CN1104092C - 模拟信号抽样的方法和设备 - Google Patents

Abstract

通过用具有相同抽样速率(ωs)和相对它们的抽样速率周期(T)90°互相移的抽样序列(Φ₁(t)，Φ₂(t))抽样I和Q成分，得到模拟信号(U(t))的同相(I)和正交相位(Q)成分(U_i(t)，U_q(t))的第一序列离散样值(S_i ¹(t)，S_q ¹(t))和I和Q成分(U_i(t)，U_q(t))的第二序列离散样值(S_i ²(t)，S_q ²(t))抽样模拟信号(U(t))的方法和设备。第一序列(S_i ¹(t))I成分的样值和第二序列(S_q ²(t))Q成分的样值求和(9)以便形成第三序列样值(S³(t))。第一序列(S_q ¹(t))Q成分的样值和第二序列(S_i ¹(t))I成分的样值求和(10)以便形成第四序列样值(S⁴(t))。在第三和第四序列样值(S³(t)，S⁴(t))的特定周期(T)的间隔内并在得到所述周期(T)的第一和第二序列样值(S_i ¹(t)，S_i ²(t)，S_q ¹(t)，S_q ²(t))之后开始，对第三和第四序列样值(S³(t)，S⁴(t))进一步处理。

Description

模拟信号抽样的方法和设备

发明领域

本发明总体上讲涉及信号处理，具体讲涉及在例如无线通信设备的通信设备中的信号抽样、信号离散化和模数转换。

发明背景

模拟电信号的抽样包括例如电压或电流的非时变信号的时间离散化和幅度离散化。

抽样操作的简单表示是允许模拟信号在相对抽样周期的短时间里以例如抽样速率的特定速率传送模拟信号的开关。如此抽样的模拟信号包括短的分段或具有相应在抽样时刻模拟信号幅度的模拟信号样值。

抽样操作可以表示为模拟信号和周期为抽样速率的周期脉冲串的乘积。

可以看出在频域的这种乘法操作导致信号频谱包括抽样模拟信号的频谱和由抽样速率确定间隔的并具有逐渐减少的频谱功率的频谱的周期重复。由例如周期脉冲串的脉冲持续时间和幅度与抽样速率的抽样过程确定该衰减。

不出现重复模拟信号重叠的最小抽样速率，叫做标称奈奎斯特速率。即，最低抽样频率至少是频带有限信号的上频率的两倍。

可以在许多涉及电通信的教科书中找到对抽样的更详细的讨论，例如1975年Mcgraw-Hill，A.Bruce Carlson的“通信***”，第二版，第8章。

实际上，真正的模拟信号并不严格是带宽有限的，结果当模拟信号中出现抽样不足的频率时，即奈奎斯特准则不符合这种频率时，就出现所谓混叠现象。出现重复频谱的混叠频谱重叠，结果在重建抽样信号之后，原来超出抽样信号频带的频率将在重建输出以低频形式输出，使重建的抽样模拟信号失真。

通过在实际抽样前尽可能多地消除或滤除抽样信号频带以外地频率成分并且，如果可能的话，以标称奈奎斯特速率高得多的速率抽样，来克服混叠。这种类型的滤波还叫做抗混叠滤波。可以参考欧洲专利申请0,335,037.

实际上，在例如低通(LP)或带通(BP)滤波器的滤波器的阶次，和可能与所用模数转换器(ADC)的转换速度有关的抽样速率，以及由此而生的功率消耗之间存在折衷。

发明概述

本发明的一个目的是提供一种在非严格限带模拟信号的情况下抽样具有改进的去除寄生频率的模拟信号的新方法。

本发明还有一个目的是放宽对抽样非限带模拟信号所用的混叠滤波器的要求。

本发明的目的尤其是提供一种和镜像干扰抑制信号处理电路***一起使用的抽样方法，例如用于现代收发信机的设计。

本发明还有一个目的是提供一种在其中实施根据本发明方法的设备。

根据本发明提供一种抽样模拟信号的方法，包括的步骤有：

a)得到模拟信号的同相I和正交相位Q成分，该方法特征在于步骤：

b)得到I和Q成分的第一序列离散样值和I和Q成分的第二序列离散样值，用相同的抽样速率和相对它们的抽样速率周期90°互相移得到这些第一和第二序列；

c)求和第一序列I成分的样值和第二序列Q成分的样值，以便形成第三序列样值；

d)实际上从第一序列Q成分的样值减去第二序列I成分的样值，以便形成第四序列样值，和

e)对每个抽样速率重复步骤c)和d)。

在根据本发明的方法中，得到模拟输入信号I和Q成分的离散样值序列，或者是基带信号或者是载波调制信号。要求可得到的模拟信号的I和Q成分符合收发信机设备中频率转换电路***所用的镜像干扰抑制技术。

根据本发明，用90°互相移得到两个序列的I和Q成分的离散样值，它可以是一个序列关于另一个的相位超前或相位滞后。

两个序列I和Q成分的样值的选择的和或差导致抵消超出想要的模拟信号频带的频率成分。

由于根据本发明的抵消和压缩作用，极大放宽了抗混叠滤波器的要求，导致不那么高的滤波器阶次，或者，使用与传统AD转换器相同的滤波器，导致较少失真的重建输出数据。本领域技术人员可以了解从费用的观点来说放宽滤波器的要求是非常有利的并增强在半导体衬底上集成抽样设备的可能性。

根据本发明方法得到的抽样的I和Q成分可以在它们之间进一步处理，通过I和Q的输出成分进行ADC操作，以便提供数字等同物，例如在数字域中进一步处理8或12位抽样模拟信号的表示。

根据本发明的模拟信号抽样设备包括将模拟信号转换为同相I和正交相位Q成分的装置，特征在于将在抽样速率的I和Q成分转换为第一和第二序列的离散样值结果第一和第二序列包括相对于它们的抽样速率周期的90°互相移，将所述第一序列I成分的样值和第二序列Q成分样值求和，输出第三序列样值的装置，将第二序列I成分的负样值和第一序列Q成分的样值求和，输出第四序列样值的装置，其中安排求和装置在每个抽样速率周期操作。

在根据设计为ADC设备的本发明的优选实施例中，处理装置包括模数转换器装置，例如，提供模拟输出信号的数字I和Q输出信号。

除了抽样输出成分进行ADC操作以外，所得到的每个样值可以在数字域完成求和和进一步的处理之后首先进行AD转换。

参照附图在下面详细的描述中说明本发明上述的特征、优点和应用。

附图简短描述

图1示意地表示根据本发明的抽样模拟信号，具有90°互相移的第一和第二序列；

图2示意地说明对特定的抽样周期，本发明的抽样信号成分；

图3表示根据本发明方法的设备操作实施例的电路***图；

图4表示根据设计为ADC的本发明方法的进一步设备操作实施例的电路***图；

图5表示根据提供ADC操作的本发明另一个设备操作实施例。

不是为了限制，现在将参照基带模拟信号描述和说明本发明。另外假设数学知识涉及根据傅立叶级数和变换的频谱分析，例如1975年Mcgraw-Hill，A.Bruce Carlson的“通信***”，第二版，尤其是第2和8章所描述的。

抽样操作通常可以表示为要抽样的模拟信号和周期脉冲串的乘积，例如：

S(t)＝U(t)φ(t)                                (1)

其中

U(t)＝要抽样的模拟信号，

φ(t)＝周期脉冲串，和

S(t)＝抽样信号

假设理想抽样，脉冲串变为一串脉冲，也叫做单位脉冲或狄拉特δ函数，它可以表示为： $\mathrm{\φ}\left(t\right)=\underset{n=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{\δ}(t-\mathrm{nT})---\left(2\right)$

其中

δ(t-nT)＝具有位于t＝nT的单位区域的脉冲，和

T＝脉冲重复时间或抽样周期。

抽样周期与抽样速率的关系是： ${\mathrm{\ω}}_s=\frac{2\mathrm{\Π}}{T}---\left(3\right)$

其中

ω_s＝抽样速率。

为了解释本发明，模拟输入信号U_φ表示为正弦信号：

U(t)＝A sin(ω₀t)                          (4)

其中

A＝信号幅度(以伏特或安培)，和

ω₀＝信号的角频率。

这种正弦途径并不使本发明特定类型的模拟信号的应用受到限制因为，正如本领域技术人员所了解的，每个模拟信号可以表示为一系列的正弦函数。

现在假设：

U_I(t)＝Asin(ω₀t)                          (5)

U_Q(t)＝Acos(ω₀t)                          (6)

其中

U_I(t)＝U(t)的同相(I)成分，和

U_Q(t)＝U(t)的正交相位(I)成分。

另外，下面假设抽样脉冲串： ${\mathrm{\φ}}_1\left(t\right)=\underset{n=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{\δ}(t-\mathrm{nT})---\left(7\right)$ ${\mathrm{\φ}}_2\left(t\right)=\underset{n=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{\δ}(t-[n+\frac{1}{4}\left]T\right)---\left(8\right)$

从(7)和(8)表达式可以看出，如图1所说明的，关于抽样周期T，脉冲串φ₂(t)相对脉冲串φ₁(t)相位滞后90°。

在下一步，用抽样信号φ₁(t)和φ₂(t)抽样I和Q成分，结果分别产生I和Q成分的第一序列离散样值，即S_I ¹(t)和S_Q ¹(t)，和分别产生I和Q成分的第二序列离散样值，即S_I ²(t)和S_Q ²(t)。例如： $S_I^1\left(t\right)=U_I\left(t\right){\mathrm{\φ}}_1\left(t\right)---\left(9\right)$ $S_Q^1\left(t\right)=U_Q\left(t\right){\mathrm{\φ}}_1\left(t\right)---\left(10\right)$ $S_I^2\left(t\right)=U_I\left(t\right){\mathrm{\φ}}_2\left(t\right)---\left(11\right)$ $S_Q^2\left(t\right)=U_Q\left(t\right){\mathrm{\φ}}_2\left(t\right)---\left(12\right)$

上面第一和第二序列样值接着进行求和操作，分别产生第三和第四序列的离散样值，即S³(t)和S⁴(t)。求和操作可以用表达式(9)-(12)表示为： $S^3\left(t\right)=S_I^1\left(t\right)+S_Q^2\left(t\right)=U_I\left(t\right){\mathrm{\φ}}_1\left(t\right)+U_Q\left(t\right){\mathrm{\φ}}_2\left(t\right)---\left(13\right)$ $S^4\left(t\right)=-S_I^2\left(t\right)+S_Q^1\left(t\right)=-U_I\left(t\right){\mathrm{\φ}}_2\left(t\right)+U_Q\left(t\right){\mathrm{\φ}}_1\left(t\right)---\left(14\right)$

*注意在表达式(14)中求和I成分第二序列离散值的负值，例如-S_I ²(t)(或实际上相减)。

用I和Q成分的表达式(5)-(8)和抽样脉冲串φ₁(t)和φ₂(t)，并假设ω₀＜＜ω_s和用著名的三角恒等式，第三和第四序列(13)和(14)可以表示为： $S^3\left(t\right)=A\sin \left({\mathrm{\ω}}_0\mathrm{nT}\right)\·\underset{n=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{\δ}(t-\mathrm{nT})+A\cos \left({\mathrm{\ω}}_0\mathrm{nT}\right)\·\underset{n=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{\δ}(t-[n+\frac{1}{4}\left]T\right)---\left(15\right)$ $S^4\left(t\right)=A\cos \left({\mathrm{\ω}}_0\mathrm{nT}\right)\·\underset{n=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{\δ}(t-\mathrm{nT})+A\sin \left({\mathrm{\ω}}_0\mathrm{nT}\right)\·\underset{n=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{\δ}(t-[n+\frac{1}{4}\left]T\right)---\left(16\right)$

其中黑点表示sin或cos与各自的脉冲串相乘。

通过检查上面的表达式(15)，可以看出等式的第一和第二部分表示相应于在时间t＝nT的样值，但是只有在时间 $t=(n+\frac{1}{4})T$ 得到该值的第二部分。这直接来自集中在离散点 $t=(n+\frac{1}{4})T$ 单位区域的狄拉特δ函数的定义。等式(16)同理。

假设理想的抽样与保持(SH)操作，例如，在抽样周期样值没有衰减，并且等式(15)和(16)可以表示为：

S³(t)＝I³(t)+Q³(t)                           (17)

S⁴(t)＝Q⁴(t)-I⁴(t)                           (18)

其中： $I^3\left(t\right)=A\sin \left({\mathrm{\ω}}_0\mathrm{nT}\right)\·\underset{n=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{\δ}(t-\mathrm{nT})---\left(19\right)$ $I^4\left(t\right)=A\sin \left({\mathrm{\ω}}_0\mathrm{nT}\right)\·\underset{n=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{\δ}(t-[n+\frac{1}{4}\left]T\right)---\left(20\right)$ $Q^3\left(t\right)=A\cos \left({\mathrm{\ω}}_0\mathrm{nT}\right)\·\underset{n=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{\δ}(t-[n+\frac{1}{4}\left]T\right)---\left(21\right)$ $Q^4\left(t\right)=A\cos \left({\mathrm{\ω}}_0\mathrm{nT}\right)\·\underset{n=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{\δ}(t-\mathrm{nT})---\left(22\right)$

对特定的周期，可以通过上面的等式(17)和(18)相减得到抽样的I成分S_I(t)并通过上面的等式(17)和(18)相加得到抽样的Q成分S_Q(t)。但是只有在第三和第四序列样值都能得到的部分抽样周期内，即在 $t=(n+\frac{1}{4})T$ 和t＝(n+1)T之间，例如在抽样周期的

如图2所说明的，在抽样周期，例如在t＝nT和t＝(n+1)T之间，得到I³(t)，但是只能在I³(t)后的 $t=\frac{1}{4}T$ 得到I⁴(t)。同样的，在周期的开始得到Q³(t)并在Q³(t)之后的

得到Q⁴(t)。在图2中，为了清楚在各自的图中标志了I³(t)和I⁴(t)和Q³(t)和Q⁴(t)。但是信号按等式(17)和(18)所表示的那样出现。

S³(t)和S⁴(t)相减将导致当得到S_I(t)时在抽样周期的上述重叠间隔中信号Q³(t)和Q⁴(t)的完全抵消。相应的，在抽样周期的该间隔需要提供S_I(t)的进一步处理，同样抽样周期的该间隔需要进一步处理S_Q(t)以便重建抽样的Q成分。

在抽样脉冲串φ₂(t)关于抽样脉冲串φ₁(t)有270°的相位滞后的情况下，本领域技术人员可以理解在 $t=(n+\frac{3}{4})T$ 和 $t=(n+1\frac{1}{2})T$ 之间也可以得到抽样的I和Q成分的重建。或另一种表示，抽样脉冲串φ₁(t)关于φ₂(t)有90°的相位滞后。在两种情况下，脉冲串保持90°的互相移。

现在假设一种干扰信号，它可以表示为：

V_I(t)＝B sin[(ω_s-ω_i)t]                          (23)

V_Q(t)＝B cos[(ω_s-ω_i)t]                          (24)

其中

B＝幅度，和

ω_i＝干扰信号的角频率

干扰信号V_I(t)和V_Q(t)表示想要的模拟信号中的干扰信号V(t)＝B sin[(ω_s-ω_i)t]的I和Q成分。例如，在频率ω_i低于抽样频率ω_s的干扰信号。

从上面讨论的根据本发明的方法，并用相关的三角关系，可以看出在根据上面的(13)和(14)抽样和求和上述干扰信号的第一和第二序列的离散样值的样值之后，可以得到下面的表达式： $S_V^3\left(t\right)=-B\sin \left({\mathrm{\ω}}_i\mathrm{nT}\right)\·\underset{n=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{\δ}(t-\mathrm{nT})+B\sin \left({\mathrm{\ω}}_i\mathrm{nT}\right)\·\underset{n=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{\δ}(t-[n+\frac{1}{4}\left]T\right)---\left(25\right)$ $S_V^4\left(t\right)=B\cos \left({\mathrm{\ω}}_i\mathrm{nT}\right)\·\underset{n=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{\δ}(t-\mathrm{nT})-B\cos \left({\mathrm{\ω}}_i\mathrm{nT}\right)\·\underset{n=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{\δ}(t-[n+\frac{1}{4}\left]T\right)---\left(26\right)$

S_V ³(t)表示得到的干扰信号V(t)的第三序列样值而S_V ⁴(t)表示干扰信号V(t)的第四序列样值并已经假设ω₀＜＜ω_s。

再次注意上面等式(25)和(26)的第二部分与在t＝nT的实际样值有关，但是这些样值只有在抽样周期开始后的 $t=\frac{1}{4}T$ 才能得到，同样与上面连同等式(15)和(16)所解释的那样。

相应的，在抽样周期的

即在 $t=(n+\frac{1}{4})T$ 和t＝(n+1)T之间，S_V ³(t)和S_V ⁴(t)都等于零。这表示抵消了在频率ω_s-ω_i的干扰信号，下面将进一步说明。

因此，根据本发明的方法，在第三和第四序列特定周期的间隔，该间隔从可以同时得到第一和第二序列的样值之后开始，可以重建原始或想要的抽样信号并在该间隔有效抵消了频率在想要的频带之外的信号。

在该间隔即在抽样周期T的 的时间，还要完成抽样的I和Q成分的进一步处理，例如模数转换(AD)。比较传统抽样时间减少了T/4。实际上，尽管要在较短的时间周期完成AD转换，但是在例如上频率为4kHz语音的音频信号的基带信号的情况下对AD操作的要求不会出现实际的问题。

也可以在抽样操作后，即上面由等式(9)-(12)所标识的S_I ¹(t)和S_Q ¹(t)、S_I ²(t)和S_Q ²(t)信号直接进行AD转换操作。可以在数字域中对如此转换的第一和第二序列数字化样值进行下面的求和操作。在这种情况下，可以理解第三和第四序列样值也是数字样值序列。

作为表示对抗混叠滤波器放宽要求的例子，假设8比特ADC和四倍于要AD转换的最大信号频率的抽样频率。48dB的镜频抑制，例如，在以抽样频率为中心的第一重复频带的信号，需要大致五阶滤波器。应用根据本发明的方法，可以期望至少20dB的镜像干扰抑制，因此用滤波提供剩下的48dB抑制，它大致等于三阶滤波器。相应的，滤波器的阶数至少减少了两阶。通过正确实现根据本发明的方法，用二阶滤波器可以实现较高的镜像干扰抑制(不需要调整的30dB)。

本发明的执行当然与抽样处理的抽样速率有关。如果ω_s＞＞ω₀，例如ω_s≥4ω₀，例如两倍于正则奈奎斯特速率或更高。抽样速率不能低于正则奈奎斯特速率。

除了处理基带信号，根据本发明的方法对用于频率为一倍抽样速率的抽样信号的镜像的干扰信号的抵消有相同的结果。也叫做子抽样。要进行I和Q成分的(负)离散样值序列的求和以便抵消在所需镜像频率的干扰信号，例如得到象上面(25)和(26)的表达式。

图3表示在其中实现本发明方法的设备的实施例。

设备包括如图所示连接的第一混频器1、第二混频器2、频率发生器3、第一放大器4、第二放大器5、第一滤波器6、第二滤波器7、第二滤波器8、抽样与保持(SH)电路***8、加法设备9、加法设备10和处理电路***11。

频率发生器3提供具有90°互相移的输出信号，例如在频率发生器3的各个输出用0°和90°所标识的。本领域技术人员可以理解所需的相移可以由90°移相器和单个输出的频率发生器(未示出)提供。

输入信号U(t)连到第一混频器1和第二混频器2并分别与频率发生器3的0°和90°输出混频。第一混频器1的输出信号由第一放大器4放大并由第一滤波器6滤波，结果得到输入模拟信号U(t)的同相(I)成分U_I(t)。同样，第二混频器2的输出信号由第二放大器5放大并由第二滤波器7滤波以便提供输入模拟信号U(t)的正交相位(Q)成分U_Q(t)。

上面电路***1-7包含典型的现有技术转换电路***，它将射频(RF)模拟输入信号U(t)＝Asin(ω_c+ω₀)t，其中ω_c表示RF载波频率，转换为它的基带I成分U_I(t)和Q成分U_Q(t)。看(5)和(6)。在这种情况下，频率发生器3在频率ω_c操作。

在实施例所示的第一滤波器6和第二滤波器7，是低通(LP)滤波器，也叫做抗混叠滤波器，以便滤除不想要的在模拟信号U(t)消息带宽之外的高频成分，以便如上所述，减少由SH电路***8抽样I和Q成分所引起的混叠影响。

为了清楚，只用开关标识SH电路***8，它在抽样速率ω_s转换结果根据上面的等式(3)以关于抽样周期T90°互相移操作φ₁(t)涉及的开关和φ₂(t)涉及的开关。交换操作φ₁(t)和φ₂(t)可以由上面等式(7)和(8)的脉冲串表示。

抽样信号，即S_I ¹(t)、S_I ²(t)、S_Q ¹(t)、S_Q ²(t)输入到加法设备9和10，以便在加法设备9求和第一序列I成分的样值S_I ¹(t)和第二序列Q成分的样值S_Q ²(t)以及在加法设备10求和(或实际上相减)第二序列I成分的负样值S_I ²(t)和第一序列Q成分的样值S_Q ¹(t)。在加法设备10的输出用减号(-)表示S_I ²(t)的负操作。在第一和第二序列的抽样周期进行求和(和基带信号的相减)。

加法设备9的输出信号是根据上面等式(15)的第三序列样值S³(t)。加法设备10的输出信号是根据等式(16)的第三序列样值S⁴(t)。

可以在处理电路***11进一步处理第三和第四序列样值，如上所述，通过在同时得到第一和第二序列样值的抽样周期间隔进行相减或相加，提供抽样的I成分S_I(t)和抽样的Q成分S_Q(t)。但是，处理电路***11可能还包括例如为特定应用进一步处理第三和第四序列样值的电路***，例如处理抽样信号以驱动扬声器。

如上所述，根据本发明连接的抽样电路8和加法设备9和减法设备10的镜像干扰抑制能力，对抗混叠滤波器6和7没有那么严格的要求。即，为实现所需的镜频抑制，第一和第二滤波器6和7与单独抽样I和Q成分的传统抽样相比可以是较低阶。使用较低阶的滤波器不仅从费用的角度上来说而且对电路的处理速度都有利。另一方面，本发明中，用现有技术中较高阶的抗混叠滤波器6、7，导致失真镜频的较好抑制，与涉及的现有技术相比提供失真较少的信号抽样。

从模拟电路***完全建立根据图3的设备，提供模拟信号的优质幅度和时间离散表示。但是，在现代信号处理中，需要模拟信号的数字表示，例如如图4所示的根据本发明设备所提供的。在本实施例中，加法设备9输出的第三序列样值S³(t)输入到模数转换器(ADC)12。加法设备10输出的第三序列样值S⁴(t)输入到模数转换器(ADC)13。ADC12和ADC13分别提供第三和第四序列样值离散幅度的数字表示。根据ADC12、13的精度，该数字表示可以包括8比特、12比特、16比特等。如上所讨论的，为了尽可能多的利用本发明的好处，对在同时得到第一和第二序列样值S_I ¹(t)、S_I ²(t)、S_Q ¹(t)、S_Q ²(t)的抽样周期T的间隔，例如图2所示的重叠间隔，ADC 12和13对第三和第四序列操作。

可以由数字处理单元进一步处理ADC 12、13的输出信号，以便提供抽样信息信号的抽样I和Q成分的重建，还有为了特定的应用所需的其它处理，例如它在数字无线接收机中的使用。

图5表示根据本发明操作的设备的另一个实施例，其中组成第一和第二序列样值的样值，S_I ¹(t)、S_I ²(t)、S_Q ¹(t)、S_Q ²(t)每个分别由ADC 14转换成数字表示。根据如上所述的本发明的方法，这产生了数字域中由数字加法设备18和19求和的第一和第二序列数字化样值。

如同上面的第三和第四序列离散样值S³(t)和S⁴(t)，数字加法设备18的输出信号是第三序列数字化样值而数字加法设备19的输出信号是第四序列数字化样值。例如根据特定的应用，可以由数字电路***20进一步处理样值的数字表示。

如同ADC 12、13，如果从第一和第二序列样值的每个新样值开始，ADC 14、15、16、l7在抽样周期的 之前完成它们的转换。即，如上所述，为了能在抽样周期的重叠间隔相加或相减转换的信号。

尽管假设了上面的SH电路8，本领域技术人员可以理解例如也可以由加法和减法设备9、10或ADC 14、15、16、17完成SH的保持功能。

根据本发明的设备并不局限于与基带I和Q转换电路***1-7有关的基带信号的抽样。还安排电路***1-7提供在子抽样的中频(IF)或镜频提供I和Q成分，以便例如用带通滤波器替换第一和第二LP滤波器。除了电路***1-7，可以和本发明的抽样、求和和选择ADC和处理电路***一起使用其它提供模拟信号I成分和Q成分的装置。

可以在集成半导体电路中实现本发明的方法和电路***，例如通信设备例如调制解调器、无线设备，尤其是模拟和／或数字域操作的移动和无绳无线设备中使用的专用集成电路(ASIC)．本领域技术人员已知这种通信设备和例如混频器、滤波器、加法和减法电路***、数字处理电路、SH和ADC设备等的组件的操作并不需要进一步详细解释了。

本领域技术人员可以理解实际上，由于组件容忍扩展和/或温度行为，只要提到90°相移，该理想值的偏差可以理解为并入到本说明书和所附权利要求中。因此，实际上，例如在85°和95°之间的相移，也包含在本发明的“90°相移”的术语中。

用提供的等式可以计算精确的行为，例如想要的90°以外相移的镜像干扰抑制的偏差。

Claims (10)

1.一种抽样模拟信号(U(t))的方法，包括的步骤有：

a)得到所述模拟信号(U(t))的同相(U_I(t))和正交相位(U_Q(t))成分；

所述方法特征在于步骤：

b)得到所述I和Q成分的第一序列离散样值(S_I ¹(t)，S_Q ¹(t))和所述I和Q成分的第二序列离散样值(S_I ²(t)，S_Q ²(t))，用相同的抽样速率和相对它们的抽样速率周期90°互相移得到所述第一序列(S_I ¹(t)，S_Q ¹(t))和第二序列(S_I ²(t)，S_Q ²(t))；

c)求和所述第一序列所述I成分的样值(S_I ¹(t))和所述第二序列所述Q成分的样值(S_Q ²(t))以便形成第三序列样值(S³(t))；

d)从所述第一序列所述Q成分的样值(S_Q ¹(t))和所述第二序列所述I成分的样值(S_I ²(t))以便形成第四序列样值(S⁴(t))，和

e)对每个抽样速率重复步骤c)和d)。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于在得到所述第一和第二序列所述样值(S_I ¹(t)，S_Q ¹(t)；S_I ²(t)，S_Q ²(t))的抽样速率周期的间隔处理所述第三和第四序列(S³(t)，S⁴(t))。

3.如权利要求2所述的方法，其特征在于在所述间隔，所述第三和第四序列的所述样值(S³(t)，S⁴(t))进行模数转换(ADC)。

4.如权利要求1或2所述的方法，其特征在于在步骤b)所述第一和第二序列的所述样值(S_I ¹(t)，S_Q ¹(t)；S_I ²(t)，S_Q ²(t))进行模数转换(ADC)，以便形成第一和第二序列数字化离散样值，并其中在数字域中进行在步骤c)和d)。

5.一种模拟信号的抽样设备，包括将模拟信号(U(t))转换为同相(U_I(t))和正交相位(U_Q(t))成分的装置，特征在于将在抽样速率的所述I和Q成分转换为第一和第二序列的离散样值(S_I ¹(t)，S_Q ¹(t)；S_I ²(t)，S_Q ²(t))结果所述第一和第二序列(S_I ¹(t)，S_Q ¹(t)；S_I ²(t)，S_Q ²(t))包括相对于它们的抽样速率周期的90°互相移，将所述第一序列所述I成分的样值(S_I ¹(t))和所述第二序列所述Q成分的样值(S_Q ²(t))求和，输出第三序列样值(S³(t))的装置，将所述第二序列所述I成分的负样值(S_I ²(t))和所述第一序列所述Q成分的样值(S_Q ¹(t))求和，输出第四序列样值(S⁴(t))的装置，其中安排所述求和装置(9；10)在每个抽样速率周期操作。

6.如权利要求5所述的设备，其特征在于进一步包括在得到所述第一和第二序列所述样值(S_I ¹(t)，S_Q ¹(t)；S_I ²(t)，S_Q ²(t))的抽样速率周期的间隔处理所述第三和第四序列(S³(t)，S⁴(t))的装置。

7.如权利要求6所述的设备，其特征在于所述处理装置(11)包括模数转换器装置(12；13)。

8.如权利要求5或6所述的设备，其特征在于得到第一和第二序列离散样值(S_I ¹(t)，S_Q ¹(t)；S_I ²(t)，S_Q ²(t))的所述装置(8)包括数字化所述离散样值的模数转换器装置(14-17)，并且其中所述求和装置(9；10)是数字求和装置。

9.一种通信设备，包括根据权利要求5、6、7或8的模拟抽样设备和接收模拟信号(U(t))的装置，特征在于所述抽样设备连接到用于接收所述模拟信号(U(t))的装置上。

10.如权利要求9所述的通信设备，其中所述模拟信号(U(t))是RF信号并且接收所述模拟信号的所述装置包括RF收发信机装置。

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