CN110389614A - 高效低压差稳压器 - Google Patents

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Abstract

本发明提供了一种高效低压差稳压器，其包括输出电压调节电路，包括用以调节输出电压使其和输入参考电压相等的电压跟随器电路；稳定性独立于负载电容和负载电流，并且环路增益低于1的正反馈回路以及确保环路增益小于1的增益衰减电路；最低负载电流提供电路，用以在零负载时提供负载电流；输出负载电流限制电路，用以过流保护，当输出负载电流超过设定阈值时，及时关断电路；输入电流消除电路，用以提供一种输入阻抗无穷大的稳压结构；同时其偏置电流自适应于输出负载电流，提高电路能效。

Description

高效低压差稳压器
技术领域
本发明涉及稳压器技术领域，尤其是涉及一种高效低压差稳压器。
背景技术
随着工艺制程的越来越先进，超大规模集成电路的越来越普及，各种模拟集成电路、数模混合集成电路***中都需要用到低压差稳压器。这是因为直接从外部电源向电路提供电压不仅不稳定，外部电源带负载能力弱，而低压差稳压器可以提供稳定的输出电压，同时具有较强的带负载能力。现有的线性稳压器大多通过一个放大器和一个源极跟随器来形成具有较高的低频环增益的负反馈环路，用目标参考电压来调节输出电压来达到稳压的目的。闭合调节环路降低了有效输出阻抗，有助于在宽负载电流和电源电压范围内保持稳定的输出电压。
现有的线性稳压器大多基于负反馈环路，环路稳定性强依赖于输出负载电容。此外，低压差稳压器的负载电流决定了输出阻抗和主极点的位置，因此在具有动态电流消耗的***中，很难在宽负载电流范围内保持高环路增益和高能效。在混合信号***中，数字电路部分不规律地导通和截止，导致低压差稳压器的负载电流随时间不规律地变化。因此，为了在最差条件下或者尽可能高的负载电流的情况下保持环路稳定性，就会牺牲增益和功耗在内的一些指标，从而影响低压差稳压器其他的性能，比如直流线路/负载调节和瞬态响应等。同时，由于引脚限制或解决方案尺寸限制，某些应用可能无法提供片外电容，低压差稳压器的负载电容变化将导致设计难以优化。
发明内容
有鉴于此，本发明的目的在于提供一种基于正反馈环路的低压差稳压电路，其偏置电流可随输出负载电流自适应变化，针对能效、可承受负载电流范围以及环路稳定性等多个技术指标进行改进，同时解决了原有的结构中这些技术指标与面积的折衷问题。
为实现上述目的，本申请的方案为：
一种高效低压差稳压器，包括输出电压调节电路，包括用以调节输出电压使其和输入参考电压相等的电压跟随器电路，独立于负载电容和负载电流并且环路增益低于1的正反馈回路以及确保环路增益小于1的增益衰减电路；
输出负载电流限制电路，用以过流保护，当输出负载电流超过设定阈值，及时关断电路。最低负载电流提供电路，用以在零负载时提供负载电流；输入电流消除电路，用以提供一种输入阻抗无穷大的稳压方式；同时其偏置电流自适应于输出负载电流，提高电路能效。
优选地，所述的输出电压调节电路包括第一电流镜、第二电流镜和NMOS管MN0；
所述的第一电流镜的从电流镜支路A的输出电流端与MN8A的漏极连通，主电流镜支路的MOS管的栅极接NMOS管MN0的栅极；
第二电流镜的主电流镜支路和从电流镜支路的MOS管的栅极接NMOS管MN0栅极，输入参考电压接主电流镜支路中电流镜MOS管MN1A的源极，输出电压端位于从支电流镜支路中电流镜MOS管MN1B的源极。
优选地，所述的增益衰减电路为串接在输入参考电压和NMOS管MN0栅极间的电阻R0和电容Cc，NMOS管MN1A的衬底接入电阻R0和电容Cc间。
优选地，所述的最低负载电流提供电路包括串接在输出电压端和负电源电压VSS间的电阻R2。
优选地，所述的输入电流消除电路包括第三电流镜，第四电流镜和第五电流镜，
所述的第三电流镜的电流镜支路的电流镜MOS管的栅极接第五电流镜的其中一个从电流镜支路的电流镜MOS管MN6C的漏极，第三电流镜从电流镜支路共源共栅MOS管MP3B的漏极与输入参考电压连接；所述的第五电流镜的另一电流镜支路的电流镜MOS管MN6B的漏极接第二电流镜的栅极；
所述的第四电流镜的MOS管的栅极接第一电流镜从支路C的MP4C的漏极，所述的第四电流镜的从电流镜支路的共源共栅MOS管MN5A的漏极接输入参考电压。
优选地，第一电流镜和第二电流镜、第三电流镜和第四电流镜为共源共栅电流镜。
优选地，所述的负载电流阈值产生电路包括栅极与第五电流镜的NMOS管MN6B的栅极连通的NMOS管MN6A的栅极，连接NMOS管MN6A和负电源电压Vss间的电阻R1，所述的NMOS管MN6A的栅极和漏极并接入第一电流镜的电流镜支路D输入。
本发明实施例带来了以下有益效果：
本发明建立了一种环路稳定性独立于负载电容和负载电流的稳压模式，同时其偏置电流自适应于输出负载电流，提高电路能效，内部自带负载电流产生电路，可以在零外部负载的条件下仍然正常工作，拓宽了输出负载电流可承受范围。
本发明的其他特征和优点将在随后的说明书中阐述，或者，部分特征和优点可以从说明书推知或毫无疑义地确定，或者通过实施本发明的上述技术即可得知。
为使本发明的上述目的、特征和优点能更明显易懂，下文特举较佳实施方式，并配合所附附图，作详细说明如下。
附图说明
为了更清楚地说明本发明具体实施方式或现有技术中的技术方案，下面将对具体实施方式或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图是本发明的一些实施方式，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为本发明实施例提供的结构示意图；
图2为本发明实施例提供的电路连接示意图；
图3所示为本发明的简化示意图。
图4为正反馈环路等效示意图。
图5为分析图。
具体实施方式
为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本发明的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
实施例一
本发明的一种高效低压差稳压器，包括，
输出电压调节电路，包括用以调节输出电压使其和输入参考电压相等的电压跟随器电路，稳定性独立于负载电容和负载电流并且环路增益低于1的正反馈回路以及确保环路增益小于1的增益衰减电路；
输出负载电流限制电路，用以过流保护，当输出负载电流超过设定阈值，及时关断电路。最低负载电流提供电路，用以在零负载时提供负载电流；输入电流消除电路，用以提供一种输入阻抗无穷大的稳压方式；同时其偏置电流自适应于输出负载电流，提高电路能效。其中，最低负载电流提供电路包括串接在输出电压端和负电源电压VSS间的电阻R2，同时电阻R2并接有电容C1以作为负载电容。
其中，所述的输出电压调节电路包括第一电流镜和第二电流镜，和NMOS管MN0；
所述的第一电流镜的从电流镜支路A的输出电流端与MN8A的漏极连通，电流镜主电流镜支路的电流镜MOS管的栅极接NMOS管MN0的栅极；
第二电流镜的主电流镜支路和从电流镜支路的MOS管的栅极接NMOS管MN0栅极，输入参考电压接主电流镜支路中电流镜MOS管MN1A的源极，输出电压端位于从支电流镜支路中电流镜MOS管MN1B的源极。
所述的增益衰减电路为串接在输入参考电压和NMOS管MN0栅极间的电阻R0和电容Cc。
具体来说，所述的第一电流镜包括电流镜PMOS管MP2A和电流镜PMOS管MP2B，以及对应接在其漏极的共源共栅PMOS管MP4A和共源共栅PMOS管MP4B，PMOS管MP2B和PMOS管MP4B为主电流镜支路，PMOS管MP2A和PMOS管MP4A为从电流镜支路A。同样，第二电流镜包括共源共栅的NMOS管MN8A和NMOS管MN8B，以及对应接在其源极的电流镜NMOS管MN1A和电流镜NMOS管MN1B，NMOS管MN8A和NMOS管MN1A构成一个主电流镜支路，NMOS管MN8B和NMOS管MN1B构成一个从电流镜支路。其具体结构与现有技术类似，在此不复赘述。
把第二电流镜的从支路的电流镜MOS管MN1B的源极作为电压输出端主要是因为NMOS管MN1B的源极电压和输入参考电压一致，由于NMOS管MN1A和NMOS管MN8A这对共源共栅的MOS管与NMOS管MN1B和NMOS管MN8B这对共源共栅MOS管具有共同的栅极电压，同时具有相同的尺寸，以及相同的电流，因此其具有相同的源极电压，NMOS管MN1A的源极与参考电压连接，NMOS管MN1B的源极即锁定在参考电压，输入参考电压和输出电压保持一致。加入正反馈环路的目的是保证了当输出电压变化的时候，可以迅速进行调节，使得输出电压和输入参考电压重新保持一致。
正反馈环路是图1中NMOS管MN0以及NMOS管MN8A、NMOS管MN8B以及NMOS管MN1ANMOS管MN1B构成的电流镜来实现的，增益衰减模块是主要通过R0和Cc实现。NMOS管MN8A、NMOS管MN8B、NMOS管MN1A、NMOS管MN1B、PMOS管MP1A、PMOS管MP1B、PMOS管MP2A、PMOS管MP2B以及NMOS管MN0构成的电流镜结构作为电压跟随电路，保证了Vout跟随Vref变化。首先，正反馈的调节机制可以用图4来等效。RA和RB相当于图2中第二电流镜的NMOS管MN1A和NMOS管MN1B的等效阻抗。假设T0表示环路增益，负载等效阻抗为Zload，当输出负载电流io变化一个Δ，就会引起左边的流控电压源电压变化一个RA*Δ，同时，会导致RB上的压降变化一个RB*Δ，输出电压变化一个Zload*Δ。对于左边回路而言，Vref＝RA*io+V1，而Vref是一个固定的电压，所以就会导致V1以相反的方向变化一个RA*Δ。输出电压就会变化(RB*Δ+Zload*Δ-RA*Δ)，因此构成正反馈回路，但是为了保证输出电压可以减小，就需要保证RA*Δ变化更多，也就是说RA/(RB+Zload)要小于一。否则，io变大，输出电压变大，***将不可控。RA/(RB+Zload)就是环增益T0。Rout表示当输入信号为0的时候，从输出端看进去的等效输出阻抗。当io变化一个Δ时，RB上的压降变化RB*Δ，左边的流控电压源变化RA*Δ，因此V1变化-RA*Δ，所以输出电压变化(RB-RA)*Δ，因此，等效输出阻抗Rout＝RB-RA。
RA和RB在图2中分别对应于NMOS管MN1B的反向跨导(1/GMMN1B)和NMOS管MN1A的反向跨导(1/GMMN1A)。在该电路中，NMOS管MN1A和NMOS管MN1B的大小相等，并且PMOS管MP2A和PMOS管MP2B之间的电流镜像比被设置为1∶1，所以流过NMOS管MN1A和NMOS管MN1B的电流相等。流控电压源(Current Control Current Source，CCVS)对应于NMOS管MN1A和NMOS管MN1B的二极管连接的跟随器。跨导阶段是指感测的输出电流从PMOS管MP2B镜像到PMOS管MP2A然后进一步馈入到二极管连接的NMOS管MN1A中。为简单起见，暂时忽略电阻R0和电容CC，GDSMN1B是MN1B是由于沟道长度调制引起的输出阻抗的倒数，也称为MOSFET的输出阻抗。MN1B的输出阻抗由共源共栅器件MN8B得到提升，因此MN1B级的整体有效跨导是GM′MN1B＝GMMN1B-GDSMN1B·GDSMN8B/GMMN8B，总是小于GMMN1B。根据前面所是，环增益可以表示为由于MN1A和MN1B的大小相等，GM′MN1B总是小于GMMN1A，因此，即使在输出短路(Zload＝0)的最差条件下，环路增益T0也始终小于1且满足稳定性要求。
但是，与GMMN1A相比，GM′MN1B＝GMMN1B-GDSMN1B·GDSMN8B/GMMN8B中的第二项要小得多，因此在实际条件下由于不匹配，GM′MN1B值可能高于GMMN1A。随着频率增加高于Zload的角频率，输出阻抗Zload开始朝零减小并且环路增益朝向1增加，这导致潜在的不稳定性和振荡问题。由于环路形成有正反馈，振荡将在非理想条件下发生。
因此，如2中所示的CC和R0用于产生极点以衰减峰值环路增益，因此不论什么样的非理想条件发生，它的环路增益永远不会超过1。最坏的情况发生在低温并且零负载电流以及最大可能的负载电容下，这会导致环路增益的峰值位于最低频率，因此最难衰减。而选择由R0和CC产生的极点以对峰值环路增益可以进行足够的衰减。图5显示了当电路存在不匹配等非理想情况下，环增益超过1，加入增益衰减模块之后，环增益在Zload的角频率之后，最高的增益都没有超过1。
增益衰减模块主要利用MOS器件的体效应，通过将NMOS管MN1A的衬底引入R0和Cc，让等效GMMN1A随频率变化，一旦频率点超过R0和Cc产生的极点之后，增益将会被衰减。
本发明的输出电压调节电路包括正反馈环路，电压跟随电路以及增益衰减电路等输出电压调节电路负责调节输出电压，使得其和输入参考电压相等。其中正反馈环路的环路增益低于1达到稳定输出电压的目的。为了确保环路增益低于1，增加增益衰减模块，保证了电路在5种工艺角，温度为-45度到125度，电源电压为2.5V和3.3V之间，环路增益始终低于1。
输出电压调节电路的电流主要来自于外部负载电流和最低负载电流产生电路两部分，这可以保证在无负载电流时电路仍然可以正常工作。负载电流阈值产生电路主要确定一个最大负载电流电流值，一旦超过该最大电流值，立即关断电压跟随电路，从而达到过流保护的作用。在没有最小负载电容的限制情况下，通过正反馈环路以及低于1的环路增益来保证环路稳定结构。并且提供自限电流功能，以保护低压差稳压器免受输出短路故障引起的过热。在没有最小负载电容的限制情况下，通过正反馈环路以及低于1的环路增益来保证环路稳定的新结构。
偏置电流自适应于输出负载电流同样是通过NMOS管MN0和NMOS管MN8A、NMOS管MN8B以及NMOS管MN1A NMOS管MN1B构成的电流镜来实现的，输出负载电流加载在NMOS管MN0的源极，通过电流镜比例镜像，将这个电流成比例镜像到NMOS管MN1A NMOS管MN1B NMOS管MN8A和NMOS管MN8B进而给电路提供偏置电流。为了保证在0负载电流的情况下，不影响电路的正常工作，提供了一个最低负载电流提供电路，对应图2中的R2，R2上存有固定的电流，该电流与输出负载电流共同NMOS管MN0比例(400∶1)镜像到电路中。图1中输出负载电流限制电路中最低负载电流产生电路和外部负载电流的总和共同比例镜像给偏置电流。具体来说，负载电流和最低电流产生电路的电流之和就是NMOS管MN0和NMOS管MN1B的电流，设置NMOS管MN0和NMOS管MN1A具有相同的栅源电压，设置NMOS管MN0的尺寸时NMOS管MN1A的400倍，因此NMOS管MN0分的电流是NMOS管MN1A的400倍，电流比例为400∶1，进而实现了上述比例镜像。
偏置电流自适应原理如图3所示，输出负载电流通过一个超大尺寸的NMOS(N-Metal-Oxide-Semiconductor,N型金属-氧化物-半导体)镜像到电压跟随电路，为电压跟随电路提供偏置电流，因此偏置电流自适应于输出负载电流，提高了电路的能效。由于输出负载电流一般比较大，大约为毫安级别，所以NMOS管MN0是一个超大尺寸的MOS管。
为了实现高输入阻抗，使得低压差稳压器可以驱动带隙基准电路，数模转换电路以及电阻分压器等，应尽可能减小从输入参考电压节点汲取的电流。输入电流消除电路保证了零输入电流，从而达到了高输入阻抗的目的。
作为一个具体实施例，本发明的输入电流消除电路，所述的输入电流消除电路包括第三电流镜，第四电流镜和第五电流镜，
所述的第三电流镜的电流镜支路的电流镜MOS管的栅极接第五电流镜的其中一个从电流镜支路的电流镜MOS管MN6C的漏极，第三电流镜从电流镜支路共源共栅MOS管MP3B的漏极与输入参考电压连接；所述的第五电流镜的另一电流镜支路的电流镜MOS管MN6B的漏极接第二电流镜的栅极；
所述的第四电流镜的MOS管的栅极接第一电流镜从支路C的MP4C的漏极，所述的第四电流镜的从电流镜支路的共源共栅MOS管MN5A的漏极接输入参考电压。
具体地，第三电流镜包括共源共栅的PMOS管MP1A和PMOS管MP1B,以及对应与其漏极连接的PMOS管MP3A和PMOS管MP3B，PMOS管MP1A和PMOS管MP3A构成一个电流镜支路，PMOS管MP1A和PMOS管MP1B构成一个电流镜支路。
第一电流镜的支路C包括与第一电流镜的主电流镜支路的PMOS管MP2B共源共栅的PMOS管MP2C，与PMOS管MP2C的漏极连接的PMOS管MP4C。
第四电流镜包括漏极接产考电压的NMOS管MN5A，栅极与所述的NMOS管MN5A的栅极连接的NMOS管MN5B，漏极与NMOS管MN5A的源极连接的NMOS管MN4A，漏极与NMOS管MN5B的源极连接的NMOS管MN4B，所述的NMOS管MN5A、NMOS管MN5B、NMOS管MN4A和NMOS管MN4B的栅极共同连接至NMOS管MN5B的漏极，NMOS管MN5A和NMOS管MN4A，以及NMOS管MN5B和NMOS管MN4B分别构成电流镜支路。
第五电流镜包括NMOS管MN6C和NMOS管MN6B，NMOS管MN6C的漏极接PMOS管MP3A漏极，源极接VSS，NMOS管MN6B的漏极接NMOS管MN0栅极，源极接VSS，NMOS管MN6C和NMOS管MN6B的栅极连接并接下面提及的PMOS管MP4D的源极。
输入电流消除原理，如图2所示，当输入一个参考电压Vref，假设从Vref流入的电流为Iin,根据基尔霍夫电流定律：Iin＝I3B+I1A-I5A。
通过共源共栅电流镜的匹配，令PMOS管MP1A和PMOS管MP1B以1∶1的尺寸匹配，NMOS管MN6C和NMOS管MN6B以1∶1的尺寸匹配1∶1，那么：I3B＝I3A＝I6B。其中，在中间节点VDRV根据基尔霍夫电流定律可知：I4A-I6B＝I1A，因此Iin＝I4A-I5A。通过保证电流镜PMOS管MP2A和PMOS管MP2B以及NMOS管MN1A和NMOS管MN8A的匹配，I4A＝I5A。因此输入电流为零。
所述的负载电流阈值产生电路包括栅极与第五电流镜的NMOS管MN6B的栅极连通的NMOS管MN6A，连接NMOS管MN6A和负电源电压Vss间的电阻R1，所述的NMOS管MN6A的栅极和漏极并接入第一电流镜的输入支路D。
第一电流镜的支路D包括与第一电流镜的主电流镜支路的PMOS管MP2B共源共栅的PMOS管MP2D，与PMOS管MP2D的漏极连接的PMOS管MP4D，PMOS管MP2D的源极和栅极即为电流镜支路D的输出电流端，PMOS管MP4D的漏极即为电流镜支路D的输入电流端，
一旦R1的电流超过某个值，将NMOS管MN6A的栅极电压变大，MOSNMOS管MN6A管导通，进而把NMOS管MN6B的漏极拉低，VDRV拉低，输出电压迅速变小，最小负载电流产生电路所产生的电流进而变小，电路相当于关断，增加负载电流感应模块，为了防止芯片由于电流过大引起的过热，一旦电流超过设定值，立即关断电路，提高芯片的安全系数。防止由于负载电流过大导致的电路过热等问题。该电路主要包含负载电流阈值产生电路和最低负载电流产生电路。
本发明利用环路增益低于1的正反馈结构，稳定性独立于输出负载电容和输出负载电流、偏置电流随输出负载电流自适应变化。具有高能效、稳定性独立、输出负载电流范围大，可以设定负载电流阈值以实现过热保护等积极效果。
最后应说明的是：以上所述实施方式，仅为本公开的具体实施方式，用以说明本公开的技术方案，而非对其限制，本公开的保护范围并不局限于此，尽管参照前述实施方式对本公开进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：任何熟悉本技术领域的技术人员在本公开揭露的技术范围内，其依然可以对前述实施方式所记载的技术方案进行修改或可轻易想到变化，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改、变化或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本公开实施方式技术方案的精神和范围，都应涵盖在本公开的保护范围之内。因此，本公开的保护范围应所述以权利要求的保护范围为准。

Claims (7)

1.一种高效低压差稳压器，其特征在于，包括，
输出电压调节电路，包括用以调节输出电压使其和输入参考电压相等的电压跟随器电路，独立于负载电容和负载电流并且环路增益低于1的正反馈回路以及确保环路增益小于1的增益衰减电路；
输出负载电流限制电路，用以过流保护，当输出负载电流超过设定阈值，及时关断电路，最低负载电流提供电路，用以在零负载时提供负载电流；输入电流消除电路，用以提供一种输入阻抗无穷大的稳压方式；同时其偏置电流自适应于输出负载电流提高电路能效。
2.如权利要求1所述的高效低压差稳压器，其特征在于，所述的输出电压调节电路包括第一电流镜、第二电流镜和NMOS管MN0；
所述的第一电流镜的从电流镜支路A的输出电流端与MN8A的漏极连通，主电流镜支路的MOS管的栅极接NMOS管MN0的栅极；
第二电流镜的主电流镜支路和从电流镜支路的MOS管的栅极接NMOS管MN0栅极，输入参考电压接主电流镜支路中电流镜MOS管MN1A的源极，输出电压端位于从支电流镜支路中电流镜MOS管MN1B的源极。
3.如权利要求1所述的高效低压差稳压器，其特征在于，所述的增益衰减电路为串接在输入参考电压和NMOS管MN0栅极间的电阻R0和电容Cc，NMOS管MN1A的衬底接入电阻R0和电容Cc间。
4.如权利要求1所述的高效低压差稳压器，其特征在于，所述的最低负载电流提供电路包括串接在输出电压端和负电源电压VSS间的电阻R2。
5.如权利要求2所述的高效低压差稳压器，其特征在于，所述的输入电流消除电路包括第三电流镜，第四电流镜和第五电流镜，
所述的第三电流镜的电流镜支路的电流镜MOS管的栅极接第五电流镜的其中一个从电流镜支路的电流镜MOS管MN6C的漏极，第三电流镜从电流镜支路共源共栅MOS管MP3B的漏极与输入参考电压连接；所述的第五电流镜的另一电流镜支路的电流镜MOS管MN6B的漏极接第二电流镜的栅极；
所述的第四电流镜的MOS管的栅极接第一电流镜从支路C的MP4C的漏极，所述的第四电流镜的从电流镜支路的共源共栅MOS管MN5A的漏极接输入参考电压。
6.如权利要求5所述的高效低压差稳压器，其特征在于，第一电流镜和第二电流镜、第三电流镜和第四电流镜为共源共栅电流镜。
7.如权利要求1所述的高效低压差稳压器，其特征在于，所述的负载电流阈值产生电路包括栅极与第五电流镜的NMOS管MN6B的栅极连通的NMOS管MN6A的栅极，连接NMOS管MN6A和负电源电压Vss间的电阻R1，所述的NMOS管MN6A的栅极和漏极并接入第一电流镜的电流镜支路D输入。
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