CN104753377A - 一种基于桥式模块化开关电容的多电平逆变器 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种基于桥式模块化开关电容的多电平逆变器，包含桥式模块化多电平开关电容模块与逆变模块两部分；***运行过程中，先由桥式模块化多电平开关电容模块DC-DC变换实现输出电压U_i→2U_i→4U_i→2U_i→U_i的变换过程，继而经由逆变模块实现DC-AC变换。本发明提供了一种基于新型桥式模块化开关电容的多电平逆变器，实现了DC-DC变换环节的高效率、高功率密度和高电压变比运行，DC-AC变换环节创新对单极性倍频SPWM方式进行优化，在相对传统多电平逆变模块有效减少了开关管数量的同时，实现了高品质输出波形和低谐波含量。

Description

一种基于桥式模块化开关电容的多电平逆变器

技术领域

本发明涉及一种基于新型桥式模块化开关电容的多电平逆变器。

背景技术

能源是人类社会生存和发展的重要物质基础。近年来，世界化石能源的有限性和开发利用过程中引起的环境污染问题日益突出，已经成为制约世界经济可持续发展的主要瓶颈，清洁的可再生能源的开发利用受到世界各国高度重视。光伏并网发电作为太阳能的主要利用形式之一，受到人们的倍加关注。

随着技术的日益成熟，针对传统集中式光伏并网***存在的可靠性差、效率低、可扩展性差等问题，人们提出了微型逆变器的概念，对每块电池单独进行电能转化，有效解决了集中式并网***的可靠性问题，为实现优质、高效、稳定、廉价的并网装置指出了新的方向。

逆变器作为光伏阵列和电网接口的主要设备，它的性能决定着整个光伏发电***的性能。为了将光伏阵列产生的电能最大限度地馈入电网，并提高其运行的稳定度、可靠性和精确度，必须对并网逆变器的主电路拓扑选择、滤波器参数设计及其控制策略选取等进行深入研究。

目前常见的逆变器结构可按照功率变换的级数分为单级式变换和多级式变换两种拓扑方案，其中DC-DC-AC两级式拓扑简化了每一级的控制方法，使得每一级可以专注于各自控制方法的质量和效率。传统逆变器的直流电压变换环节主要为boost电路，分布式电源的直流输出电压经过泵升后接到DC-AC变换环节，以满足并网条件。然而，由于Boost电路的电压抬升能力有限，并网逆变器所能接纳的分布式电源直流电压变化范围一般比较窄，同时，传统boost类型感性变换器效率一般不高。此外目前常见的单块光伏电池板输出电压多为20-50V，而我国电网电压峰值为311V。因而如何提高直流变换环节电压变比，实现高效率、低成本的DC-DC变换已引起了人们的广泛关注。

与此同时，采用先进的控制技术亦可有效改进光伏并网***的性能。电力电子器件的高频化和微处理器运算速度的提高，特别是高性能数字信号处理器(DSP)的出现，为一些先进的控制策略的应用提供了条件。常用的正弦脉宽调制(SPWM)方式主要分为单极性调制、双极性调制和单极性倍频调制方式。与双极性调制相比，单极性调制具备谐波分量小、易于消除、对外部设备的谐波干扰减小、开关应力小等优点。且单极性调制的倍频现象能使逆变器输出电压的脉冲数倍加，亦利于减小***谐波和对外部的干扰。

发明内容

本发明所要解决的主要技术问题是提供一种基于新型桥式模块化开关电容的多电平逆变器，实现了DC-DC变换环节的高效率、高功率密度和高电压变比，DC-AC变换环节创新对单极性倍频SPWM方式进行优化，在相对传统多电平逆变模块有效减少了开关管数量的同时，实现了高品质输出波形和低谐波含量。

为了解决上述的技术问题，本发明提供了一种基于桥式模块化开关电容的多电平逆变器，包含桥式模块化多电平开关电容模块与逆变模块两部分；***运行过程中，先由桥式模块化多电平开关电容模块DC-DC变换实现输出电压U_i→2U_i→4U_i→2U_i→U_i的变换过程，继而经由逆变模块实现DC-AC变换。

在一较佳实施例中：所述桥式模块化多电平开关电容模块包含H桥和基本开关电容模块；其中H桥由四个全控器件MOSFET开关管组成，分别为第一高频开关S₁、第二高频开关S₂、第三高频开关S₃、第四高频开关S₄；基本开关电容模块包括第一电容网络和第二电容网络，以及四个全控器件MOSFET开关管，分别为第五高频开关S_1a、第六高频开关S_1b、第七高频开关S_2a、第八高频开关S_2b。

在一较佳实施例中：当所述第五高频开关S_1a、第六高频开关S_1b、第七高频开关S_2a、第八高频开关S_2b闭合，第一高频开关S₁、第二高频开关S₂、第三高频开关S₃、第四高频开关S₄断开时，桥式模块化多电平开关电容模块输出的电压U_d＝U_i。

在一较佳实施例中：当所述第一高频开关S₁、第三高频开关S₃、第六高频开关S_1b、第八高频开关S_2b闭合，第二高频开关S₂、第四高频开关S₄、第五高频开关S_1a、第七高频开关S_2a断开时，桥式模块化多电平开关电容模块输出的电压U_d＝2U_i；当第二高频开关S₂、第四高频开关S₄、第五高频开关S_1a、第七高频开关S_2a闭合，第一高频开关S₁、第三高频开关S₃、第六高频开关S_1b、第八高频开关S_2b断开时，桥式模块化多电平开关电容模块输出的电压U_d＝2U_i；且上述两种开关状态保持占空比为0.5的高频交替转换。

在一较佳实施例中：当所述第一高频开关S₁、第四高频开关S₄、第五高频开关S_1a、第八高频开关S_2b闭合，第二高频开关S₂、第三高频开关S₃、第六高频开关S_1b、第七高频开关S_2a断开时，桥式模块化多电平开关电容模块输出的电压U_d＝4U_i；当所述第二高频开关S₂、第三高频开关S₃、第六高频开关S_1b、第七高频开关S_2a闭合，第一高频开关S₁、第四高频开关S₄、第五高频开关S_1a、第八高频开关S_2b断开时，桥式模块化多电平开关电容模块输出的电压U_d＝4U_i；且上述两种开关状态保持占空比为0.5的高频交替转换。

在一较佳实施例中：当第一高频开关S₁、第六高频开关S_1b、第八高频开关S_2b闭合，第二高频开关S₂、第三高频开关S₃、第四高频开关S₄、第五高频开关S_1a、第七高频开关S_2a断开时，桥式模块化多电平开关电容模块输出的电压U_d＝2U_i；当第二高频开关S₂、第五高频开关S_1a、第七高频开关S_2a闭合，第一高频开关S₁、第三高频开关S₃、第四高频开关S₄、第六高频开关S_1b、第八高频开关S_2b断开时，桥式模块化多电平开关电容模块输出的电压U_d＝2U_i；且上述两种开关状态保持占空比为0.5的高频交替转换。

在一较佳实施例中：所述逆变模块采用全桥逆变结构，包括高频开关S₅、S₆、S₇、S₈。

在一较佳实施例中：所述逆变模块的控制信号中设置死区δ，当控制信号位于所述死区δ时，逆变模块的高频开关S₅、S₆、S₇、S₈均处于断开状态。

相较于现有技术，本发明的技术方案具备以下有益效果：

本发明提供的基于桥式模块化开关电容的多电平逆变器，产生U_i，2U_i，4U_i三种输出电平合成阶梯波输入逆变模块，在常规SPWM控制策略的基础上根据母线电压的高低选择相应的三角波(载波)的幅值，输出连续稳定的正弦电压。与传统逆变器相比，上述逆变器在实现DC-DC-AC转换的基础上，提高了电压增益和功率密度，降低了***损耗；同时有效减少了多电平逆变部分的开关管数目，降低了谐波含量，提升了输出波形质量，大大减轻了电磁干扰(EMI)等问题。

附图说明

图1为本发明实施例中基于桥式模块化开关电容的多电平逆变器；

图2为本发明实施例中桥式模块化多电平开关电容模块开关驱动信号与输出电压时序图；

图3为为本发明实施例中桥式模块化多电平开关电容模块工作状态，其中：

a为状态I；b、c为状态II；d、e为状态III，f、g为状态IV；

图4为本发明实施例中逆变模块拓扑；

图5为本发明实施例中逆变模块开关驱动信号图；

图6为本发明实施例中逆变模块输出波形图；

图7为本发明实施例中带死区的逆变模块输出波形图。

具体实施方式

下文结合附图和实施例对本发明做进一步说明。

下面结合附图和实施例，对本发明做进一步的阐述。

参考图1，由图可知，该逆变器可分为桥式模块化多电平开关电容模块与逆变模块两部分。

其中，所述桥式模块化多电平开关电容模块包含H桥和基本开关电容模块；其中H桥由四个全控器件MOSFET开关管组成，分别为第一高频开关S₁、第二高频开关S₂、第三高频开关S₃、第四高频开关S₄；基本开关电容模块包括第一电容网络和第二电容网络，以及四个全控器件MOSFET开关管；所述第一电容网络包括串联连接的第一电容C_1a和第二电容C_1b，第二电容网络包括串联连接的第三电容C_2a和第四电容C_2b。所述四个全控器件MOSFET开关管分别为第五高频开关S_1a、第六高频开关S_1b、第七高频开关S_2a、第八高频开关S_2b。该桥式开关电容模块可通过控制高频开关S₁、S₂、S₃、S₄与S_1a、S_1b、S_2a、S_2b的通断实现三种电平输出(U_i，2U_i，4U_i)，并实现输出电压U_d由U_i→2U_i→4U_i→2U_i→U_i的变换过程，开关驱动信号与电压变换波形如图2所示。现对前半周期即θ∈[0,180°)时开关工作状态分析如下：

状态Ⅰ如图3(a)所示，此时θ∈[0,α)U[180°-α,180°)。S_1a、S_1b、S_2a、S_2b闭合，S₁、S₂、S₃、S₄断开。由上可得

U_d＝U_i        (1)

状态Ⅱ如图3(b)(c)所示，此时θ∈[α,β)。图3(b)中S₁、S₃、S_1b、S_2b闭合，S₂、S₄、S_1a、S_2a断开，构成两条回路：U_i通过S₁、S_2b、S_1b向C_2b充电，U_i通过S₃、S_1b向C_1b充电，故此时U_C2b＝U_C1b＝U_i。图3(c)中S₂、S₄、S_1a、S_2a闭合，S₁、S₃、S_1b、S_2b断开，构成两条回路：U_i通过S_1a、S_2a、S₂向C_2a充电，U_i通过S_1a、S₄向C_1a充电，故此时U_C2a＝U_C1a＝U_i。在状态Ⅱ中，图3(b)(c)的开关状态保持占空比0.5的高频交替转换，由此可得

U_C1a＝U_C1b＝U_i,U_C2a＝U_C2b＝U_i         (2)

U_d＝2U_i           (3)

状态Ⅲ如图3(d)(e)所示，此时θ∈[β,180°-β)。图3(d)中S₁、S₄、S_1a、S_2b闭合，S₂、S₃、S_1b、S_2a断开，此时构成两条回路：回路1由U_i、S_1a、C_1a、S₄组成，C_1a充电；回路2由U_i、S₁、C_2b、C_1b、S₄组成，U_i、C_1b对C_2b放电。图3(e)中S₂、S₃、S_1b、S_2a闭合，S₁、S₄、S_1a、S_2b断开，此时构成回路：回路1由U_i、S₃、C_1b、S_1b组成，C_1b充电；回路2由U_i、S₃、C_1a、C_2a、S₂组成，U_i、C_1a对C_2a放电。图3(d)(e)的开关状态保持占空比0.5的高频交替转换，此时

U_C1a＝U_C1b＝U_i,U_C2a＝U_C2b＝2U_i          (4)

U_d＝4U_i                    (5)

状态Ⅳ如图3(f)(g)所示，此时θ∈[180°-β,180°-α)。图3(f)中S₁、S_1b、S_2b闭合，S₂、S₃、S₄、S_1a、S_2a断开，C_2b对U_i充电；图3(g)中S₂、S_1a、S_2a闭合，S₁、S₃、S₄、S_1b、S_2b断开，C_2a对U_i充电。图3(f)(g)的开关状态保持占空比0.5的高频交替转换，此时

U_C2a＝U_C2b＝U_i                  (6)

U_d＝2U_i                        (7)

上述桥式模块化多电平开关电容模块输出电压U_d作为直流母线电压与逆变模块连接，如图4所示。本发明中逆变器选用全桥逆变结构，开关器件分别为高频开关S₅、S₆、S₇、S₈。控制技术采用以单极倍频SPWM为基础的新型SPWM控制策略，即在单极倍频SPWM控制策略的基础上根据母线电压的高低选择相应的载波(三角波)的幅值，将载波阶梯化以逼近参考波(正弦波)，以提高输出波形品质，降低谐波含量。

逆变模块开关驱动波形如图5所示。由图可知，此处用两个极性相反的参考正弦波与幅值分别为1/4U_C、1/2U_C、U_C的阶梯化双向三角形载波交截产生功率开关驱动信号，该种控制方法不仅具备了单极倍频SPWM减小逆变桥功率管的开关损耗优点，且由于电平数的增加更接近正弦波形，有效减小了谐波含量，提高了电能质量。

理想状态下，为提高***效率，实现开关损耗最小化，开关电容模块的输出电流在θ＝0和θ＝180°时应满足I_d＝0。然而在实际的开关电容模块连续工作模态下，θ＝0和θ＝180°时I_d不可能为0。因此需要在逆变模块控制信号中设置死区δ，如图5所示，N＝0,1,2,K时，令θ∈[N·180°-δ,N·180°+δ],逆变模块开关S₅、S₆、S₇、S₈均处于断开状态。综上逆变模块输出波形如图6所示。

为实现逆变模块电压转换范围的最小化，提高***转换效率，应对逆变模块直流母线电压的相位参数δ,α,β进行优化设置。由图7可知，U_o的幅值被限制在4U_i，故令U_o＝4U_isin(θ)，同时为使逆变模块高频输出电压的包络电压U_X,env与U_o差值的最小化，令θ＝α,θ＝β时U_o＝U_X,env。由此可得

U_o(α)＝4U_isin(α)＝U_i            (8)

U_o(β)＝4U_isin(β)＝2U_i          (9)

U_X,env与U_o的归一化差值可用表示，由图7可知，θ＝δ,θ＝α,θ＝β时U_X,env与U_o的差值可能达到最大。因此待优化的差值最大值C可表示为

$C=\max [\frac{U_i-4U_i\sin \left(\mathrm{\δ}\right)}{4U_i\sin \left(\mathrm{\δ}\right)},\frac{{2U}_i-4U_i\sin \left(\mathrm{\α}\right)}{4U_i\sin \left(\mathrm{\α}\right)},\frac{4U_i-4U_i\sin \left(\mathrm{\β}\right)}{4U_i\sin \left(\mathrm{\β}\right)}]---\left(10\right)$

将式(8)(9)代入式(10)简化可得

$C=\max [\frac{U_i-4U_i\sin \left(\mathrm{\δ}\right)}{4U_i\sin \left(\mathrm{\δ}\right)},\mathrm{1,1}]---\left(11\right)$

由式(11)可知当时，U_X,env与U_o的差值最小。计算可得

综上所述，本文提供的一种基于桥式模块化开关电容的多电平逆变器。逆变器运行过程中，桥式模块化多电平开关电容模块产生U_i、2U_i、4U_i三种输出电平合成阶梯波，作为母线电压输入逆变模块，在常规SPWM控制策略的基础上根据母线电压的高低选择相应的三角波(载波)的幅值，继而经由逆变模块输出连续稳定的正弦电压。与传统逆变器相比，上述逆变器在实现DC-DC-AC转换的基础上，提高了电压增益和功率密度，降低了***损耗；同时有效减少了多电平逆变部分的开关管数目，降低了谐波含量，提升了输出波形质量，大大减轻了电磁干扰(EMI)。

本说明书中公开的所有特征，或公开的所有方法或过程中的步骤，除了互相排斥的特征和/或步骤以外，均可以以任何方式组合。本说明书(包括任何附加权利要求、摘要和附图)中公开的任一特征，均可被其他等效或具有类似目的的替代特征加以替换。即，除非特别叙述，每个特征只是一系列等效或类似特征中的一个例子而已。

本发明并不局限于前述的具体实施方式。上述实施例并不应视为限制本发明的范围。本领域的技术人员在阅读并理解了前述详细说明的同时，可以进行修改和变化。具体的保护范围应以权利要求书为准。

Claims (8)

1.一种基于桥式模块化开关电容的多电平逆变器，其特征在于包含桥式模块化多电平开关电容模块与逆变模块两部分；***运行过程中，先由桥式模块化多电平开关电容模块DC-DC变换实现输出电压U_i→2U_i→4U_i→2U_i→U_i的变换过程，继而经由逆变模块实现DC-AC变换。

2.根据权利要求1所述的一种基于桥式模块化开关电容的多电平逆变器，其特征在于：所述桥式模块化多电平开关电容模块包含H桥和基本开关电容模块；其中H桥由四个全控器件MOSFET开关管组成，分别为第一高频开关S₁、第二高频开关S₂、第三高频开关S₃、第四高频开关S₄；基本开关电容模块包括第一电容网络和第二电容网络，以及四个全控器件MOSFET开关管，分别为第五高频开关S_1a、第六高频开关S_1b、第七高频开关S_2a、第八高频开关S_2b。

3.根据权利要求2所述的一种基于桥式模块化开关电容的多电平逆变器，其特征在于：当所述第五高频开关S_1a、第六高频开关S_1b、第七高频开关S_2a、第八高频开关S_2b闭合，第一高频开关S₁、第二高频开关S₂、第三高频开关S₃、第四高频开关S₄断开时，桥式模块化多电平开关电容模块输出的电压U_d＝U_i。

4.根据权利要求2所述的一种基于桥式模块化开关电容的多电平逆变器，其特征在于：当所述第一高频开关S₁、第三高频开关S₃、第六高频开关S_1b、第八高频开关S_2b闭合，第二高频开关S₂、第四高频开关S₄、第五高频开关S_1a、第七高频开关S_2a断开时，桥式模块化多电平开关电容模块输出的电压U_d＝2U_i；当第二高频开关S₂、第四高频开关S₄、第五高频开关S_1a、第七高频开关S_2a闭合，第一高频开关S₁、第三高频开关S₃、第六高频开关S_1b、第八高频开关S_2b断开时，桥式模块化多电平开关电容模块输出的电压U_d＝2U_i；且上述两种开关状态保持占空比为0.5的高频交替转换。

5.根据权利要求2所述的一种基于桥式模块化开关电容的多电平逆变器，其特征在于：当所述第一高频开关S₁、第四高频开关S₄、第五高频开关S_1a、第八高频开关S_2b闭合，第二高频开关S₂、第三高频开关S₃、第六高频开关S_1b、第七高频开关S_2a断开时，桥式模块化多电平开关电容模块输出的电压U_d＝4U_i；当所述第二高频开关S₂、第三高频开关S₃、第六高频开关S_1b、第七高频开关S_2a闭合，第一高频开关S₁、第四高频开关S₄、第五高频开关S_1a、第八高频开关S_2b断开时，桥式模块化多电平开关电容模块输出的电压U_d＝4U_i；且上述两种开关状态保持占空比为0.5的高频交替转换。

6.根据权利要求2所述的一种基于桥式模块化开关电容的多电平逆变器，其特征在于：当第一高频开关S₁、第六高频开关S_1b、第八高频开关S_2b闭合，第二高频开关S₂、第三高频开关S₃、第四高频开关S₄、第五高频开关S_1a、第七高频开关S_2a断开时，桥式模块化多电平开关电容模块输出的电压U_d＝2U_i；当第二高频开关S₂、第五高频开关S_1a、第七高频开关S_2a闭合，第一高频开关S₁、第三高频开关S₃、第四高频开关S₄、第六高频开关S_1b、第八高频开关S_2b断开时，桥式模块化多电平开关电容模块输出的电压U_d＝2U_i；且上述两种开关状态保持占空比为0.5的高频交替转换。

7.根据权利要求1所述的一种基于桥式模块化开关电容的多电平逆变器，其特征在于：所述逆变模块采用全桥逆变结构，包括高频开关S₅、S₆、S₇、S₈。

8.根据权利要求7所述的一种基于桥式模块化开关电容的多电平逆变器，其特征在于：所述逆变模块的控制信号中设置死区δ，当控制信号位于所述死区δ时，逆变模块的高频开关S₅、S₆、S₇、S₈均处于断开状态。