CN110463011B - 电力转换装置 - Google Patents

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Abstract

不间断电源装置(1)的控制装置(18)执行三角波信号(Cu)的频率被设定为相对较高的频率(fH)的通常运转模式、以及三角波信号(Cu)的频率被设定为相对较低的频率(fL)的省电运转模式中的被选择的一方的模式。因而，在驱动相对于交流电压(Vo)的电压变动率具有较大允许范围的负载(24)的情况下选择省电运转模式，由此能够减少由逆变器(10)的IGBT(Q1～Q4)产生的开关损耗。

Description

电力转换装置
技术领域
本发明涉及一种电力转换装置，特别涉及一种具备将直流电力转换为交流电力的逆向转换器的电力转换装置。
背景技术
例如，在日本特开2008－92734号公报(专利文献1)中公开了一种电力转换装置，其具备：逆向转换器，包含多个开关元件，将直流电力转换为工业频率的交流电力；以及控制装置，基于工业频率的正弦波信号与频率充分高于工业频率的三角波信号的比较结果，生成用于控制多个开关元件的控制信号。多个开关元件的各个在与三角波信号的频率相应的值的频率下接通及断开。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2008－92734号公报
发明内容
发明将要解决的课题
但是，在以往的电力转换装置中，存在每当开关元件接通及断开时就会产生开关损耗、电力转换装置的效率降低这一问题。
因此，本发明的主要目的是提供一种高效率的电力转换装置。
用于解决课题的手段
本发明的电力转换装置具备：逆向转换器，包含多个开关元件，将直流电力转换为工业频率的交流电力而向负载供给；以及控制装置，比较工业频率的正弦波信号与比工业频率高的频率的三角波信号的高低，基于其比较结果，生成用于控制多个开关元件的控制信号，控制装置执行第一模式和第二模式中的被选择的一方的模式，该第一模式中三角波信号的频率被设定为第一值，该第二模式中三角波信号的频率被设定为比所述第一值小的第二值。
发明效果
在本发明的电力转换装置中，执行三角波信号的频率被设定为第一值的第一模式、以及三角波信号的频率被设定为比第一值小的第二值的第二模式中的被选择的一方的模式。因而，在负载能够以第二模式运转的情况下选择第二模式，从而能够减小由多个开关元件产生的开关损耗，能够提高电力转换装置的效率。
附图说明
图1是表示本发明的实施方式1的不间断电源装置的构成的电路框图。
图2是表示图1所示的控制装置中的与逆变器的控制相关的部分的构成的框图。
图3是表示图2所示的栅极控制电路的构成的电路框图。
图4是例示图3所示的电压指令值、三角波信号及栅极信号的波形的时序图。
图5是表示图1所示的逆变器及其周边部的构成的电路框图。
图6是表示实施方式1的变更例的电路框图。
图7是表示本发明的实施方式2的不间断电源装置的主要部分的电路框图。
图8是表示图7所示的不间断电源装置所含的栅极控制电路的构成的电路框图。
图9是例示图8所示的电压指令值、三角波信号及栅极信号的波形的时序图。
图10是表示实施方式2的变更例的电路框图。
具体实施方式
[实施方式1]
图1是表示本发明的实施方式1的不间断电源装置1的构成的电路框图。该不间断电源装置1将来自工业交流电源21的三相交流电力暂时转换为直流电力，将该直流电力转换为三相交流电力而向负载24供给。在图1中，为了简化附图及说明，仅示出与三相(U相、V相、W相)中的一相(例如U相)对应的部分的电路。
在图1中，该不间断电源装置1具备交流输入端子T1、旁通输入端子T2、电池端子T3及交流输出端子T4。交流输入端子T1从工业交流电源21接受工业频率的交流电力。旁通输入端子T2从旁通交流电源22接受工业频率的交流电力。旁通交流电源22可以是工业交流电源，也可以是发电机。
电池端子T3连接于电池(电力储存装置)23。电池23储蓄直流电力。也可以取代电池23而连接有电容器。交流输出端子T4连接于负载24。负载24由交流电力驱动。
该不间断电源装置1还具备电磁接触器2、8、14、16、电流检测器3、11、电容器4、9、13、电抗器5、12、转换器6、双向斩波器7、逆变器10、半导体开关15、操作部17及控制装置18。
电磁接触器2及电抗器5串联连接于交流输入端子T1与转换器6的输入节点之间。电容器4连接于位于电磁接触器2与电抗器5之间的节点N1。电磁接触器2在使用不间断电源装置1时接通，例如在维护不间断电源装置1时断开。
在节点N1出现的交流输入电压Vi的瞬时值由控制装置18检测。基于交流输入电压Vi的瞬时值，辨别有无产生停电等。电流检测器3检测流经节点N1的交流输入电流Ii，将表示其检测值的信号Iif赋予给控制装置18。
电容器4及电抗器5构成低通滤波器，从工业交流电源21向转换器6允许工业频率的交流电力通过，而防止由转换器6产生的开关频率的信号向工业交流电源21通过。
转换器6由控制装置18控制，在从工业交流电源21供给交流电力的通常时，将交流电力转换为直流电力而向直流线路L1输出。在停止从工业交流电源21供给交流电力的停电时，转换器6的运转停止。转换器6的输出电压能够控制为希望的值。电容器4、电抗器5及转换器6构成正向转换器。
电容器9连接于直流线路L1，使直流线路L1的电压平滑化。在直流线路L1出现的直流电压VDC的瞬时值由控制装置18检测。直流线路L1连接于双向斩波器7的高电压侧节点，双向斩波器7的低电压侧节点经由电磁接触器8连接于电池端子T3。
电磁接触器8在使用不间断电源装置1时接通，例如在维护不间断电源装置1及电池23时断开。在电池端子T3出现的电池23的端子间电压VB的瞬时值由控制装置18检测。
双向斩波器7由控制装置18控制，在从工业交流电源21供给交流电力的通常时，将由转换器6生成的直流电力储蓄于电池23，在停止从工业交流电源21供给交流电力的停电时，将电池23的直流电力经由直流线路L1向逆变器10供给。
双向斩波器7在将直流电力储蓄于电池23的情况下，使直流线路L1的直流电压VDC降压而赋予给电池23。另外，双向斩波器7在向逆变器10供给电池23的直流电力的情况下，使电池23的端子间电压VB升压而向直流线路L1输出。直流线路L1连接于逆变器10的输入节点。
逆变器10由控制装置18控制，将从转换器6或者双向斩波器7经由直流线路L1供给的直流电力转换为工业频率的交流电力而输出。即，逆变器10在通常时将从转换器6经由直流线路L1供给的直流电力转换为交流电力，在停电时将从电池23经由双向斩波器7供给的直流电力转换为交流电力。逆变器10的输出电压能够控制为希望的值。
逆变器10的输出节点10a连接于电抗器12的一方端子，电抗器12的另一方端子(节点N2)经由电磁接触器14连接于交流输出端子T4。电容器13连接于节点N2。
电流检测器11检测逆变器10的输出电流Io的瞬时值，将表示其检测值的信号Iof向控制装置18赋予。在节点N2出现的交流输出电压Vo的瞬时值由控制装置18检测。
电抗器12及电容器13构成低通滤波器，使由逆变器10生成的工业频率的交流电力向交流输出端子T4通过，防止由逆变器10产生的开关频率的信号向交流输出端子T4通过。逆变器10、电抗器12及电容器13构成逆向转换器。
电磁接触器14由控制装置18控制，在将由逆变器10生成的交流电力向负载24供给的逆变器供电模式时接通，在将来自旁通交流电源22的交流电力向负载24供给的旁通供电模式时断开。
半导体开关15包含晶闸管，连接于旁通输入端子T2与交流输出端子T4之间。电磁接触器16与半导体开关15并联连接。半导体开关15由控制装置18控制，通常时断开，在逆变器10故障的情况下瞬间接通，将来自旁通交流电源22的交流电力向负载24供给。半导体开关15在接通之后经过规定时间后断开。
电磁接触器16在将由逆变器10生成的交流电力向负载24供给的逆变器供电模式时断开，在将来自旁通交流电源22的交流电力向负载24供给的旁通供电模式时接通。
另外，电磁接触器16在逆变器10故障的情况下接通，将来自旁通交流电源22的交流电力向负载24供给。即，在逆变器10故障的情况下，半导体开关15瞬间接通仅规定时间，并且电磁接触器16接通。这是为了防止半导体开关15过热而损坏。
操作部17包含供不间断电源装置1的使用者操作的多个按钮、以及显示各种信息的图像显示部等。使用者操作操作部17，从而能够接通及断开不间断电源装置1的电源，或选择旁通供电模式及逆变器供电模式中的某一模式，或选择后述的通常运转模式(第一模式)及后述的省电运转模式(第二模式)中的某一模式。
控制装置18基于来自操作部17的信号、交流输入电压Vi、交流输入电流Iif、直流电压VDC、电池电压VB、交流输出电流Iof及交流输出电压Vo等控制不间断电源装置1整体。即，控制装置18基于交流输入电压Vi的检测值检测是否产生了停电，并与交流输入电压Vi的相位同步地控制转换器6及逆变器10。
而且，控制装置18在从工业交流电源21供给交流电力的通常时，控制转换器6以使直流电压VDC达到希望的目标直流电压VDCT，在停止从工业交流电源21供给交流电力的停电时，使转换器6的运转停止。
而且，控制装置18在通常时控制双向斩波器7以使电池电压VB达到希望的目标电池电压VBT7，在停电时控制双向斩波器7以使直流电压VDC达到希望的目标直流电压VDCT。
而且，控制装置18在使用操作部17选择了通常运转模式的情况下，比较工业频率的正弦波信号与充分高于工业频率的频率fH的三角波信号的高低，基于其比较结果，生成用于控制逆变器10的多个栅极信号(控制信号)。
而且，控制装置18在使用操作部17选择了省电运转模式的情况下，比较工业频率的正弦波信号与比上述频率fH低的频率fL的三角波信号的高低，基于其比较结果，生成用于控制逆变器10的多个栅极信号。
图2是表示图1所示的控制装置中的与逆变器的控制相关的部分的构成的框图。在图2中，控制装置18包含参照电压产生电路31、电压检测器32、减法器33、35、输出电压控制电路34、输出电流控制电路36及栅极控制电路37。
参照电压产生电路31生成作为工业频率的正弦波信号的参照电压Vr。该参照电压Vr的相位与三相(U相、V相、W相)中的对应的相(这里是U相)的交流输入电压Vi的相位同步。
电压检测器32检测节点N2(图1)的交流输出电压Vo的瞬时值，输出表示检测值的信号Vof。减法器33求出参照电压Vr与电压检测器32的输出信号Vof的偏差ΔVo。
输出电压控制电路34将与偏差ΔVo成比例的值与偏差ΔVo的积分值相加而生成电流指令值Ior。减法器35求出电流指令值Ior与来自电流检测器11的信号Iof的偏差ΔIo。输出电流控制电路36将与偏差ΔIo成比例的值与偏差ΔIo的积分值相加而生成电压指令值Vor。电压指令值Vor是工业频率的正弦波信号。
栅极控制电路37按照来自操作部17(图1)的模式选择信号SE，生成用于控制对应的相(这里是U相)的逆变器10的栅极信号Au、Bu(控制信号)。模式选择信号SE例如在通常运转模式时被设为“H”电平，在省电运转模式时被设为“L”电平。
图3是表示栅极控制电路37的构成的电路框图。在图3中，栅极控制电路37包含振荡器41、三角波产生器42、比较器43、缓冲器44及逆变器45。
振荡器41是能够控制输出时钟信号的频率的振荡器(例如电压控制型振荡器)。振荡器41在模式选择信号SE为“H”电平的情况下输出充分高于工业频率(例如60Hz)的频率fH(例如20KHz)的时钟信号，在模式选择信号SE为“L”电平的情况下输出比上述频率fH低的频率fL(例如15KHz)的时钟信号。三角波产生器42输出与振荡器的输出时钟信号相同的频率的三角波信号Cu。
比较器43比较来自输出电流控制电路36(图2)的电压指令值Vor与来自三角波产生器42的三角波信号Cu的高低，输出表示比较结果的栅极信号Au。缓冲器44将栅极信号Au赋予给逆变器10。逆变器45使栅极信号Au反转，生成栅极信号Bu而赋予给逆变器10。
图4的(A)、(B)、(C)是表示图3所示的电压指令值Vor、三角波信号Cu及栅极信号Au、Bu的波形的时序图。如图4的(A)所示，电压指令值Vor是工业频率的正弦波信号。三角波信号Cu的频率比电压指令值Vor的频率(工业频率)高。三角波信号Cu的正侧的峰值比电压指令值Vor的正侧的峰值高。三角波信号Cu的负侧的峰值比电压指令值Vor的负侧的峰值低。
如图4的(A)、(B)所示，在三角波信号Cu的电平比电压指令值Vor高的情况下，栅极信号Au成为“L”电平，在三角波信号Cu的电平比电压指令值Vor低的情况下，栅极信号Au成为“H”电平。栅极信号Au成为正脉冲信号列。
在电压指令值Vor为正极性的期间，若电压指令值Vor上升，则栅极信号Au的脉冲宽度增大。在电压指令值Vor为负极性的期间，若电压指令值Vor下降，则栅极信号Au的脉冲宽度减少。如图4的(B)、(C)所示，栅极信号Bu成为栅极信号Au的反转信号。栅极信号Au、Bu的各个是PWM(Pulse Width Modulation)信号。
图5是表示图1所示的逆变器10及其周边部的构成的电路框图。在图5中，在转换器6与逆变器10之间连接有正侧的直流线路L1和负侧的直流线路L2。电容器9连接于直流线路L1、L2间。
在从工业交流电源21供给交流电力的通常时，转换器6将来自工业交流电源21的交流电压Vi转换为直流电压VDC而向直流线路L1、L2间输出。在停止从工业交流电源21供给交流电力的停电时，转换器6的运转停止，双向斩波器7使电池电压VB升压而向直流线路L1、L2间输出直流电压VDC。
逆变器10包含IGBT(insulated Gate Bipolar Transistor)Q1～Q4及二极管D1～D4。IGBT构成开关元件。IGBTQ1、Q2的集电极均连接于直流线路L1，它们的发射极分别连接于输出节点10a、10b。
IGBTQ3、Q4的集电极分别连接于输出节点10a、10b，它们的发射极均连接于直流线路L2。IGBTQ1、Q4的栅极都接受栅极信号Au，IGBTQ2、Q3的栅极都接受栅极信号Bu。二极管D1～D4分别以反并联的方式连接于IGBTQ1～Q4。
逆变器10的输出节点10a经由电抗器12(图1)连接于节点N2，输出节点10b连接于中性点NP。电容器13连接于节点N2与中性点NP之间。
在栅极信号Au、Bu分别为“H”电平及“L”电平的情况下，IGBTQ1、Q4接通，并且IGBTQ2、Q3断开。由此，电容器9的正侧端子(直流线路L1)经由IGBTQ1连接于输出节点10a，并且输出节点10b经由IGBTQ4连接于电容器9的负侧端子(直流线路L2)，输出节点10a、10b间被输出电容器9的端子间电压。即，输出节点10a、10b间被输出正的直流电压。
在栅极信号Au、Bu分别为“L”电平及“H”电平的情况下，IGBTQ2、Q3接通，并且IGBTQ1、Q4断开。由此，电容器9的正侧端子(直流线路L1)经由IGBTQ2连接于输出节点10b，并且输出节点10a经由IGBTQ3连接于电容器9的负侧端子(直流线路L2)，向输出节点10b、10a间输出电容器9的端子间电压。即，向输出节点10a、10b间输出负的直流电压。
如图4的(B)、(C)所示，若栅极信号Au、Bu的波形变化，则向节点N2及中性点NP间输出与图4的(A)所示的电压指令值Vur相同的波形的交流电压Vo。另外，在图4的(A)、(B)、(C)中，示出了与U相对应的电压指令值Vur及信号Cu、Au、Bu的波形，但与V相及W相的各个对应的电压指令值及信号的波形也同样。但是，与U相、V相及W相对应的电压指令值及信号的相位各错开120度。
根据图4的(A)、(B)、(C)可知，若提高三角波信号Cu的频率，则栅极信号Au、Bu的频率变高，IGBTQ1～Q4的开关频率(接通及断开的次数/秒)变高。若IGBTQ1～Q4的开关频率变高，则由IGBTQ1～Q4产生的开关损耗增大，不间断电源装置1的效率降低。但是，若IGBTQ1～Q4的开关频率变高，则交流输出电压Vo的电压变动率减少，可获得高质量的交流输出电压Vo。
相反，若降低三角波信号Cu的频率，则栅极信号Au、Bu的频率变低，IGBTQ1～Q4的开关频率变低。若IGBTQ1～Q4的开关频率变低，则由IGBTQ1～Q4产生的开关损耗减少，不间断电源装置1的效率变高。但是，若IGBTQ1～Q4的开关频率变低，则交流输出电压Vo的电压变动率增大，交流输出电压Vo的波形恶化。
交流电压的电压变动率例如由以额定电压为基准(100％)的情况下的交流电压的变动范围表示。从工业交流电源21(图1)供给的交流电压Vi的电压变动率以额定电压为基准是±10％。
在以往的不间断电源装置中，将三角波信号Cu的频率固定为比工业频率(例如60Hz)充分高的频率fH(例如20KHz)，将电压变动率抑制为较小的值(±2％)。因此，能够驱动相对于电压变动率具有较小允许范围的负载24(例如计算机)，但另一方面，在IGBTQ1～Q4中产生相对较大的开关损耗，不间断电源装置的效率降低。
但是，在驱动相对于电压变动率具有较大允许范围、能够利用来自工业交流电源21的交流电压Vi驱动的负载(例如风扇、加工机)的情况下，能够将三角波信号Cu的频率设定为比上述频率fH低的频率fL(例如15KHz)，减少在IGBTQ1～Q4产生的开关损耗。上述频率fL被设定为使得交流输出电压Vo的电压变动率成为来自工业交流电源21的交流电压Vi的电压变动率以下的值。
因此，在本实施方式1中，设有将三角波信号Cu的频率设定为相对较高的频率fH而使电压变动率降低的通常运转模式、以及将三角波信号Cu的频率设定为相对较低的频率fL而使开关损耗降低的省电运转模式。不间断电源装置1的使用者能够根据负载24的种类来选择通常运转模式及省电运转模式中的希望的模式。
接下来，对该不间断电源装置1的使用方法及动作进行说明。首先，说明负载24是相对于电压变动率具有较小允许范围的负载(即不能利用来自工业交流电源21的交流电压Vi驱动的负载)的情况。
在该情况下，不间断电源装置1的使用者使用交流输出电压的电压变动率小的交流电源作为旁通交流电源22，并且操作操作部17而选择逆变器供电模式及通常运转模式。
在从工业交流电源21供给交流电力的通常时，若选择了逆变器供电模式，则半导体开关15及电磁接触器16断开，并且电磁接触器2、8、14接通。
从工业交流电源21供给的交流电力由转换器6转换为直流电力。由转换器6生成的直流电力通过双向斩波器7储蓄于电池23，并且向逆变器10供给。
在控制装置18(图2)中，由参照电压产生电路31生成正弦波状的参照电压Vr，由电压检测器32生成表示交流输出电压Vo的检测值的信号Vof。由减法器33生成参照电压Vr与信号Vof的偏差ΔVo，由输出电压控制电路34基于该偏差ΔVo生成电流指令值Ior。
由减法器35生成电流指令值Ior与来自电流检测器11(图1)的信号Iof的偏差ΔIo，由输出电流控制电路36基于该偏差ΔIo生成电压指令值Vor。
由于选择了通常运转模式而模式选择信号SE成为“H”电平，因此在栅极控制电路37(图3)中，由振荡器41及三角波产生器42生成相对较高的频率fH的三角波信号Cu。由比较器43对电压指令值Vor与三角波信号Cu进行比较，由缓冲器44及逆变器45生成栅极信号Au、Bu。
在逆变器10(图5)中，栅极信号Au、Bu使IGBTQ1、Q4与IGBTQ2、Q3交替地接通，直流电压VDC转换为工业频率的交流电压Vo。
在该通常运转模式中，IGBTQ1～Q4的各个在相对较高的频率fH下接通及断开，因此能够生成电压变动率小的高质量的交流电压Vo。但是，由IGBTQ1～Q4产生的开关损耗变大，效率降低。
另外，若从工业交流电源21的交流电力的供给停止，即产生停电，则转换器6的运转停止，由双向斩波器7将电池23(图1)的直流电力向逆变器10供给。逆变器10将来自双向斩波器7的直流电力转换为交流电力而向负载24供给。因而，在电池23中储蓄有直流电力的期间，能够使负载24的运转继续。
另外，在逆变器供电模式时，在逆变器10故障的情况下，半导体开关15瞬间接通，电磁接触器14断开，并且电磁接触器16接通。由此，来自旁通交流电源22的交流电力经由半导体开关15及电磁接触器16向负载24供给，负载24的运转得以继续。在一定时间后，半导体开关15断开，防止半导体开关15过热而损坏。
接着，说明负载24是相对于电压变动率具有较大允许范围的负载(即能够利用来自工业交流电源21的交流电压Vi驱动的负载)的情况。在该情况下，不间断电源装置1的使用者使用工业交流电源21作为旁通交流电源22，操作操作部17而选择逆变器供电模式及省电运转模式。
由于选择了省电运转模式而模式选择信号SE成为“L”电平，因此在栅极控制电路37(图3)中，由振荡器41及三角波产生器42生成相对较低的频率fL的三角波信号Cu。由比较器43比较电压指令值Vor与三角波信号Cu，由缓冲器44及逆变器45生成栅极信号Au、Bu。
在逆变器10(图5)中，栅极信号Au、Bu使IGBTQ1、Q4与IGBTQ2、Q3交替地接通，直流电压VDC转换为工业频率的交流电压Vo。
在该省电运转模式中，IGBTQ1～Q4的各个在相对较低的频率fL下接通及断开，因此交流电压Vo的电压变动率变得相对较大。但是，由于驱动相对于交流电压Vo的电压变动率具有较大允许范围的负载24，因此即使交流电压Vo的电压变动率变大，也能够毫无问题地驱动负载24。另外，由IGBTQ1～Q4产生的开关损耗变小，效率变高。停电产生时及逆变器10的故障时的动作与通常运转模式时的动作相同，因此不重复其说明。
如以上那样，在该实施方式1中，设有三角波信号Cu的频率被设定为相对较高的频率fH的通常运转模式、以及三角波信号Cu的频率被设定为相对较低的频率fL的省电运转模式，执行所选择的模式。因而，在驱动相对于交流电压Vo的电压变动率具有较大允许范围的负载24的情况下，选择省电运转模式，由此能够减少由逆变器10的IGBTQ1～Q4产生的开关损耗，能够提高不间断电源装置1的效率。
图6是表示实施方式1的变更例的电路框图，并且是与图3对比的图。该变更例与实施方式1的不同点在于栅极控制电路37被栅极控制电路50替换这一点。栅极控制电路50中用频率设定器51及振荡器52替换了栅极控制电路37的振荡器41。
在该变更例中，通过操作操作部17，能够将省电运转模式中的三角波信号Cu的频率fL设定为希望的值。频率设定器51基于来自操作部17的控制信号CNT，输出表示所设定的频率fL的信号φ51。
振荡器52在模式选择信号SE为“H”电平的情况下输出相对较高的频率fH的时钟信号，在模式选择信号SE为“L”电平的情况下输出由信号φ51指定的频率fL的时钟信号。三角波产生器42输出与振荡器52的输出时钟信号相同的频率的三角波信号Cu。在该变更例中，除了可获得与实施方式1相同的效果之外，能够根据负载24的种类将省电运转模式中的三角波信号Cu的频率fL设定为希望的值。
[实施方式2]
图7是表示本发明的实施方式2的不间断电源装置的主要部分的电路框图，并且是与图5对比的图。在图7中，该不间断电源装置与实施方式1的不间断电源装置1不同点在于转换器6、双向斩波器7及逆变器10分别被替换为转换器60、双向斩波器61及逆变器62这一点。
在转换器60与逆变器62之间连接有3条直流线路L1～L3。直流线路L2连接于中性点NP，被设为中性点电压(例如0V)。电容器9(图1)包含两个电容器9a、9b。电容器9a连接于直流线路L1、L3间。电容器9b连接于直流线路L3、L2间。
转换器60在从工业交流电源21供给交流电力的通常时，将来自工业交流电源21的交流电力转换为直流电力而向直流线路L1～L3供给。此时，转换器60以使直流线路L1、L3间的直流电压VDCa成为目标直流电压VDCT、并且直流线路L3、L2间的直流电压VDCb成为目标直流电压VDCT的方式将电容器9a、9b的各个充电。
直流线路L1、L2、L3的电压分别设为正的直流电压、负的直流电压及中性点电压。在停止从工业交流电源21供给交流电力的停电时，转换器60的运转停止。
双向斩波器61在通常时将由转换器60生成的直流电力储蓄于电池23(图1)。此时，双向斩波器61以使电池23的端子间电压(电池电压)VB成为目标电池电压VBT的方式将电池23充电。
双向斩波器61在停电时将电池23的直流电力向逆变器62供给。此时，双向斩波器61以使电容器9a、9b的端子间电压VDCa、VDCb的各个成为目标直流电压VDCT的方式将电容器9a、9b的各个充电。
逆变器62在通常时将由转换器60生成的直流电力转换为工业频率的交流电力而向负载24(图1)供给。此时，逆变器62基于从直流线路L1～L3供给的正的直流电压、负的直流电压及中性点电压生成工业频率的交流电压Vo。
逆变器62包含IGBTQ11～Q14及二极管D11～D14。IGBTQ11的集电极连接于直流线路L1，其发射极连接于输出节点62a。IGBTQ12的集电极连接于输出节点62a，其发射极连接于直流线路L2。IGBTQ13、Q14的集电极相互连接，它们的发射极分别连接于输出节点62a及直流线路L3。二极管D11～D14分别以反并联的方式连接于IGBTQ11～Q14。输出节点62a经由电抗器12(图1)连接于节点N2。
若IGBTQ11接通，则从直流线路L1经由IGBTQ11向输出节点62a输出正电压。若IGBTQ13、Q14接通，则从直流线路L3经由IGBTQ14、Q13向输出节点62a输出中性点电压。若IGBTQ12接通，则从直流线路L3经由IGBTQ12向输出节点62a输出负电压。输出节点62a被输出包含正电压、中性点电压及负电压的3个电平的交流电压。IGBTQ11～Q14的控制方法将在后面叙述。
图8是表示控制逆变器62的栅极控制电路70的构成的电路框图，并且是与图3对比的图。在图8中，栅极控制电路70包含振荡器71、三角波产生器72、73、比较器74、75、缓冲器76、77及逆变器78、79。
振荡器71是能够控制输出时钟信号的频率的振荡器(例如电压控制型振荡器)。振荡器71在模式选择信号SE为“H”电平的情况下输出充分高于工业频率的频率fH的时钟信号，在模式选择信号SE为“L”电平的情况下输出比上述频率fH低的频率fL的时钟信号。三角波产生器72、73分别输出与振荡器的输出时钟信号相同的频率的三角波信号Cua、Cub。
比较器74比较来自输出电流控制电路36(图2)的电压指令值Vor与来自三角波产生器72的三角波信号Cua的高低，并输出表示比较结果的栅极信号φ1。缓冲器76将栅极信号φ1赋予给IGBTQ11的栅极。逆变器78使栅极信号φ1反转，生成栅极信号φ4而赋予给IGBTQ14的栅极。
比较器75比较来自输出电流控制电路36的电压指令值Vor与来自三角波产生器73的三角波信号Cub的高低，输出表示比较结果的栅极信号φ3。缓冲器77将栅极信号φ3赋予给IGBTQ13的栅极。逆变器79使栅极信号φ3反转，生成栅极信号φ2而赋予给IGBTQ12的栅极。
图9的(A)～(E)是表示图8所示的电压指令值Vor、三角波信号Cua、Cub、以及栅极信号φ1～φ4的波形的时序图。如图9的(A)所示，电压指令值Vor是工业频率的正弦波信号。
三角波信号Cua的最低值为0V，其最高值比电压指令值Vor的正的峰值高。三角波信号Cub的最高值为0V，其最低值比电压指令值Vor的负的峰值低。三角波信号Cua、Cub是相同相位的信号，三角波信号Cua、Cub的相位与电压指令值Vor的相位同步。三角波信号Cua、Cub的频率比电压指令值Vor的频率(工业频率)高。
如图9的(A)、(B)所示，在三角波信号Cua的电平比电压指令值Vor高的情况下，栅极信号φ1成为“L”电平，在三角波信号Cua的电平比电压指令值Vor低的情况下，栅极信号φ1成为“H”电平。栅极信号φ1成为正脉冲信号列。
在电压指令值Vor为正极性的期间内，若电压指令值Vor上升，则栅极信号φ1的脉冲宽度增大。在电压指令值Vor为负极性的期间内，栅极信号φ1固定为“L”电平。如图9的(B)、(E)所示，栅极信号φ4是栅极信号φ1的反转信号。
如图9的(A)、(C)所示，在三角波信号Cub的电平比电压指令值Vor低的情况下，栅极信号φ2成为“L”电平，在三角波信号Cub的电平比电压指令值Vor高的情况下，栅极信号φ2成为“H”电平。栅极信号φ2成为正脉冲信号列。
在电压指令值Vor为正极性的期间内，栅极信号φ2固定为“L”电平。在电压指令值Vor为负极性的期间内，若电压指令值Vor下降，则栅极信号φ2的脉冲宽度增大。如图9的(C)、(D)所示，栅极信号φ3是栅极信号φ2的反转信号。栅极信号φ1～φ4分别是PWM信号。
在栅极信号φ1、φ2都是“L”电平、栅极信号φ3、φ4都是“H”电平的期间(t1、t3、t5、t7、t9、……)，IGBTQ11、Q12都断开，并且IGBTQ13、Q14接通。由此，直流线路L3的中性点电压经由IGBTQ14、Q13向输出节点62a输出。
在栅极信号φ1、φ3都是“H”电平、栅极信号φ2、φ4都是“L”电平的期间(t2、t4、……)，IGBTQ11、Q13都接通，并且IGBTQ12、Q14断开。由此，直流线路L1的正的直流电压经由IGBTQ11向输出节点62a输出。
在栅极信号φ1、φ3都是“L”电平、栅极信号φ2、φ4都是“H”电平的期间(t6、t8、……)，IGBTQ11、Q13都断开，并且IGBTQ12、Q14接通。由此，直流线路L2的负的直流电压经由IGBTQ12向输出节点62a输出。
如图9的(B)～(E)所示，若栅极信号φ1～φ4的波形变化，则与图9的(A)所示的电压指令值Vur相同的波形的交流电压Vo向节点N2及中性点NP间输出。另外，在图9的(A)～(E)中，示出了与U相对应的电压指令值Vur及信号Cua、Cub、φ1～φ4的波形，但与V相及W相的各个对应的电压指令值及信号的波形也相同。但是，与U相、V相及W相对应的电压指令值及信号的相位各错开120度。
根据图9的(A)～(E)可知，若提高三角波信号Cua、Cub的频率，则栅极信号φ1～φ4的频率变高，IGBTQ11～Q14的开关频率(接通及断开的次数/秒)变高。若IGBTQ11～Q14的开关频率变高，则由IGBTQ11～Q14产生的开关损耗增大，不间断电源装置的效率降低。但是，若IGBTQ11～Q14的开关频率变高，则交流输出电压Vo的电压变动率减少，可获得高质量的交流输出电压Vo。
相反，若降低三角波信号Cua、Cub的频率，则栅极信号φ1～φ4的频率变低，IGBTQ11～Q14的开关频率变低。若IGBTQ11～Q14的开关频率变低，则由IGBTQ11～Q14产生的开关损耗减少，不间断电源装置的效率变高。但是，若IGBTQ11～Q14的开关频率变低，则交流输出电压Vo的电压变动率增大，交流输出电压Vo的波形恶化。
因此，在本实施方式2中，与实施方式1相同，设有将三角波信号Cua、Cub的频率设定为相对较高的频率fH而使电压变动率降低的通常运转模式、以及将三角波信号Cua、Cub的频率设定为相对较低的频率fL而使开关损耗降低的省电运转模式。不间断电源装置的使用者能够使用操作部17选择通常运转模式及省电运转模式中的希望的模式。
接下来，对该不间断电源装置的使用方法及动作进行说明。首先，说明负载24是相对于电压变动率具有较小允许范围的负载(即不能通过来自工业交流电源21的交流电压Vi驱动的负载)的情况。在该情况下，不间断电源装置1的使用者操作操作部17而选择通常运转模式。
由于选择了通常运转模式而模式选择信号SE成为“H”电平，因此在栅极控制电路70(图8)中，由振荡器71及三角波产生器72、73生成相对较高的频率fH的三角波信号Cua、Cub。
由比较器74比较电压指令值Vor与三角波信号Cua，由缓冲器76及逆变器78生成栅极信号φ1、φ4。由比较器74比较电压指令值Vor与三角波信号Cub，由缓冲器77及逆变器79生成栅极信号φ3、φ2。
在电压指令值Vur为正极性的期间内，逆变器62(图7)的IGBTQ12、Q13分别固定为断开状态及接通状态，并且IGBTQ11与IGBTQ14交替地接通。在电压指令值Vur为负极性的期间内，IGBTQ11、Q14分别固定为断开状态及接通状态，并且栅极信号φ2、φ3使IGBTQ12与IGBTQ13交替地接通，生成3个电平的交流电压Vo。
在该通常运转模式中，逆变器62的IGBTQ11～Q14在相对较高的频率fH下被控制，因此能够生成电压变动率相对较小的高质量的交流电压Vo。但是，由IGBTQ11～Q14产生相对较大的开关损耗，不间断电源装置的效率降低。
接着，说明负载24是相对于电压变动率具有较大允许范围的负载(即能够通过来自工业交流电源21的交流电压Vi驱动的负载)的情况。在该情况下，不间断电源装置的使用者操作操作部17而选择省电运转模式。
由于选择了省电运转模式而模式选择信号SE成为“L”电平，因此在栅极控制电路70(图8)中，由振荡器71及三角波产生器72、73生成相对较低的频率fL的三角波信号Cua、Cub，使用这些三角波信号Cua、Cub生成栅极信号φ1～φ4。在逆变器62中，IGBTQ11～Q14由这些栅极信号φ1～φ4驱动而生成交流电压Vo。
在该省电运转模式中，逆变器62的IGBTQ11～Q14在相对较低的频率fL下被控制，因此交流电压Vo的电压变动率变得相对较大。但是，由于驱动相对于交流电压Vo的电压变动率具有较大允许范围的负载24，因此即使交流电压Vo的电压变动率变大，也能够毫无问题地驱动负载24。另外，由IGBTQ11～Q14产生的开关损耗变小，效率变高。其他构成及动作与实施方式1相同，因此不重复其说明。
如以上那样，在该实施方式2中，设有三角波信号Cua、Cub的频率被设定为相对较高的频率fH的通常运转模式、以及三角波信号Cua、Cub的频率被设定为相对较低的频率fL的省电运转模式，执行所选择的模式。因而，在驱动相对于交流电压Vo的电压变动率具有较大允许范围的负载24的情况下，选择省电运转模式，从而能够减少由逆变器62的IGBTQ11～Q14产生的开关损耗，能够提高不间断电源装置1的效率。
图10是表示实施方式2的变更例的电路框图，并且是与图8对比的图。该变更例与实施方式2的不同点在于栅极控制电路70被栅极控制电路80替换这一点。栅极控制电路80中将栅极控制电路70的振荡器71替换为频率设定器81及振荡器82。
在该变更例中，通过操作操作部17，能够将省电运转模式中的三角波信号Cua、Cub的频率fL设定为希望的值。频率设定器81基于来自操作部17的控制信号CNT，输出表示所设定的频率fL的信号φ81。
振荡器82在模式选择信号SE为“H”电平的情况下输出相对较高的频率fH的时钟信号，在模式选择信号SE为“L”电平的情况下输出由信号φ81指定的频率fL的时钟信号。三角波产生器72、73分别输出与振荡器82的输出时钟信号相同的频率的三角波信号Cua、Cub。在该变更例中，除了能够获得与实施方式2相同的效果之外，还能够根据负载24的种类，将省电运转模式中的三角波信号Cua、Cub的频率fL设定为希望的值。
这次公开的实施方式在所有方面都是例示，不应被认为是限制性的。本发明由权利要求书而并非上述说明来表示，意图包括与权利要求书等效的意思及范围内的全部变更。
附图标记说明
1不间断电源装置，T1交流输入端子，T2旁通输入端子，T3电池端子，T4交流输出端子，2、8、14、16电磁接触器，3、11电流检测器，4、9、9a、9b、13电容器，5、12电抗器，6、60转换器，7、61双向斩波器，10、45、62、78、79逆变器，15半导体开关，17操作部，18控制装置，21工业交流电源，22旁通交流电源，23电池，24负载，31参照电压产生电路，32电压检测器，33、35减法器，34输出电压控制电路，36输出电流控制电路，37、50、70、80栅极控制电路，41、52、71、82振荡器，42、72、73三角波产生器，43、74、75比较器，44、76、77缓冲器，51、81频率设定器。

Claims (6)

1.一种电力转换装置，具备：
逆向转换器，包含多个开关元件，将直流电力转换为工业频率的交流电力而向负载供给；以及
控制装置，比较所述工业频率的正弦波信号与比所述工业频率高的频率的三角波信号的高低，基于其比较结果，生成用于控制所述多个开关元件的控制信号，
所述控制装置执行第一模式和第二模式中的被选择的一方的模式，该第一模式中所述三角波信号的频率被设定为第一值，该第二模式中所述三角波信号的频率被设定为比所述第一值小的第二值，
所述第二值被设定为所述逆向转换器的输出电压的电压变动率成为从工业交流电源供给的交流电力的交流电压的电压变动率以下。
2.根据权利要求1所述的电力转换装置，其中，
在进行所述电力转换装置的通常运转的情况下，选择所述第一模式，
在能够利用从工业交流电源供给的交流电力对所述负载进行驱动的情况下，选择所述第二模式，以减少由所述多个开关元件产生的开关损耗。
3.根据权利要求1所述的电力转换装置，其中，
所述控制装置包括：
电压指令部，生成所述正弦波信号以消除所述逆向转换器的输出电压与参照电压的偏差；
三角波产生器，生成所设定的所述第一值或者第二值的频率的所述三角波信号；以及
比较器，比较所述正弦波信号与所述三角波信号的高低，基于其比较结果生成所述控制信号。
4.根据权利要求1所述的电力转换装置，其中，
还具备：
选择部，选择所述第一模式及第二模式中的希望的模式
所述控制装置执行由所述选择部选择的模式。
5.根据权利要求1所述的电力转换装置，其中，
还具备：
设定部，将所述第二值设定为比所述第一值小的希望的值，
所述控制装置比较所述正弦波信号与由所述设定部设定的所述第二值的频率的所述三角波信号的高低。
6.根据权利要求1所述的电力转换装置，其中，
还具备：
正向转换器，将从工业交流电源供给的交流电力转换为直流电力，
在从所述工业交流电源供给交流电力的通常时，向所述逆向转换器供给由所述正向转换器生成的直流电力并且将其储蓄于电力储存装置，
在停止从所述工业交流电源供给交流电力的停电时，向所述逆向转换器供给所述电力储存装置的直流电力。
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