CN110323783B - 光伏并网逆变器及其控制方法 - Google Patents

光伏并网逆变器及其控制方法 Download PDF

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Abstract

本申请公开了光伏并网逆变器及其控制方法，以较低成本实现光伏并网逆变器的无功支撑能力。该光伏并网逆变器为两级式拓扑结构，前级采用DC/DC变换器、后级采用工频逆变器，该方法包括：获取光伏并网逆变器所需功率因数；判断所需功率因数是否等于1；若是，控制DC/DC变换器在输出侧生成两倍工频的正弦半波电压和与该正弦半波电压同频同相的正弦半波电流，同时控制工频逆变器工作在工频翻转模式，翻转点为网侧电压过零点；若否，控制DC/DC变换器在输出侧生成两倍工频的正弦半波电压和与所述正弦半波电压同频不同相的、在网侧电压过零点进行电流跳变的正弦半波电流，同时控制工频逆变器工作在工频翻转模式，翻转点为网侧电压过零点。

Description

光伏并网逆变器及其控制方法
技术领域
本发明涉及电力电子技术领域，更具体地说，涉及光伏并网逆变器及其控制方法。
背景技术
光伏并网逆变器的基本功能是将光伏组件输出的直流电转换成工频交流电并入电网。此外，光伏并网逆变器还需要具备一定的无功支撑能力，以保证其在某些特殊工况下(例如电压跌落)能够不间断并网运行，保障大规模光伏并网后的安全稳定运行。
现阶段，一般是通过在光伏并网逆变器的能量正向流动回路的基础上额外增设能量反向流动回路，来使光伏并网逆变器具备无功支撑能力。但额外增设能量反向流动回路势必会增加硬件成本。
发明内容
有鉴于此，本发明提供了光伏并网逆变器及其控制方法，以较低成本实现光伏并网逆变器的无功支撑能力。
一种光伏并网逆变器控制方法，所述光伏并网逆变器为两级式拓扑结构，前级采用DC/DC变换器、后级采用工频逆变器，所述光伏并网逆变器控制方法包括：
获取光伏并网逆变器所需功率因数；
判断光伏并网逆变器所需功率因数是否等于1；
若是，控制DC/DC变换器在输出侧生成两倍工频的正弦半波电压和与所述正弦半波电压同频同相的正弦半波电流，同时，控制工频逆变器工作在工频翻转模式下，翻转点为网侧电压过零点；
若否，控制DC/DC变换器在输出侧生成两倍工频的正弦半波电压和与所述正弦半波电压同频不同相的、在网侧电压过零点进行电流跳变的正弦半波电流，同时，控制工频逆变器工作在工频翻转模式下，翻转点为网侧电压过零点。
可选的，所述DC/DC变换器为Buck-Boost电路，其包括Q1～Q4四个开关管、电感L1、输入电容C1和输出电容C2，其中：电感L1的一端接Q1管的电能输出端和Q2管的电能输入端；电感L1的另一端接Q3管的电能输出端和Q4管的电能输入端；输入电容C1的正极接Q1管的电能输入端；输出电容C2的正极接Q3管的电能输入端；输入电容C1的负极接Q2管的电能输出端、Q4管的电能输出端和输出电容C2的负极；
所述控制DC/DC变换器在输出侧生成两倍工频的正弦半波电压和与所述正弦半波电压同频同相的正弦半波电流，包括：
当DC/DC变换器的输入侧电压高于输出侧电压时，Q3管常通，Q4管常断，Q1、Q2管互补导通，DC/DC变换器工作在能量正向流动的Buck模式下；当DC/DC变换器的输入侧电压低于输出侧电压时，Q1管常通，Q2管常断，Q3、Q4管互补导通，DC/DC变换器工作在能量正向流动的Boost模式下。
可选的，当光伏并网逆变器所需功率因数不等于1，具体为网侧电流超前网侧电压时，所述控制DC/DC变换器在输出侧生成两倍工频的正弦半波电压和与所述正弦半波电压同频不同相的、在网侧电压过零点进行电流跳变的正弦半波电流，包括：
当DC/DC变换器的输入侧电压高于输出侧电压时：从网侧电流过零点开始至网侧电压过零点结束，Q3管常通，Q4管常断，Q1、Q2管互补导通，DC/DC变换器工作在能量反向流动的Buck模式下；除此之外，Q3管常通，Q4管常断，Q1、Q2管互补导通，DC/DC变换器工作在能量正向流动的Buck模式下；
当DC/DC变换器的输入侧电压低于输出侧电压时：Q1管常通，Q2管常断，Q3、Q4管互补导通，DC/DC变换器工作在能量正向流动的Boost模式下。
可选的，当光伏并网逆变器所需功率因数不等于1，具体为网侧电压超前网侧电流时，所述控制DC/DC变换器在输出侧生成两倍工频的正弦半波电压和与所述正弦半波电压同频不同相的、在网侧电压过零点进行电流跳变的正弦半波电流，包括：
当DC/DC变换器的输入侧电压高于输出侧电压时：从网侧电压过零点开始至网侧电流过零点结束，Q3管常通，Q4管常断，Q1、Q2管互补导通，DC/DC变换器工作在能量反向流动的Buck模式下；除此之外，Q3管常通，Q4管常断，Q1、Q2管互补导通，DC/DC变换器工作在能量正向流动的Buck模式下；
当DC/DC变换器的输入侧电压低于输出侧电压时：Q1管常通，Q2管常断，Q3、Q4管互补导通，DC/DC变换器工作在能量正向流动的Boost模式下。
可选的，所述工频逆变器为全桥逆变电路，包括S1～S4四个开关管，其中：S1管和S2管分别为一个桥臂的上管和下管；S3管和S4管分别为另一桥臂的上管和下管；
对应的，所述控制工频逆变器工作在工频翻转模式下，翻转点为网侧电压过零点，包括：当网侧电压为正时，控制S1、S4管导通，S2、S3管关断；当网侧电压为负时，控制S2、S3管导通，S1、S4管关断。
可选的，不论光伏并网逆变器所需功率因数是否等于1，还同时对DC/DC变换器进行MPPT控制。
一种光伏并网逆变器控制方法，所述光伏并网逆变器为两级式拓扑结构，前级采用多个DC/DC变换器、后级采用一个工频逆变器，所述多个DC/DC变换器的输出侧级联接入所述工频逆变器，所述光伏并网逆变器控制方法包括：
获取光伏并网逆变器所需功率因数；
判断光伏并网逆变器所需功率因数是否等于1；
若是，控制各DC/DC变换器同步运行，在输出侧生成两倍工频的正弦半波电压和与所述正弦半波电压同频同相的正弦半波电流，同时，控制工频逆变器工作在工频翻转模式下，翻转点为网侧电压过零点；
若否，控制各DC/DC变换器同步运行，在输出侧生成两倍工频的正弦半波电压和与所述正弦半波电压同频不同相的、在网侧电压过零点进行电流跳变的正弦半波电流，同时，控制工频逆变器工作在工频翻转模式下，翻转点为网侧电压过零点。
可选的，不论光伏并网逆变器所需功率因数是否等于1，还同时对各DC/DC变换器进行MPPT控制。
一种光伏并网逆变器，包括主电路和控制电路；
其主电路为两级式拓扑结构，前级采用DC/DC变换器、后级采用工频逆变器；
其控制电路用于获取光伏并网逆变器所需功率因数；判断光伏并网逆变器所需功率因数是否等于1；若是，控制DC/DC变换器在输出侧生成两倍工频的正弦半波电压和与所述正弦半波电压同频同相的正弦半波电流，同时，控制工频逆变器工作在工频翻转模式下，翻转点为网侧电压过零点；若否，控制DC/DC变换器在输出侧生成两倍工频的正弦半波电压和与所述正弦半波电压同频不同相的、在网侧电压过零点进行电流跳变的正弦半波电流，同时，控制工频逆变器工作在工频翻转模式下，翻转点为网侧电压过零点。
一种光伏并网逆变器，包括主电路和控制电路；
其主电路为两级式拓扑结构，前级采用多个DC/DC变换器、后级采用一个工频逆变器，所述多个DC/DC变换器的输出侧级联接入所述工频逆变器，所述光伏并网逆变器控制方法包括：
其控制电路用于获取光伏并网逆变器所需功率因数，判断光伏并网逆变器所需功率因数是否等于1；若是，控制各DC/DC变换器同步运行，在输出侧生成两倍工频的正弦半波电压和与所述正弦半波电压同频同相的正弦半波电流，同时，控制工频逆变器工作在工频翻转模式下，翻转点为网侧电压过零点；若否，控制各DC/DC变换器同步运行，在输出侧生成两倍工频的正弦半波电压和与所述正弦半波电压同频不同相的、在网侧电压过零点进行电流跳变的正弦半波电流，同时，控制工频逆变器工作在工频翻转模式下，翻转点为网侧电压过零点。
从上述的技术方案可以看出，本发明实施例基于能将光伏输入经过DC/DC变换和工频翻转后直接并入电网的光伏并网逆变器开发其无功支撑能力，具体为：当光伏并网逆变器所需功率因数为1时，通过控制其内部开关管的通断状态使其工作于能量正向流动的模式；当所需功率因数不为1时，切换到能量反向流动的模式，从而无需额外增设能量反向流动回路即可提供无功功率支撑。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为本发明实施例公开的一种光伏并网逆变器结构示意图；
图2为本发明实施例公开的一种光伏并网逆变器控制方法流程图；
图3为本发明实施例公开的一种所需功率因数为1时工频逆变器开关管工作状态以及工频翻转前后的电压、电流波形示意图；
图4为本发明实施例公开的一种DC/DC变换器和工频逆变器拓扑结构示意图；
图5为本发明实施例公开的一种所需功率因数为1时DC/DC变换器开关管工作状态示意图；
图6为本发明实施例公开的一种网侧电流超前网侧电压时工频逆变器开关管工作状态以及工频翻转前后的电压、电流波形示意图；
图7为本发明实施例公开的一种网侧电压超前网侧电流时工频逆变器开关管工作状态以及工频翻转前后的电压、电流波形示意图；
图8为本发明实施例公开的一种网侧电流超前网侧电压时DC/DC变换器开关管工作状态示意图；
图9为本发明实施例公开的又一种光伏并网逆变器结构示意图；
图10为本发明实施例公开的一种光伏并网逆变器控制方法流程图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
本发明实施例公开了一种光伏并网逆变器控制方法，应用于如图1所示的光伏并网逆变器。
图1所示光伏并网逆变器为两级式拓扑结构，前级采用DC/DC变换器、后级采用工频逆变器。所述DC/DC变换器的输入侧连接至少一个光伏组件，所述DC/DC变换器的输出侧连接所述工频逆变器的直流侧，所述工频逆变器的交流侧连接电网；工频逆变器是指借助电网相位信息提供换流电压，实现逆变换流过程的逆变器，其能够直接将DC/DC变换器输出的两倍电网频率的正弦半波电压或电流进行翻转，得到电网频率的正弦全波电压及电流波形，该过程称为工频翻转。当然在实际应用时，为了达到滤除谐波的目的，工频逆变器的交流侧与电网之间通常需要接入滤波电路。其中，所述DC/DC变换器为支持能量双向流动的升降压DC/DC变换器，其进一步可划分为隔离型和非隔离型两大类，考虑到隔离型会增加成本和体积、降低效率，因此本发明实施例推荐采用支持能量双向流动的非隔离型的升降压DC/DC变换器。
所述光伏并网逆变器控制方法如图2所述，包括：
步骤S01：获取光伏并网逆变器所需功率因数cosΦ。
具体的，光伏并网逆变器的网侧电压us(即工频逆变器的交流侧电压)与网侧电流is(即工频逆变器的交流侧电流)之间的相位差Φ的余弦叫做功率因数，用符号cosΦ表示。cosΦ＝1，意味着网侧电压us与网侧电流is之间同频同相，cosΦ＜1，意味着网侧电压us与网侧电流is之间有相位差。
光伏并网逆变器可根据当前工况自主确定所需功率因数cosΦ，也可以由外部通讯接收得到，并不局限。
步骤S02：判断光伏并网逆变器所需功率因数cosΦ是否等于1，若cosΦ＝1，进入步骤S03，若cosΦ＜1，进入步骤S04。
步骤S03：控制DC/DC变换器在输出侧生成两倍工频的正弦半波电压和与所述正弦半波电压同频同相的正弦半波电流；同时，控制工频逆变器工作在工频翻转模式下，翻转点为网侧电压us过零点。之后，返回步骤S01。
具体的，网侧电压us与网侧电流is均是工频正弦量，当光伏并网逆变器所需功率因数cosΦ＝1时，意味着网侧电压us与网侧电流is需为同频同相的工频正弦全波电压、电流，如图3所示。工频逆变器以网侧电压us过零点作为工频翻转切换点，工频翻转前的电压udc(即DC/DC变换器的输出侧电压udc，图3中仅以DC/DC变换器的输入侧电压uin恒定且其值低于DC/DC变换器的输出侧电压udc最大值为例)是两倍工频的正弦半波电压，也称两倍工频的馒头波电压，其经过工频逆变器进行工频翻转后，就变换为工频正弦全波电压；同样的，工频翻转前的电流idc(即DC/DC变换器的输出侧电流)是两倍工频的正弦半波电流，也称两倍工频的馒头波电流，其经过工频逆变器进行工频翻转后，就变换为工频正弦全波电流；由于工频翻转前的电压、电流是同频同相的，那么经过工频逆变器进行工频翻转后生成的电压、电流也是同频同相的。可见，当cosΦ＝1时，对udc和idc进行工频翻转后生成的电压、电流就是需要的us和is，可以直接并入电网。
下面，以DC/DC变换器为Buck-Boost电路、工频逆变器为全桥逆变电路为例，介绍cosΦ＝1时的开关管控制策略。
参见图4，所述Buck-Boost电路包括Q1～Q4四个开关管、电感L1、输入电容C1和输出电容C2，其中：L1的一端接Q1管的电能输出端和Q2管的电能输入端；L1的另一端接Q3管的电能输出端和Q4管的电能输入端；C1的正极接Q1管的电能输入端；C2的正极接Q3管的电能输入端；C1的负极接Q2管的电能输出端、Q4管的电能输出端和C2的负极。
cosΦ＝1时Q1～Q4管的控制策略如图5所示：为使udc和idc为如图3中所示波形，当DC/DC变换器的输入侧电压uin高于输出侧电压udc时，Q3管常通，Q4管常断，Q1、Q2管互补导通，DC/DC变换器工作在能量正向流动的Buck模式下；当输入侧电压uin低于输出侧电压udc时，Q1管常通，Q2管常断，Q3、Q4管互补导通，DC/DC变换器工作在能量正向流动的Boost模式下。
仍参见图4，所述全桥逆变电路包括S1～S4四个开关管，其中：S1管和S2管分别为一个桥臂的上管和下管；S3管和S4管分别为另一桥臂的上管和下管。
cosΦ＝1时的S1～S4管的控制策略如图3中所示：当网侧电压us为正时，控制S1、S4管导通，S2、S3管关断；当网侧电压us为负时，控制S2、S3管导通，S1、S4管关断。
步骤S04：控制DC/DC变换器在输出侧生成两倍工频的正弦半波电压和与所述正弦半波电压同频不同相的、在网侧电压us过零点进行电流跳变的正弦半波电流；同时，控制工频逆变器工作在工频翻转模式下，翻转点为网侧电压us过零点。之后，返回步骤S01。
具体的，网侧电压us与网侧电流is均是工频正弦量，当光伏并网逆变器所需功率因数cosΦ＜1时，意味着网侧电压us与网侧电流is需为同频不同相的工频正弦全波电压、电流，可以是如图6所示网侧电流is超前网侧电压us一个Φ角，也可以是如图7所示网侧电压us超前网侧电流is一个Φ角。工频逆变器以网侧电压us过零点作为工频翻转切换点，工频翻转前的电压udc(即DC/DC变换器的输出侧电压udc，图3中仅以DC/DC变换器的输入侧电压uin恒定且其值低于DC/DC变换器的输出侧电压udc最大值为例)是两倍工频的正弦半波电压，其经过工频逆变器进行工频翻转后，就变换为工频正弦全波电压；同样的，工频翻转前的电流idc(即DC/DC变换器的输出侧电流)是两倍工频的、在网侧电压us过零点发生电流跳变的正弦半波电流，其经过工频逆变器进行工频翻转后，变换为工频正弦全波电流；由于工频翻转前的电压、电流是同频不同相的，那么经过工频逆变器进行工频翻转后生成的电压、电流也是同频不同相的，且工频翻转前后电压与电流之间的相位差不变。可见，当cosΦ＜1时，对udc和idc进行工频翻转后生成的电压、电流就是需要的us和is，可以直接并入电网。
下面，以DC/DC变换器和工频逆变器采用图4所示拓扑，以及网侧电流is超前网侧电压us一个Φ角为例，介绍cosΦ＜1时的开关管控制策略。
cosΦ＜1时Q1～Q4管的控制策略如图8所示，为使udc和idc为如图6中所示波形，有：
当输入侧电压uin高于输出侧电压udc时：从网侧电流is过零点开始至网侧电压us过零点结束(参见图8中的Δt时段)，Q3管常通，Q4管常断，Q1、Q2管互补导通，DC/DC变换器工作在能量反向流动的Buck模式下；除此之外，Q3管常通，Q4管常断，Q1、Q2管互补导通，DC/DC变换器工作在能量正向流动的Buck模式下；
当输入侧电压uin低于输出侧电压udc时：Q1管常通，Q2管常断，Q3、Q4管互补导通，DC/DC变换器工作在能量正向流动的Boost模式下。
S1～S4管的控制策略不随cosΦ的改变而改变，也即图3、图6、图7中S1～S4管的控制策略一致，此处不再赘述。
另外，为使udc和idc为如图7中所示波形，cosΦ＜1时Q1～Q4管的控制策略为：
当DC/DC变换器的输入侧电压uin高于输出侧电压udc时：从网侧电压过零点开始至网侧电流过零点结束，Q3管常通，Q4管常断，Q1、Q2管互补导通，DC/DC变换器工作在能量反向流动的Buck模式下；除此之外，Q3管常通，Q4管常断，Q1、Q2管互补导通，DC/DC变换器工作在能量正向流动的Buck模式下；
当DC/DC变换器的输入侧电压uin低于输出侧电压udc时：Q1管常通，Q2管常断，Q3、Q4管互补导通，DC/DC变换器工作在能量正向流动的Boost模式下。
由以上描述可以看出，本发明实施例基于能将光伏输入经过DC/DC变换和工频翻转后直接并入电网的光伏并网逆变器开发其无功支撑能力，具体为：当光伏并网逆变器所需功率因数为1时，通过控制其内部开关管的通断状态使其工作于能量正向流动的模式；当所需功率因数不为1时，切换到能量反向流动的模式，从而无需额外增设能量反向流动回路即可提供无功功率支撑。
可选的，本发明实施例不论是在所需功率因数是否为1时，还同时对DC/DC变换器进行MPPT(MaximumPower Point Tracking，最大功率点跟踪)控制，即控制DC/DC变换器直流侧电压，使接在DC/DC变换器上的光伏组件工作在最大功率点，提高光伏能量利用率。需要说明的是，本申请中DC/DC变换器的“输入侧”和“输出侧”是根据能量正向流动时命名的，也就是说，不管能量正向流动还是反向流动，DC/DC变换器的输入侧都特指其连接光伏组件的一侧、DC/DC变换器的输出侧都特指其远离光伏组件的一侧。
上述控制方法不仅适用于单个DC/DC变换器连接到工频逆变电路的拓扑，还能够适用于如图9所示多个DC/DC变换器级联的光伏并网逆变器，此时的光伏并网逆变器控制方法如图10所示，包括：
步骤S11：获取光伏并网逆变器所需功率因数；
步骤S12：判断光伏并网逆变器所需功率因数是否等于1，若是，进入步骤S13，若否，进入步骤S14；
步骤S13：控制各DC/DC变换器同步运行，在输出侧生成两倍工频的正弦半波电压和与所述正弦半波电压同频同相的正弦半波电流，同时，控制工频逆变器工作在工频翻转模式下，翻转点为网侧电压过零点；之后，返回步骤S11。
步骤S14：控制各DC/DC变换器同步运行，在输出侧生成两倍工频的正弦半波电压和与所述正弦半波电压同频不同相的、在网侧电压过零点进行电流跳变的正弦半波电流，同时，控制工频逆变器工作在工频翻转模式下，翻转点为网侧电压过零点，之后，返回步骤S11。
在图10控制下，各DC/DC变换器模块输出侧电压为n个正弦半波电压，各正弦半波电压相位、频率一致，正弦半波的幅值根据各DC/DC变换器输出功率之比进行自动分配即可。
可选的，不论光伏并网逆变器所需功率因数是否等于1，还需同时对各DC/DC变换器进行MPPT控制。
与上述方法实施例相对应的，本发明实施例还公开了一种光伏并网逆变器，包括主电路和控制电路：
其主电路为两级式拓扑结构，前级采用DC/DC变换器、后级采用工频逆变器；
其控制电路用于获取光伏并网逆变器所需功率因数；判断光伏并网逆变器所需功率因数是否等于1；若是，控制DC/DC变换器在输出侧生成两倍工频的正弦半波电压和与所述正弦半波电压同频同相的正弦半波电流，同时，控制工频逆变器工作在工频翻转模式下，翻转点为网侧电压过零点；若否，控制DC/DC变换器在输出侧生成两倍工频的正弦半波电压和与所述正弦半波电压同频不同相的、在网侧电压过零点进行电流跳变的正弦半波电流，同时，控制工频逆变器工作在工频翻转模式下，翻转点为网侧电压过零点。
本发明实施例还公开了又一种光伏并网逆变器，包括主电路和控制电路：
其主电路为两级式拓扑结构，前级采用多个DC/DC变换器、后级采用一个工频逆变器，所述多个DC/DC变换器的输出侧级联接入所述工频逆变器，所述光伏并网逆变器控制方法包括：
其控制电路用于获取光伏并网逆变器所需功率因数，判断光伏并网逆变器所需功率因数是否等于1；若是，控制各DC/DC变换器同步运行，在输出侧生成两倍工频的正弦半波电压和与所述正弦半波电压同频同相的正弦半波电流，同时，控制工频逆变器工作在工频翻转模式下，翻转点为网侧电压过零点；若否，控制各DC/DC变换器同步运行，在输出侧生成两倍工频的正弦半波电压和与所述正弦半波电压同频不同相的、在网侧电压过零点进行电流跳变的正弦半波电流，同时，控制工频逆变器工作在工频翻转模式下，翻转点为网侧电压过零点。
本说明书中各个实施例采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处，各个实施例之间相同相似部分互相参见即可。对于实施例公开的光伏并网逆变器而言，由于其与实施例公开的方法相对应，所以描述的比较简单，相关之处参见方法部分说明即可。
对所公开的实施例的上述说明，使本领域专业技术人员能够实现或使用本发明。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本发明实施例的精神或范围的情况下，在其它实施例中实现。因此，本发明实施例将不会被限制于本文所示的这些实施例，而是要符合与本文所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。

Claims (10)

1.一种光伏并网逆变器控制方法，其特征在于，所述光伏并网逆变器为两级式拓扑结构，前级采用DC/DC变换器、后级采用工频逆变器，所述光伏并网逆变器控制方法包括：
获取光伏并网逆变器所需功率因数；
判断光伏并网逆变器所需功率因数是否等于1；
若是，控制DC/DC变换器在输出侧生成两倍工频的正弦半波电压和与所述正弦半波电压同频同相的正弦半波电流，同时，控制工频逆变器工作在工频翻转模式下，翻转点为网侧电压过零点；
若否，控制DC/DC变换器在输出侧生成两倍工频的正弦半波电压和与所述正弦半波电压同频不同相的、在网侧电压过零点进行电流跳变的正弦半波电流，同时，控制工频逆变器工作在工频翻转模式下，翻转点为网侧电压过零点。
2.根据权利要求1所述的光伏并网逆变器控制方法，其特征在于，所述DC/DC变换器为Buck-Boost电路，其包括Q1～Q4四个开关管、电感L1、输入电容C1和输出电容C2，其中：电感L1的一端接Q1管的电能输出端和Q2管的电能输入端；电感L1的另一端接Q3管的电能输出端和Q4管的电能输入端；输入电容C1的正极接Q1管的电能输入端；输出电容C2的正极接Q3管的电能输入端；输入电容C1的负极接Q2管的电能输出端、Q4管的电能输出端和输出电容C2的负极；
所述控制DC/DC变换器在输出侧生成两倍工频的正弦半波电压和与所述正弦半波电压同频同相的正弦半波电流，包括：
当DC/DC变换器的输入侧电压高于输出侧电压时，Q3管常通，Q4管常断，Q1、Q2管互补导通，DC/DC变换器工作在能量正向流动的Buck模式下；当DC/DC变换器的输入侧电压低于输出侧电压时，Q1管常通，Q2管常断，Q3、Q4管互补导通，DC/DC变换器工作在能量正向流动的Boost模式下。
3.根据权利要求2所述的光伏并网逆变器控制方法，其特征在于，当光伏并网逆变器所需功率因数不等于1，具体为网侧电流超前网侧电压时，所述控制DC/DC变换器在输出侧生成两倍工频的正弦半波电压和与所述正弦半波电压同频不同相的、在网侧电压过零点进行电流跳变的正弦半波电流，包括：
当DC/DC变换器的输入侧电压高于输出侧电压时：从网侧电流过零点开始至网侧电压过零点结束，Q3管常通，Q4管常断，Q1、Q2管互补导通，DC/DC变换器工作在能量反向流动的Buck模式下；除此之外，Q3管常通，Q4管常断，Q1、Q2管互补导通，DC/DC变换器工作在能量正向流动的Buck模式下；
当DC/DC变换器的输入侧电压低于输出侧电压时：Q1管常通，Q2管常断，Q3、Q4管互补导通，DC/DC变换器工作在能量正向流动的Boost模式下。
4.根据权利要求2所述的光伏并网逆变器控制方法，其特征在于，当光伏并网逆变器所需功率因数不等于1，具体为网侧电压超前网侧电流时，所述控制DC/DC变换器在输出侧生成两倍工频的正弦半波电压和与所述正弦半波电压同频不同相的、在网侧电压过零点进行电流跳变的正弦半波电流，包括：
当DC/DC变换器的输入侧电压高于输出侧电压时：从网侧电压过零点开始至网侧电流过零点结束，Q3管常通，Q4管常断，Q1、Q2管互补导通，DC/DC变换器工作在能量反向流动的Buck模式下；除此之外，Q3管常通，Q4管常断，Q1、Q2管互补导通，DC/DC变换器工作在能量正向流动的Buck模式下；
当DC/DC变换器的输入侧电压低于输出侧电压时：Q1管常通，Q2管常断，Q3、Q4管互补导通，DC/DC变换器工作在能量正向流动的Boost模式下。
5.根据权利要求1所述的光伏并网逆变器控制方法，其特征在于，所述工频逆变器为全桥逆变电路，包括S1～S4四个开关管，其中：S1管和S2管分别为一个桥臂的上管和下管；S3管和S4管分别为另一桥臂的上管和下管；
对应的，所述控制工频逆变器工作在工频翻转模式下，翻转点为网侧电压过零点，包括：当网侧电压为正时，控制S1、S4管导通，S2、S3管关断；当网侧电压为负时，控制S2、S3管导通，S1、S4管关断。
6.根据权利要求1所述的光伏并网逆变器控制方法，其特征在于，还包括：
不论光伏并网逆变器所需功率因数是否等于1，还同时对DC/DC变换器进行MPPT控制。
7.一种光伏并网逆变器控制方法，其特征在于，所述光伏并网逆变器为两级式拓扑结构，前级采用多个DC/DC变换器、后级采用一个工频逆变器，所述多个DC/DC变换器的输出侧级联接入所述工频逆变器，所述光伏并网逆变器控制方法包括：
获取光伏并网逆变器所需功率因数；
判断光伏并网逆变器所需功率因数是否等于1；
若是，控制各DC/DC变换器同步运行，在输出侧生成两倍工频的正弦半波电压和与所述正弦半波电压同频同相的正弦半波电流，同时，控制工频逆变器工作在工频翻转模式下，翻转点为网侧电压过零点；
若否，控制各DC/DC变换器同步运行，在输出侧生成两倍工频的正弦半波电压和与所述正弦半波电压同频不同相的、在网侧电压过零点进行电流跳变的正弦半波电流，同时，控制工频逆变器工作在工频翻转模式下，翻转点为网侧电压过零点。
8.根据权利要求7所述的光伏并网逆变器控制方法，其特征在于，不论光伏并网逆变器所需功率因数是否等于1，还同时对各DC/DC变换器进行MPPT控制。
9.一种光伏并网逆变器，包括主电路和控制电路，其特征在于：
其主电路为两级式拓扑结构，前级采用DC/DC变换器、后级采用工频逆变器；
其控制电路用于获取光伏并网逆变器所需功率因数；判断光伏并网逆变器所需功率因数是否等于1；若是，控制DC/DC变换器在输出侧生成两倍工频的正弦半波电压和与所述正弦半波电压同频同相的正弦半波电流，同时，控制工频逆变器工作在工频翻转模式下，翻转点为网侧电压过零点；若否，控制DC/DC变换器在输出侧生成两倍工频的正弦半波电压和与所述正弦半波电压同频不同相的、在网侧电压过零点进行电流跳变的正弦半波电流，同时，控制工频逆变器工作在工频翻转模式下，翻转点为网侧电压过零点。
10.一种光伏并网逆变器，包括主电路和控制电路，其特征在于：
其主电路为两级式拓扑结构，前级采用多个DC/DC变换器、后级采用一个工频逆变器，所述多个DC/DC变换器的输出侧级联接入所述工频逆变器，所述光伏并网逆变器控制方法包括：
其控制电路用于获取光伏并网逆变器所需功率因数，判断光伏并网逆变器所需功率因数是否等于1；若是，控制各DC/DC变换器同步运行，在输出侧生成两倍工频的正弦半波电压和与所述正弦半波电压同频同相的正弦半波电流，同时，控制工频逆变器工作在工频翻转模式下，翻转点为网侧电压过零点；若否，控制各DC/DC变换器同步运行，在输出侧生成两倍工频的正弦半波电压和与所述正弦半波电压同频不同相的、在网侧电压过零点进行电流跳变的正弦半波电流，同时，控制工频逆变器工作在工频翻转模式下，翻转点为网侧电压过零点。
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