471480000054
精载波频偏估计的范围最大为子载波间隔的一半。
进一步，步骤5的具体实现方式如下，
假设发送的序列为矩阵X，接收到的信号为矩阵Y，信道矩阵为H，信道噪声Z是满足E{z(k)}＝0，
Figure BDA0002181471480000055
那么整个***模型表示如下：
Y＝XH+Z
则信道矩阵的代价函数为：
J(H)＝||Y-XH||2＝YHY-YHXH-HHXHY+HHXHXH
上式中，Y,X分别为收发端信号；
将上式求偏导，并令其值等于0，即：
Figure BDA0002181471480000056
可得XHY＝XHXH，进一步化简可得：
H＝(XHX)-1XHY＝X-1Y
H的期望表示如下：
E(H)＝E(X-1Y)＝E(X-1(XH+Z))＝E(H+X-1Z)＝E(H)
其中J(H)信道矩阵的代价函数，Y,X分别为收发端信号，H的期望为E(H)；设Hp(k)为估计出的导频子载波k的信道值，L为一个OFDM符号中导频数，首先对导频处估计的信道值
Figure BDA0002181471480000061
取IDFT，得到hp(k)；然后在时域通过将hp(k)补零的方式得到时域信号为
Figure BDA0002181471480000062
其中补零的个数为子载波数N减去导频数；最后对
Figure BDA0002181471480000063
做N点DFT变换得到信道估计值
Figure BDA0002181471480000064
LS信道估计的均方误差表示如下：
Figure BDA0002181471480000065
其中，δz，δx分别为信号X和噪声Z的方差。
进一步，步骤6的具体实现方式如下，
发射端采用的是Alamouti提出的STBC方案，将发射端的两根天线上传输的数据通过正交编码以后发送出去，其编码矩阵表示为：
Figure BDA0002181471480000066
上式中，s0,s1——调制后两个连续的符号；
(·)*——复共轭运算；
通过编码矩阵可知，在第一个时间间隔T，s0，s1分别被天线1，2同时发送；第二个时间间隔T，-s* 1，s* 0，分别被天线1，2同时发送；那么收端天线上并不只有2根发射信号，还有噪声存在，由于空时分组码采用正交编码，所以在接收端可采用最大似然解码算法进行原始数据的恢复，收端在时刻t和t+T时，所收到的信号如下：
r0＝r(t)＝h0s0+h1s1+n0
Figure BDA0002181471480000071
上式中，h0(t),h1(t)——收发天线的之间的信道；
n0,n1——接收到的噪声；
将接收到的信号进行线性合并，得到如下的表达式：
Figure BDA0002181471480000072
Figure BDA0002181471480000073
进一步化简可得：
Figure BDA0002181471480000074
Figure BDA0002181471480000075
上式中，
Figure BDA0002181471480000076
——第一个，第二个符号周期内的等效高斯白噪声；
根据最大似然准则的判决规则进一步化简得到：
Figure BDA0002181471480000077
Figure BDA0002181471480000078
上式中，s为M进制的调制星座图中的星座点的集合，hi,j表示第i根发射天线和第j根接收天线之间的信道。
进一步，步骤7中根据模糊函数分析，对参考信号进行修正，实现模糊函数的副峰抑制与旁瓣抑制的具体实现方式如下，
模糊函数中副峰出现的位置与幅值将副峰分为两类，一类副峰位于主峰附近对称处，且两幅峰幅值与主峰幅值接近，由前导符号引起；另一类副峰幅值相对主峰明显偏小，分布较散，由循环前缀引起；
针对第一类，采用将前导符号剔除的方法，来对前导符号产生的副峰进行抑制；针对第二类，采用循环前缀置零的方法移除循环前缀引起的副峰，并同时进行无效子载波处理抑制旁瓣。
与现有技术相比，本发明所得到的参考信号纯度高，优点尤为突出，对提升雷达***探测性能有正面作用，对于外辐射源雷达实际应用非常有意义。
附图说明
图1：是本发明实施例的MIMO***结构图；
图2：是本发明实施例的方法流程图；
图3：是帧同步具体的算法流程图；
图4：是信道估计方法；
图5：是发射端信号生成流程；
图6：是辐射源信号模糊函数图；
图7：是长训练序列时延自相关；
图8：是短训练序列时延自相关；
图9：是处理前导后的信号模糊函数图；
图10：是处理前导和循环前缀后的模糊函数图；
图11：是处理前导和循环前缀及无效子载波后的信号模糊函数图。
具体实施方式
为了便于本领域普通技术人员理解和实施本发明，下面结合附图及实施例对本发明作进一步的详细描述，应当理解，此处所描述的实施示例仅用于说明和解释本发明，并不用于限定本发明。
图1和图2为本发明实施的MIMO结构图和方法流程图，本发明实施例中信号为IEEE802.11n协议标准OFDM模式下的信号，调制方式为16-QAM，子载波间隔为312.5KHz，中心频率为2.4GHz。本发明提供一种适用于802.11n外辐射源雷达参考信号重构方法，包括以下步骤：
步骤1：通过帧同步粗略地对信号流中的信号进行检测，找出信号帧大致的起始位置。利用802.11n前导中10个完全一样的短训练序列，通过延时相关帧同步算法进行帧同步起点的检测，根据判决度量即每根天线上接收的相关值的叠加值的变化来判断，判决度量峰值出现的位置就是帧的起点，如图3所示。
对于接收信号的采样序列r(n)，通过以下公式计算得到步骤1中帧的起点：
Figure BDA0002181471480000091
Figure BDA0002181471480000092
Figure BDA0002181471480000093
Figure BDA0002181471480000094
其中，k表示接收天线数量，此处取2；L为短训练序列延时相关累加值，取5；n表示子载波的索引值，范围为0-127；D为滑动窗口的长度,与短训练序列长度值一致，取32；Ck(n)为延时自相关函数，Pk(n)为接收到的信号的能量，cor(n)为单根天线的判决度量，Tr是发射天线数，一般取2，M为多根天线的判决度量，当判决度量迅速增大到峰值，峰值出现的位置就是帧的起点,帧同步具体的算法流程图如图3；
步骤2：利用数据辅助法对步骤1中的信号进行粗频偏估计，校正信号中存在的较大的频偏。
设第i根发射端天线上的发送信号第m个OFDM符号第n个样值为si(m,n)，那么对应接收到的符号可以表示为：
Figure BDA0002181471480000095
当经过MIMO信道后，第j根接收天线上接收到的信号可以表示为：
Figure BDA0002181471480000096
在发送端，短训练序列总体上没有不同，仅仅存在相位上的差异，那么延时相关的值可以表示为如下：
Figure BDA0002181471480000101
由于MIMO***采用了多根接收天线，那么在得到单根接收天线的值的基础上，还需要将其求和得到最终的判决变量。那么得到的频率偏移值为：
Figure BDA0002181471480000102
其中，yi(m,n)为接收到的符号采样值，fc为发送的载波频率，Ts为采样间隔，Tx为发射天线数量，w为加性高斯白噪声，rj(m,n)为第j根接收天线上信号，zj为延时相关的值，L为短训练序列延时相关累加值，D为短训练序列长度值，fΔ为接收载波和发送载波之间的频差，频率偏移值为
Figure BDA0002181471480000103
为相位差的角度表示，范围为(-π,π)。
故得到的粗频偏估计范围为：
Figure BDA0002181471480000104
步骤3：利用符号同步算法找出OFDM符号的起始位置，采用延时同步相关算法，利用长训练序列与接收的采样序列进行相关，根据判决度量来估计出OFDM符号的起点。
同帧同步一样，由于接收到的信号是多根发射天线上的信号之和，且为了防止波束形成引入了循环移位对不同发射天线上的信号进行区分，所以单入单出SISO***的符号同步算法并不能应用于MIMO***，必须结合MIMO***的特点进行相应的改进。本发明主要针对的是802.11n协议标准中的40MHz模式下的两发两收***，其循环移位的长度依次为0ns，-400ns，第二条接收链路与前一条相比超前了8个样本，若设L-LTF的起点对应ns个样本，则此时将长训练序列和接收到的采样序列进行相关可以表示为：
Figure BDA0002181471480000105
上式中，rk表示的是第k条接收链路接收到的采样序列，
Figure BDA0002181471480000106
为长训练序列的复共轭。
此时的判决度量为：
M2(n)＝|Ck(n)|2+|Ck(n-8)|2
则OFDM符号的起点可以估计为：
Figure BDA0002181471480000111
步骤4：精频偏估计。整数倍载波频偏同步之后，由于估计算法精度有限，信号仍然存在残余频偏，还需要利用精载波频偏对残留的载波频偏进行估计。残留的载波频偏不仅会导致载波频率分量的幅度失真，也会引起相位的失真。如果不对其进行纠正，会直接影响到解码的正确性。精载波频偏估计算法采用的是帧结构中的长训练序列与接收信号做相关，本发明采用的是802.11n WiFi信号的HT-Mixed帧格式，选用的是帧格式中的L-LTF序列，L-LTF由保护间隔和两段长训练序列组成，
Figure BDA0002181471480000112
Figure BDA0002181471480000113
其中Λ为相关函数，r*(nL+k)为完整的长训练部分，r(n)为接收信号，nL为长训练序列符号起始点，TFFT为长训练序列的长度，N是子载波数，k为对应长训练符号子载波的索引值，小数倍载波频偏估计值为εf；
故得到精频偏估计范围为：
Figure BDA0002181471480000114
精载波频偏估计的范围最大为子载波间隔的一半。
步骤5：采用基于导频的信道估计方法，首先估计出导频处的信道值，再利用插值算法计算出其它子载波的信道值。
假设发送的序列为矩阵X，接收到的信号为矩阵Y，信道矩阵为H，信道噪声Z是满足E{z(k)}＝0，
Figure BDA0002181471480000115
那么整个***模型可以表示如下：
Y＝XH+Z
则信道矩阵的代价函数为：
J(H)＝||Y-XH||2＝YHY-YHXH-HHXHY+HHXHXH
上式中，Y,X分别为收发端信号。
将上式求偏导，并令其值等于0，即：
Figure BDA0002181471480000121
可得XHY＝XHXH,进一步化简可得：
H＝(XHX)-1XHY＝X-1Y
H的期望可以表示如下：
E(H)＝E(X-1Y)＝E(X-1(XH+Z))＝E(H+X-1Z)＝E(H)
其中J(H)信道矩阵的代价函数，Y,X分别为收发端信号，H的期望为E(H)，具体信道估计方法见图4，图4中Hp(k)为估计出的导频子载波k的信道值，L为一个OFDM符号中导频数。该算法首先对导频处估计的信道值
Figure BDA0002181471480000122
取IDFT，得到hp(k)；然后在时域通过将hp(k)补零的方式得到时域信号为
Figure BDA0002181471480000123
其中补零的个数为子载波数N减去导频数；最后对
Figure BDA0002181471480000124
做N点DFT变换得到信道估计值
Figure BDA0002181471480000125
LS信道估计的均方误差表示如下：
Figure BDA0002181471480000126
其中，δz，δx分别为信号X和噪声Z的方差。
步骤6：信道估计之后进行空时解码，采用最大似然解码算法进行原始数据流的恢复；
发射端采用的是Alamouti提出的STBC方案，将发射端的两根天线上传输的数据通过正交编码以后发送出去。其编码矩阵可以表示为：
Figure BDA0002181471480000131
上式中，s0,s1——调制后两个连续的符号
(·)*——复共轭运算
通过编码矩阵可知，在第一个时间间隔T，s0，s1分别被天线1，2同时发送；第二个时间间隔T，-s* 1，s* 0，分别被天线1，2同时发送。那么收端天线上并不只有2根发射信号，还有噪声存在。由于空时分组码采用正交编码，所以在接收端可采用最大似然解码算法进行原始数据的恢复。收端在时刻t和t+T时，所收到的信号如下：
r0＝r(t)＝h0s0+h1s1+n0
Figure BDA0002181471480000132
上式中，h0(t),h1(t)——收发天线的之间的信道
n0,n1——接收到的噪声
将接收到的信号进行线性合并，得到如下的表达式：
Figure BDA0002181471480000133
Figure BDA0002181471480000134
进一步化简可得：
Figure BDA0002181471480000135
Figure BDA0002181471480000136
上式中，
Figure BDA0002181471480000137
——第一个，第二个符号周期内的等效高斯白噪声。
根据最大似然准则的判决规则进一步化简可以得到：
Figure BDA0002181471480000138
Figure BDA0002181471480000141
上式中，s为M进制的调制星座图中的星座点的集合，hi,j表示第i根发射天线和第j根接收天线之间的信道。
步骤7：从步骤6的空时解码输出可得到原始数据流的恢复，即得到的正确的比特流。再按照发射信号生成步骤进行再调制，产生原始的发射信号，对重新生成的发射信号进行修正后则得到重构后的参考信号，根据802.11n标准，其发射信号再生成/再调制过程如图5所示，具体如下：
(1)Scrambler加扰：通过加扰序列与传输数据进行异或来将传输数据进行打乱，这样就会避免长序列0或1。加扰序列产生的公式如下：
S(x)＝x7+x4+1
(2)Encoder Parser编码器分流：将加扰后的数据进行分割处理，因为LDPC编码器数目不会超过1个，但是BBC编码器的数目可以是1个或2个。
(3)FEC Encoder编码：功能是将经过编码器分流后的数据进行编码。
(4)Stream Parser空间流分流：将编码后的码字按照固定的顺序分配到各个空间流。空间流分流产生的输入流的个数并不是固定的，随着星座点映射方式的改变，输入流个数也在随之改变。
(5)Interleaver交织：数据在传输过程中会突发错误，让接收端的译码器在译码时存在很大难度。编码之后进行交织处理可以避免此类情况的发生。交织处理在LDPC编码时不采用，只在BCC编码的时候使用。改变比特原本的顺序以防止相邻有噪声比特的长序列进入BCC解码器，减少对译码模块的影响。
(6)Constellation mapper星座图映射：将每个空间流中的比特序列映射到星座点(复数)也就是对输入数据进行调制。
(7)STBC(Space-time block code空时编码)模块：当空间流小于空时流的时候，使用STBC编码。STBC是通过编码的方式将Nss条空间流扩展为Nsts条空时流。
(8)CSD(Cyclic Shift Diversity循环移位分集)：防止形成额外的干扰波束。
(9)Spatial Mapping空间映射：功能是将空时流映射为传输链。有以下三种映射方式：
直接映射(direct mapping)：是将各空时流的星座点直接映射到发射链路上，其中数据流个数等于发射天线的数量，映射矩阵是单位矩阵，也就是数据到天线是一一映射。
空间扩展(spatial expansion)：空间流小于或者等于天线数量时，通过矩阵乘法运算将所有来自空时流的星座点向量进行扩展，以产生所有发射链的输入。
波束形成(beamforming)：同空间扩展一样，通过矩阵的乘法运算将来自每条空时流的星座点向量乘以由控制向量(steeringvectors)组成的矩阵，来产生所有发射链的输入。
(10)离散傅立叶反变换(IDFT)：将一组星座点变换到时域。
(11)Insert GI And Window***保护间隔GI和加窗:GI采用OFDM符号最后的四分之一的数据符号。加窗以增强通带外衰减。
按照以上步骤可生成802.11n信号，但该信号还需继续修正以满足作为外辐射源雷达探测信号的需要。这是因为外辐射源雷达通过参考信号与监测信号进行相关来获取目标信息。两个信号进行互相关之后得到互模糊函数，从互模糊函数峰值出现的位置，可以提取出目标距离和速度参数。
由图5方法所生成信号的互模糊函数图为图6，由图6可发现，模糊函数除了主峰以外，还按照一定的规律出现了一些副峰，副峰的存在会影响对目标位置的判断，当副峰峰值过大会让主峰被淹没，因此要想准确探测到目标，必须要对直达波进行预处理，也就是将模糊函数中出现的副峰进行抑制，来减小副峰对目标探测所造成的影响。
根据图6中副峰出现的位置与幅值可将副峰分为两类，一类副峰位于主峰附近对称处，且两幅峰幅值与主峰幅值比较接近，如图6(b)所示的距离谱；另一类副峰幅值相对主峰明显偏小，分布较散，如图6(a)所示的距离多普勒谱图中的多普勒域。
第一类副峰：前导符号引起的副峰分析及抑制
802.11n信号帧格式中有一部分是前导符号，以其中的HT-Mixed帧格式为例，前导符号由L-STF、L-LTF、HT-STF、HT-LTF组成且在每帧的出现位置固定不变，那么相同的符号进行自相关就会出现峰值。
对于长训练序列而言，分为L-LTF和HT-LTF两个部分。对L-LTF而言，它由两个相同的长符号组成，每个符号的持续时间为3.2us，对L-LTF做自相关后如图7(a)所示，L-LTF相关之后出现了两个峰值，两峰值出现的位置分别为第1个点和第128个点，且两峰值间隔为128个采样点。对HT-LTF而言，本论文研究的空时流数为2，则HT-LTF由2个数据域长训练序列组成，且每个符号的持续时间为3.2us，对HT-LTF做自相关后如图7(b)所示，HT-LTF相关之后也出现了两个峰值，两峰值出现的位置分为别第1点和第128个点，且两峰值间隔也为128个采样点。
同样地，对于短训练序列而言包含了L-STF和HT-STF。其中L-STF由10个短符号组成，每个符号完全相同且持续时间为0.8us,对L-STF做自相关后如图8(a)所示，相关之后出现了十个峰值，峰值出现的位置分别为第1个点、第33个点、第65个点、第97个点、第129个点、第161个点、第193个点、第225个点、第257个点、第289个点，且相邻两个峰值之间间隔32个采样点。对于HT-STF而言，除去保护间隔还有4个短训练序列，每个序列持续时间为0.8us,对HT-STF做自相关后如图8(b)所示，相关之后出现了四个峰值，峰值出现的位置分别为第1个点、第33个点、第65个点、第97个点，且相邻两个峰值之间间隔为32个采样点。
基于以上分析，前导中各序列自相关后均会引起副峰。为了消除前导符号引起的副峰，就是要将前导符号之间的相关性进行移除，本发明采用将前导符号剔除的方法，来对前导符号产生的副峰进行抑制。对前导符号剔除之后得到802.11n模糊函数如图9。图9(a)距离-多普勒谱中的多普勒域没有了较小的规律性的副峰，其已被抑制，图9(b)距离谱图中主峰两边也没有了较小的副峰，其也已被抑制。对比图6和图9可以看到，前导剔除后由前导引起的副峰得到了很好的抑制，即图7中幅值相对主峰很小的副峰不存在了。但是此时802.11n信号模糊函数中仍然存在副峰，且剩余副峰比由前导引起的副峰更强，这主要是由循环前缀引起。
第二类副峰：循环前缀引起的副峰分析及抑制
OFDM符号有效部分经过编码、交织等处理后，数据是有随机性的，该部分间的相关是不会有副峰出现的。但循环前缀是由有效数据域的末尾部分前移组成的，因此该部分数据进行相关会引起相应的副峰。由图9可以看出，在主峰两旁存在明显的副峰，并且出现在离主峰距离单元为32处。因为循环前缀出现的位置也是在距离单元为32处，所以该处副峰有很大程度上是***的循环前缀所引起的。
为了消除循环前缀引起的副峰也需要将这其相关性进行移除，本发明采用相同于抑制由前导符号引起的副峰的方法，此处将循环前缀进行了处理。将802.11n信号中的前导符号、循环前缀处理后的结果如图10所示，图10(a)距离-多普勒谱图中副峰已被抑制，图10(b)距离谱图中的副峰也已被抑制。
对比图8与图10可以看出，在距离单元为32处的副峰已消失，也就是说通过将循环前缀置零的方法移除了循环前缀引起的副峰。同时也可以看到，经过将前导剔除、循环前缀置零处理后的802.11n模糊函数呈现图钉形状，只在τ＝0,fd＝0处有一个主峰，其余的副峰均被抑制，不过此时的旁瓣仍然比较高。
究其原因，旁瓣出现的由于无效子载波的存在。802.11n采用的是HT-Mixed帧格式，40MHz带宽，其有效的数据子载波个数为108，将无效子载波进行处理之后得到模糊函数如图11，图11(a)距离-多普勒谱图中可发现副峰和旁瓣都已被抑制，图11(b)距离谱图中的副峰和旁瓣可发现也已都被抑制。对比图10和图11可知，此时模糊函数呈现图钉型，满足作为外辐射源雷达信号源的要求。
经过副峰抑制和旁瓣处理后得到了理想的图钉型模糊函数，大大降低了虚警概率，使得目标探测的性能有了很大的改善。
上述针对较佳实施例的描述较为详细，并不能因此而认为是对本发明专利保护范围的限制，本领域的普通技术人员在本发明的启示下，在不脱离本发明权利要求所保护的范围情况下，还可以做出替换或变形，均落入本发明的保护范围之内，本发明的请求保护范围应以所附权利要求为准。

Claims (7)

1.一种适用于MIMO/OFDM外辐射源雷达的参考信号重构方法，其特征在于，包括以下步骤：
步骤1，通过帧同步粗略地对信号流中的参考信号进行检测，找出信号帧大致的起始位置，具体为：利用直达波信号前导中10个完全一样的短训练序列，通过延时相关帧同步算法进行帧起点的检测，根据判决度量即每根天线上接收的相关值的叠加值的变化来判断，判决度量峰值出现的位置就是帧的起点；
步骤2，利用数据辅助法对步骤1中的信号进行粗频偏估计，校正信号中存在的较大的频偏；
步骤2中的具体实现方式如下，
设第i根发射端天线上的发送信号第m个OFDM符号第n个样值为si(m,n)，那么对应接收到的符号表示为：
Figure FDA0003075053720000011
当经过MIMO信道后，第j根接收天线上接收到的信号表示为：
Figure FDA0003075053720000012
在发送端，短训练序列总体上没有不同，仅仅存在相位上的差异，那么延时相关的值表示为如下：
Figure FDA0003075053720000013
由于MIMO***采用了多根接收天线，那么在得到单根接收天线的值的基础上，还需要将其求和得到最终的判决变量，那么得到的频率偏移值为：
Figure FDA0003075053720000014
其中，yi(m,n)为接收到的符号采样值，fc为发送的载波频率，Ts为采样间隔，Tx为发射天线数量，w为加性高斯白噪声，rj(m,n)为第j根接收天线上信号，zj为延时相关的值，L为短训练序列延时相关累加值，D为短训练序列长度值，fΔ为接收载波和发送载波之间的频差，频率偏移值为
Figure FDA0003075053720000021
angle(*)为相位差的角度表示，范围为(-π,π)；
故得到的粗频偏估计范围为：
Figure FDA0003075053720000022
步骤3，利用符号同步算法找出OFDM符号的起始位置，采用延时同步相关算法，利用长训练序列与接收的采样序列进行相关，根据判决度量来估计出OFDM符号的起点；
步骤4，采用帧结构中的长训练序列进行相关，对***中存在的小数倍频偏进行估计；
步骤5，采用基于导频的信道估计方法，首先估计出导频处的信道值，再利用插值算法计算出其它子载波的信道值；
步骤6，进行空时解码，采用最大似然解码算法进行原始数据流的恢复；
步骤7，根据步骤6中得到的正确的比特流，再按照发射信号生成步骤产生参考信号，并在参考信号生成后，根据模糊函数分析，对参考信号进行修正，实现模糊函数的副峰抑制与旁瓣抑制。
2.根据权利要求1所述的一种适用于MIMO/OFDM外辐射源雷达的参考信号重构方法，其特征在于：步骤1的具体实现方式如下，
对于接收信号的采样序列r(n)，通过以下公式计算得到步骤1中帧的起点，
Figure FDA0003075053720000023
Figure FDA0003075053720000024
Figure FDA0003075053720000025
Figure FDA0003075053720000026
其中，k表示接收天线数量；L为短训练序列延时相关累加值；n表示子载波的索引值；D为滑动窗口的长度,与短训练序列长度值一致；Ck(n)为延时自相关函数，Pk(n)为接收到的信号的能量，cor(n)为单根天线的判决度量，Tr是发射天线数，M为多根天线的判决度量，当判决度量迅速增大到峰值，峰值出现的位置就是帧的起点。
3.根据权利要求2所述的一种适用于MIMO/OFDM外辐射源雷达的参考信号重构方法，其特征在于：步骤3的具体实现方式如下，
802.11n协议标准中的40MHz模式下的两发两收***，其循环移位的长度依次为0ns，-400ns，第二条接收链路与前一条相比超前了8个样本，若设L-LTF的起点对应ns个样本，则此时将长训练序列和接收到的采样序列进行相关表示为：
Figure FDA0003075053720000031
上式中，rk表示的是第k条接收链路接收到的采样序列，
Figure FDA0003075053720000032
为长训练序列的复共轭；
此时的判决度量为：
M2(n)＝|Ck(n)|2+|Ck(n-8)|2
则OFDM符号的起点估计为：
Figure FDA0003075053720000033
4.根据权利要求3所述的一种适用于MIMO/OFDM外辐射源雷达的参考信号重构方法，其特征在于：步骤4的具体实现方式如下，
精载波频偏估计算法采用的是帧结构中的长训练序列与接收信号做相关，采用802.11n WiFi信号的HT-Mixed帧格式，选用的是帧格式中的L-LTF序列，L-LTF由保护间隔和两段长训练序列组成；
Figure FDA0003075053720000034
Figure FDA0003075053720000035
其中Λ为相关函数，r*(nL+k)为完整的长训练部分，r(n)为接收信号，nL为长训练序列符号起始点，TFFT为长训练序列的长度，N是子载波数，k为对应长训练符号子载波的索引值，小数倍载波频偏估计值为εf；
故得到精频偏估计范围为：
Figure FDA0003075053720000041
精载波频偏估计的范围最大为子载波间隔的一半。
5.根据权利要求4所述的一种适用于MIMO/OFDM外辐射源雷达的参考信号重构方法，其特征在于：步骤5的具体实现方式如下，
假设发送的序列为矩阵X，接收到的信号为矩阵Y，信道矩阵为H，信道噪声Z是满足E{z(k)}＝0，
Figure FDA0003075053720000042
那么整个***模型表示如下：
Y＝XH+Z
则信道矩阵的代价函数为：
J(H)＝||Y-XH||2＝YHY-YHXH-HHXHY+HHXHXH
上式中，Y,X分别为收发端信号；
将上式求偏导，并令其值等于0，即：
Figure FDA0003075053720000043
可得XHY＝XHXH，进一步化简可得：
H＝(XHX)-1XHY＝X-1Y
H的期望表示如下：
E(H)＝E(X-1Y)＝E(X-1(XH+Z))＝E(H+X-1Z)＝E(H)
其中J(H)信道矩阵的代价函数，Y,X分别为收发端信号，H的期望为E(H)；设Hp(k)为估计出的导频子载波k的信道值，L为一个OFDM符号中导频数，首先对导频处估计的信道值
Figure FDA0003075053720000044
取IDFT，得到hp(k)；然后在时域通过将hp(k)补零的方式得到时域信号为
Figure FDA0003075053720000045
其中补零的个数为子载波数N减去导频数；最后对
Figure FDA0003075053720000046
做N点DFT变换得到信道估计值
Figure FDA0003075053720000047
LS信道估计的均方误差表示如下：
Figure FDA0003075053720000051
其中，δz，δx分别为信号X和噪声Z的方差。
6.根据权利要求5所述的一种适用于MIMO/OFDM外辐射源雷达的参考信号重构方法，其特征在于：步骤6的具体实现方式如下，
发射端采用的是Alamouti提出的STBC方案，将发射端的两根天线上传输的数据通过正交编码以后发送出去，其编码矩阵表示为：
Figure FDA0003075053720000052
上式中，s0,s1——调制后两个连续的符号；
(·)*——复共轭运算；
通过编码矩阵可知，在第一个时间间隔T，s0，s1分别被天线1，2同时发送；第二个时间间隔T，-s* 1，s* 0，分别被天线1，2同时发送；那么收端天线上并不只有2根发射信号，还有噪声存在，由于空时分组码采用正交编码，所以在接收端可采用最大似然解码算法进行原始数据的恢复，收端在时刻t和t+T时，所收到的信号如下：
r0＝r(t)＝h0s0+h1s1+n0
Figure FDA0003075053720000053
上式中，h0(t),h1(t)——收发天线的之间的信道；
n0,n1——接收到的噪声；
将接收到的信号进行线性合并，得到如下的表达式：
Figure FDA0003075053720000054
Figure FDA0003075053720000055
进一步化简可得：
Figure FDA0003075053720000061
Figure FDA0003075053720000062
上式中，
Figure FDA0003075053720000063
——第一个，第二个符号周期内的等效高斯白噪声；
根据最大似然准则的判决规则进一步化简得到：
Figure FDA0003075053720000064
Figure FDA0003075053720000065
上式中，s为M进制的调制星座图中的星座点的集合，hi,j表示第i根发射天线和第j根接收天线之间的信道。
7.根据权利要求1所述的一种适用于MIMO/OFDM外辐射源雷达的参考信号重构方法，其特征在于：步骤7中根据模糊函数分析，对参考信号进行修正，实现模糊函数的副峰抑制与旁瓣抑制的具体实现方式如下，
模糊函数中副峰出现的位置与幅值将副峰分为两类，一类副峰位于主峰附近对称处，且两幅峰幅值与主峰幅值接近，由前导符号引起；另一类副峰幅值相对主峰明显偏小，分布较散，由循环前缀引起；
针对第一类，采用将前导符号剔除的方法，来对前导符号产生的副峰进行抑制；针对第二类，采用循环前缀置零的方法移除循环前缀引起的副峰，并同时进行无效子载波处理抑制旁瓣。
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP4148463A1 (en) * 2021-09-10 2023-03-15 Nxp B.V. A radar system, a radar arrangement, and a radar method for concurrent radar operations

Families Citing this family (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN111007475B (zh) * 2019-12-11 2023-06-06 西安电子科技大学 一种lte外辐射源雷达频域模糊副峰抑制方法
CN113009462A (zh) * 2019-12-20 2021-06-22 华为技术有限公司 数据处理方法、装置及设备
CN111585740B (zh) * 2020-04-01 2022-02-08 西安电子科技大学 发送信号同步处理方法、***、存储介质、程序、终端
CN112511470B (zh) * 2020-12-04 2022-04-05 上海交通大学 一种信道估计方法及装置
CN114916009A (zh) * 2021-02-10 2022-08-16 华为技术有限公司 信号处理方法及装置
CN113281732B (zh) * 2021-05-27 2023-03-24 华中科技大学 一种基于空时编码的mimo雷达目标定位方法及***
CN114205199B (zh) * 2021-11-30 2023-10-20 成都中科合迅科技有限公司 一种复杂电磁环境下wifi信号识别的方法
CN117148283B (zh) * 2023-10-30 2024-05-28 航宇伟创科技(北京)有限公司 一种复杂电磁环境的任意波雷达信号产生方法

Citations (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN104502900A (zh) * 2015-01-13 2015-04-08 武汉大学 一种单频网雷达多目标跟踪方法
CN105676199A (zh) * 2015-12-31 2016-06-15 天津大学 基于通信/雷达一体化的单通道lte雷达***
CN105891817A (zh) * 2016-06-08 2016-08-24 中国人民解放军海军航空工程学院 一种无直达波条件下分布式无源雷达目标检测的方法
CN106970382A (zh) * 2017-03-22 2017-07-21 武汉大学 一种基于外辐射源雷达无人机实时监测***及方法
CN108549048A (zh) * 2018-03-23 2018-09-18 武汉大学 一种多频WiFi外辐射源雷达相参处理方法
CN109660478A (zh) * 2018-12-10 2019-04-19 长安大学 一种基于改进的Park频域训练序列的定时频率同步方法
CN109738868A (zh) * 2018-12-21 2019-05-10 武汉大学 一种基于信道识别的外辐射源雷达非平稳杂波抑制方法
CN110109094A (zh) * 2019-03-28 2019-08-09 西南电子技术研究所（中国电子科技集团公司第十研究所） 多接收站单频网外辐射源雷达机动目标的检测与跟踪方法

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7248559B2 (en) * 2001-10-17 2007-07-24 Nortel Networks Limited Scattered pilot pattern and channel estimation method for MIMO-OFDM systems
FR2834072B1 (fr) * 2001-12-26 2006-08-04 Onera (Off Nat Aerospatiale) Rejection de fouillis dans un recepteur radar passif de sign aux ofdm a reseau d'antennes
ES2504190T3 (es) * 2005-09-06 2014-10-08 Nippon Telegraph And Telephone Corporation Aparato transmisor de radio, aparato receptor de radio, método de transmisión de radio, método de recepción de radio, sistema de comunicación inalámbrica y método de comunicación inalámbrica
CN101076001B (zh) * 2006-05-15 2011-03-02 中兴通讯股份有限公司 一种多入多出正交频分复用***的信道估计方法
JP5142379B2 (ja) * 2008-03-19 2013-02-13 パナソニック株式会社 移動局装置及び基地局装置、並びに無線通信システムの通信制御方法
CN102571650B (zh) * 2011-12-20 2014-06-18 东南大学 一种应用于3gpp lte***的自适应信道估计方法
CN106487735A (zh) * 2015-09-01 2017-03-08 中兴通讯股份有限公司 一种频偏估计方法及装置
US10419177B2 (en) * 2016-03-22 2019-09-17 Samsung Electronics Co., Ltd. Signal transmitting and receiving methods in a filtering-based carrier modulation system and apparatuses thereof

Patent Citations (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN104502900A (zh) * 2015-01-13 2015-04-08 武汉大学 一种单频网雷达多目标跟踪方法
CN105676199A (zh) * 2015-12-31 2016-06-15 天津大学 基于通信/雷达一体化的单通道lte雷达***
CN105891817A (zh) * 2016-06-08 2016-08-24 中国人民解放军海军航空工程学院 一种无直达波条件下分布式无源雷达目标检测的方法
CN106970382A (zh) * 2017-03-22 2017-07-21 武汉大学 一种基于外辐射源雷达无人机实时监测***及方法
CN108549048A (zh) * 2018-03-23 2018-09-18 武汉大学 一种多频WiFi外辐射源雷达相参处理方法
CN109660478A (zh) * 2018-12-10 2019-04-19 长安大学 一种基于改进的Park频域训练序列的定时频率同步方法
CN109738868A (zh) * 2018-12-21 2019-05-10 武汉大学 一种基于信道识别的外辐射源雷达非平稳杂波抑制方法
CN110109094A (zh) * 2019-03-28 2019-08-09 西南电子技术研究所（中国电子科技集团公司第十研究所） 多接收站单频网外辐射源雷达机动目标的检测与跟踪方法

Non-Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
IEEE802.11n信号解调的设计与实现;杨轶;《中国优秀硕士学位论文全文数据库 信息科技辑》;20180415;24-37、51-55 *
Signal Processing for Passive Radar Using OFDM Waveforms;Christian R. Berger;《IEEE JOURNAL OF SELECTED TOPICS IN SIGNAL PROCESSING》;20100228;第4卷(第1期);226-238 *
WiFi外辐射源雷达参考信号重构及其对探测性能影响研究;饶云华;《雷达学报》;20160630;第5卷(第3期);284-292 *
基于IEEE802.lln的MIMO OFDM无线局域网***的同步算法研究;张骋;《中国优秀硕士学位论文全文数据库 信息科技辑》;20080915;43-44 *
基于IEEE802.lln的MIMO一OFDM***信道估计算法研究;翁维茜;《中国优秀硕士学位论文全文数据库 信息科技辑》;20080815;21-24 *

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP4148463A1 (en) * 2021-09-10 2023-03-15 Nxp B.V. A radar system, a radar arrangement, and a radar method for concurrent radar operations

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