CN110212740B - 一种抑制SiC MOSFET门极串扰与振荡的驱动电路 - Google Patents
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Abstract
本发明提供了一种抑制SiC MOSFET门极串扰与振荡的驱动电路，属于电力电子开关器件驱动电路技术领域。其技术方案为：一种抑制SiC MOSFET门极串扰与振荡的驱动电路，包括推挽电路和电容辅助电路，推挽电路和电容辅助电路连接在主电路上构成完整的工作电路；所述主电路由连接在同一桥臂上的上下两个SiC MOSFET开关管组成。本发明的有益效果为：本发明可以在不减慢两SiC MOSFET开关管的开通和关断速度的前提下，有效降低了由同一桥臂上下两SiC MOSFET开关管相互产生的串扰电压，并且有效减小了两SiC MOSFET开关管驱动输出电压在开关过程中的震荡。
Description
技术领域
本发明涉及电力电子开关器件驱动电路技术领域，尤其涉及一种抑制SiC MOSFET门极串扰与振荡的驱动电路。
背景技术
SiC MOSFET具有开关速度快、导通电阻低、耐高温、散热性好等优势，适用高功率密度、高开关频率、高效率及环境恶劣场合。然而，开关速度的大幅提升会使漏源之间产生很大的dv/dt，容易对桥臂的其他开关器件的驱动产生串扰，同时使器件驱动本身发生振荡。由于SiC MOSFET的开通阈值较低且栅极最大负压较小，串扰严重时可能导致误开通或者栅源极负压击穿，驱动振荡严重时可能会导致开通过程中栅源正压击穿，严重制约的SiCMOSFET的应用。
为了抑制串扰与驱动振荡的影响，通常使用的方法为：增加驱动电阻阻值或者增加栅源之间的并联电容容值。这种方案能够较好的抑制串扰影响，但会导致开关速度的降低，在硬开关情况下必然会增大开关损耗，同时也会降低开关器件的工作开关频率，从而不能完全发挥碳化硅器件的优势。因此，国内外提出了多种驱动改造设计方案，其主要分为两类。一类方案采用可变的门极驱动电压，使用两个推挽电路实现驱动电压四个等级的变化。可变的门极驱动电压可以根据开关各个状态下串扰的极性，预置相应的电压等级，从而抑制串扰。可变的门极驱动电压电路结构复杂，需要提供额外的隔离控制信号，并且没有抑制开关过程中的驱动振荡的能力，同时需要对串扰极性做出预判，特别是对于三相电路不同工作状态串扰极性较难预判；另外一类方案为可变栅源电容的方案可变的门极驱动电压，通过采用有源器件使SiC MOSFET在可能受到串扰影响时，在其栅源极并联一个容值较大的电容，从而达到抑制串扰的目的。可变的门极驱动电压仅仅可作用于SiC MOSFET关断完成后至下一次开通之前的阶段，对开关过程中的驱动振荡没有抑制能力。
发明内容
本发明的目的在于提供一种抑制SiC MOSFET门极串扰与振荡的驱动电路，通过两组三极管使栅源并联的电容与驱动电阻可控，在不减缓SiC MOSFET开通和关断速度，以及不需要额外控制信号的情况下，抑制SiC MOSFET开关管开通和关断过程中的驱动振荡和串扰。
本发明是通过如下措施实现的：一种抑制SiC MOSFET门极串扰与振荡的驱动电路，其中，包括推挽电路、电容辅助电路，所述推挽电路和电容辅助电路连接在主电路上构成完整的工作电路，所述主电路由连接在同一桥臂上的上下两个SiC MOSFET开关管构成；
在控制器的两控制信号输出端分别连接于两个光耦芯片输入端，两所述光耦芯片的输出端分别连接所述两推挽电路和所述两电容辅助电路的控制信号输入端，所述两推挽电路的两输出端分别与所述主电路的同一桥臂上的两个SiC MOSFET开关管的栅极连接，所述两推挽电路的输入端分别接两隔离电源芯片的+20V和-5V输出管脚；
两所述光耦芯片信号输出端分别连接在所述电容辅助电路中两组三极管的基极，所述电容辅助电路中两组三极管的集电极分别通过两组辅助电容与所述主电路的同一桥臂上两个SiC MOSFET开关管的源极相连接；
两组所述三极管的发射极分别连接到所述主电路的同一桥臂上下两SiC MOSFET开关管的栅极，两组所述三极管的发射极和集电极之间分别反并联两组二极管，所述同一桥臂上下两SiC MOSFET的源极分别接两隔离电源芯片的0V输出管脚。
作为本发明的一种抑制SiC MOSFET门极串扰与振荡的驱动电路进一步的优化方案，所述电容辅助电路中两组三极管为两个PNP三极管和两个NPN三极管，所述电容辅助电路由两组三极管和四个辅助电容组成；所述控制器输出的控制信号分别经过两所述光耦芯片输入到所述电容辅助电路的两个所述NPN三极管和两个PNP三极管的基极；两个所述PNP三极管和两个NPN三极管的集电极分别通过四个所述辅助电容连接在两个所述SiC MOSFET开关管的源极，两组所述三极管的发射极连接于两所述SiC MOSFET的栅极。
作为本发明的一种抑制SiC MOSFET门极串扰与振荡的驱动电路进一步的优化方案，所述推挽电路由两个具有+20V、0V和-5V三个引脚的两电源芯片，两个非门和两组MOSFET器件组成，每组MOSFET器件数量为两个；两所述光耦芯片输出端的控制信号分别通过两个所述非门传输到两组所述MOSFET器件的栅极；两所述电源芯片的+20V和-5V两个引脚分别连接于两组所述MOSFET器件的源极，所述推挽电路两输出端分别通过驱动电阻连接在所述主电路中两个所述SiC MOSFET开关管的栅极上，两个所述SiC MOSFET开关管的源极分别连接在两所述电源芯片的0V引脚上。
作为本发明的一种抑制SiC MOSFET门极串扰与振荡的驱动电路进一步的优化方案，所述控制器的控制信号依次通过两所述光耦芯片输入端、所述推免电路的g1、g2输入端，传输至所述主电路的同一桥臂上的两个所述SiC MOSFET开关管的栅极上。
作为本发明的一种抑制SiC MOSFET门极串扰与振荡的驱动电路进一步的优化方案，两所述光耦芯片输出的控制信号经过两所述非门传输至两组所述MOSFET器件的栅极上，两组所述SiC MOSFET器件开通电压的两引脚为20V和0V，其关断电压的两引脚为0V和-5V。
作为本发明的一种抑制SiC MOSFET门极串扰与振荡的驱动电路进一步的优化方案，与两个所述SiC MOSFET开关管栅源极并联的其中两个所述辅助电容的电路开通电压为+20V，其与另外两个所述辅助电容的电路关断电压为-5V。
本发明的有益效果为：本发明可以加快两SiC MOSFET开关管开通速度的同时减小桥臂串扰与栅源电压振荡；SiC MOSFET开关管门极驱动是在上SiC MOSFET开关管开通时，上SiC MOSFET开关管漏极电压在电流变化过程中，有较明显的高频振荡，该振荡频率与本发明的上SiC MOSFET开关管漏极电流和图17(a)中上下SiC MOSFET开关管栅源电压振荡频率一致，漏源电压变化大于传统驱动方案，开通速度变快，由于寄生参数影响，本发明上SiCMOSFET开关管漏极电流增大时发生了高频振荡，由于电流变化速度快于传统驱动，振荡幅值比传统驱动方案漏极电流振荡大，但仍然在安全范围内，由于反并联二极管反向恢复电流与寄生电容影响，导致了7A左右的超调，超调幅值小于传统驱动方案；本发明的两SiCMOSFET开关管漏极电流变化速度明显大于传统驱动方案，开通速度变快，开通损耗可以由开通过程中漏极电压与漏极电流乘积积分获取，采用本发明的开通速度提升与电流超调降低，开通损耗大幅降低，因此，本发明可以在不减慢两SiC MOSFET开关管的开通和关断速度的前提下，有效降低了由同一桥臂上下两SiC MOSFET开关管相互产生的串扰电压，并且有效减小了两SiC MOSFET开关管驱动输出电压在开关过程中的震荡。
附图说明
图1为本发明实施例的整个电路示意图。
图2为本发明实施例中主电路中两SiC MOSFET开关管开通前整个电路的初始状态示意图。
图3为本发明实施例中整个电路工作在两SiC MOSFET开关管开通过程中第一、二阶段电路工作图。
图4为本发明实施例中整个电路工作在两SiC MOSFET开关管开通过程中第三阶段电路工作图。
图5为本发明实施例中整个电路工作在两SiC MOSFET开关管开通过程中第四阶段电路工作示意图。
图6为本发明实施例中整个电路工作在两SiC MOSFET开关管开通过程中第一、二阶段电路工作示意图。
图7为本发明实施例中主电路上桥臂上两SiC MOSFET开关管开通前整个电路的初始状态示意图
图8为本发明实施例中整个电路在两SiC MOSFET开关管关断过程中第五阶段电路工作示意图。
图9为本发明实施例中整个电路在两SiC MOSFET开关管关断过程中第六阶段电路工作示意图。
图10为本发明实施例中整个电路在两SiC MOSFET开关管关断过程中第七阶段电路工作示意图。
图11为本发明实施例中整个电路在两SiC MOSFET开关管关断过程中第八阶段电路工作示意图。
图12为本发明建立的模型图。
图13为本发明实施例中忽略图12中的寄生电感，进行降阶处理得到的简化电路模型图。
图14为本发明实施例中桥臂接感性负载时下桥臂的SiC MOSFET开关管始终保持关断状态，上桥臂的SiC MOSFET开关管开通关断过程分阶段示意图。
图15为本发明实施例中上桥臂SiC MOSFET开关管的状态变化引起下桥臂SiCMOSFET开关管栅源串扰电压和下桥臂SiC MOSFET栅源并联总电容及驱动电阻的3D关系示意图。
图16为本发明实施例中上桥臂SiC MOSFET开关管的状态变化引起下桥臂SiCMOSFET开关管栅源串扰电压和下桥臂SiC MOSFET栅源并联总电容的关系示意图。
图17为传统驱动电路与本发明提出的驱动电路在连续工作状态下两SiC MOSFET开关管关断和开通时栅源电压，漏源电压电流的对比图。
具体实施方式
为能清楚说明本方案的技术特点，下面通过具体实施方式，对本方案进行阐述。
参见图1至图17，本发明是：一种抑制SiC MOSFET门极串扰与振荡的驱动电路，其中，包括推挽电路、电容辅助电路，所述推挽电路和电容辅助电路连接在主电路上构成完整的工作电路，所述主电路由连接在同一桥臂上的上下两个SiC MOSFET开关管构成；
在控制器的两控制信号输出端分别连接于两个光耦芯片输入端，两所述光耦芯片的输出端分别连接所述两推挽电路和所述两电容辅助电路的控制信号输入端，所述两推挽电路的两输出端分别与所述主电路的同一桥臂上的两个SiC MOSFET开关管的栅极连接，所述两推挽电路的输入端分别接两隔离电源芯片的+20V和-5V输出管脚；
两所述光耦芯片信号输出端分别连接在所述电容辅助电路中两组三极管的基极，所述电容辅助电路中两组三极管的集电极分别通过两组辅助电容与所述主电路的同一桥臂上两个SiC MOSFET开关管的源极相连接；
两组所述三极管的发射极分别连接到所述主电路的同一桥臂上下两SiC MOSFET开关管的栅极，两组所述三极管的发射极和集电极之间分别反并联两组二极管，所述同一桥臂上下两SiC MOSFET的源极分别接两隔离电源芯片的0V输出管脚。
其中，所述电容辅助电路中两组三极管为两个PNP三极管和两个NPN三极管，所述电容辅助电路由两组三极管和四个辅助电容组成；所述控制器输出的控制信号分别经过两所述光耦芯片输入到所述电容辅助电路的两个所述NPN三极管和两个PNP三极管的基极；两个所述PNP三极管和两个NPN三极管的集电极分别通过四个所述辅助电容连接在两个所述SiC MOSFET开关管的源极，两组所述三极管的发射极连接于两所述SiC MOSFET的栅极。
其中，所述推挽电路由两个具有+20V、0V和-5V三个引脚的两电源芯片，两个非门和两组MOSFET器件组成，每组MOSFET器件数量为两个；两所述光耦芯片输出端的控制信号分别通过两个所述非门传输到两组所述MOSFET器件的栅极；两所述电源芯片的+20V和-5V两个引脚分别连接于两组所述MOSFET器件的源极，所述推挽电路两输出端分别通过驱动电阻连接在所述主电路中两个所述SiC MOSFET开关管的栅极上，两个所述SiC MOSFET开关管的源极分别连接在两所述电源芯片的0V引脚上。
其中，所述控制器的控制信号依次通过两所述光耦芯片输入端、所述推免电路的g1、g2输入端，传输至所述主电路的同一桥臂上的两个所述SiC MOSFET开关管的栅极上。
其中，两所述光耦芯片输出的控制信号经过两所述非门传输至两组所述MOSFET器件的栅极上，两组所述SiC MOSFET器件开通电压的两引脚为20V和0V，其关断电压的两引脚为0V和-5V。
其中，与两个所述SiC MOSFET开关管栅源极并联的其中两个所述辅助电容的电路开通电压为+20V，其与另外两个所述辅助电容的电路关断电压为-5V。
对本发明主电路的同一桥臂上串联的两个SiC MOSFET开关管的开通和关断过程进行分阶段分析具体内容如下：
其中，两个SiC MOSFET开关管主要由上SiC MOSFET开关管和下SiC MOSFET开关管构成，两个SiC MOSFET开关管的开通和关断整个过程，认为下SiC MOSFET开关管(M1H)的状态为关闭状态，在此状态下下SiC MOSFET开关管栅源间始终并联电容CpL，驱动电阻为Rg，抑制串扰与传统的无源抑制串扰方式类似；但是由于CpL的值可以取得更大，所以抑制串扰能力更好，对两个SiC MOSFET开关管的开通和关断过程分析时，参见图14，着重分析主动管振荡：
本发明主电路中的同一桥臂上串联的两个SiC MOSFET开关管开通的四个阶段具体为：
开通初始阶段(即为t0之前)，参见图2，，上SiC MOSFET开关管保持关断稳定状态，M1H、Q1H为关断状态，M2H、Q2H为开通状态，上SiC MOSFET开关管栅源电压vgsH与驱动低电平V2H相同，为-5V，上SiC MOSFET开关管完全关闭，电感电流由下SiC MOSFET开关管的二极管续流，当前状态下CnH、CnL两端电压为-5V，CpH、CpL两端电压为20V。
第一、二阶段(t0-t2)，参见如图3，上SiC MOSFET开关管M1门极驱动副边输入信号g1变为高电平，M1H开通，M2H关断，同时，由于辅助管Q2H共用驱动控制信号g1，辅助管Q1H开通，Q2H关断，辅助电容CnH与门极驱动连接断开，且两端电压保持为-5V，辅助电容CpH并联到上管栅源两侧，驱动电源V1H与辅助电容CpH储存能量给上SiC MOSFET开关管栅源电容CgsH充电，上SiC MOSFET开关管栅源电压vgsH上升，vgsH电压上升至开通阈值电压0V-2V后，上SiCMOSFET开关管开通，流过SiC MOSFET开关管M1的电流idH线性增大，直至大到最大负载电流，这个阶段仍有电流由下SiC MOSFET开关管二极管续流，下SiC MOSFET开关管电压为0V，由于下SiC MOSFET开关管漏极和源极存在寄生电感LdH与LsH，换流回路PCB电路存在寄生电感Lpara，上SiC MOSFET开关管漏源电压会产生一个幅值为(Ld+Ls+Lpara)didH/dt的电压变化。
第三阶段(t2-t3)，参见图4，主电路下SiC MOSFET开关管M2开始承受反压，上SiCMOSFET开关管M1漏源电压vdsH开始下降，下SiC MOSFET开关管漏源电压vdsL开始上升，此过程认为弥勒电容CgdL两端电压vgdL线性上升，则流过下SiC MOSFET开关管管弥勒电容的电流igdL幅值为CgdLdvgdL/dt，从而有电流持续流过V2L、CnL与CgsL，由于下SiC MOSFET开关管管栅源辅助电容CnL的并入，igdL通过CnL分流，抑制了下SiC MOSFET开关管管栅源电压由于桥臂串扰引起的正向电压尖峰；同理，有大小为CgdHdvgdH/dt的电流igdH持续流过上SiC MOSFET开关管弥勒电容，该电流由驱动电源V1H与辅助电容CpH提供，上SiC MOSFET开关管栅源形成了弥勒平台，该阶段直到上SiC MOSFET开关管漏源电压vdsH减小到0V结束。
第四阶段(t3-t4)，参见如图5，上SiC MOSFET开关管栅源电压vgsH继续上升，上SiCMOSFET开关管辅助电容CpH两侧电压继续下SiC MOSFET开关管降，当电容CpH两侧电压等于栅源电容CgsH两侧电压时，驱动电源V1H给电容CpH与CgsH同时供电，上SiC MOSFET开关管栅源电压vgsH缓慢上升至给定驱动高电平20V，开通过程结束；由于上一阶段，上SiC MOSFET开关管漏源电压下SiC MOSFET开关管降到0V，下SiC MOSFET开关管管漏源电压达到母线电压后，受寄生电感与寄生电容影响，上下SiC MOSFET开关管管漏源电压发生振荡，分别会对上下SiC MOSFET开关管管栅源电压产生干扰，该阶段前期电容GpH处于放电状态，经RgHin给栅源电容CgsH充电，认为驱动电阻为RgHin，栅源电容为CgsH，后期CpH与CgsH共同由驱动电源V1H充电，认为驱动电阻为RgH+RgHin，栅源电容为CpH+CgsH，上SiC MOSFET开关管栅源电压变化率降低，可以认为CpH直接并联在上SiC MOSFET开关管栅源两侧，由于辅助电容CnL，CpH的并入，使漏源电压对栅源电压的扰动减弱。
本发明主电路中的同一桥臂上串联的两个SiC MOSFET开关管关断的四个阶段具体为：
关断初始状态(t4-t5)，参见图6，上SiC MOSFET开关管M1进入稳定导通状态，M1H、Q1H为开通状态，M2H、Q2H为关断状态，上SiC MOSFET开关管栅源电压vgsH等于驱动高电平V1H即20V，上SiC MOSFET开关管完全开通，当前状态下SiC MOSFET开关管CnH、CnL电压为-5V，CpH、CpL电压为20V。
第五阶段(t5-t6)，参见图7，上SiC MOSFET开关管M1门极驱动信号g1变为低电平，M2H开通，M1H关断，由于辅助管共用信号g1，辅助管Q2H开通，Q1H关断，CpH与上SiC MOSFET开关管门极驱动连接断开，且两端电压保持为20V，CnH并联到上SiC MOSFET开关管栅源两侧，CgsH通过RgHin向驱动电源V2H与辅助电容CnH放电，辅助电容CnH两端电压上升，上SiC MOSFET开关管栅源电压vgsH下SiC MOSFET开关管降，该过程主电路运行状态不变。
第六阶段(t6-t7)，参见图8，上SiC MOSFET开关管M1漏源电压vdsH开始上升，下SiCMOSFET开关管管M2漏源电压vdsL开始下SiC MOSFET开关管降，从而下SiC MOSFET开关管管栅漏电压vgdL也下SiC MOSFET开关管降，则流过下SiC MOSFET开关管管弥勒电容的电流igdL为CgdLdvgdL/dt，这一阶段有电流持续流出V2L、CnL与CgsL，由于辅助电容CnL的并入，弥勒电流通过CnL分流，抑制了下SiC MOSFET开关管管栅源电压由于桥臂串扰引起的负向电压尖峰；同理，有大小为CgdHdvgdH/dt的电流igdH持续流过上SiC MOSFET开关管弥勒电容，该电流由驱动电源V2H与CnH提供，在上SiC MOSFET开关管栅源形成了弥勒平台，直到vdsH达到母线电压，这一过程结束。
第七阶段(t7-t8)，参见图9，CgsH通过RgHin向驱动电源V2H与辅助电容CnH放电，辅助电容CnH两端电压上升，上SiC MOSFET开关管栅源电压vgsH继续下SiC MOSFET开关管降，此时认为驱动电阻为RgHin，栅源电容为CgsH，当辅助电容CnH的电压等于CgsH的电压时，CnH与CgsH电压同时下SiC MOSFET开关管降，此时认为驱动电阻为RgH+RgHin，栅源电容为CnH+CgsH，从而使CgsH两端电压下SiC MOSFET开关管降速度减缓，直到栅源电压等于驱动低电平V2H，这一阶段下SiC MOSFET开关管管M2的二极管开始导通，M1与M2开始换流，上SiC MOSFET开关管漏极电流idH降低，直至上SiC MOSFET开关管电流为零，负载电流全由下SiC MOSFET开关管管二极管续流，在该阶段，由于上一阶段上SiC MOSFET开关管漏源电压上升到母线电压，下SiCMOSFET开关管管漏源电压下SiC MOSFET开关管降到0V后，受换流回路寄生电感与寄生电容影响，上下SiC MOSFET开关管管漏源电压发生振荡，分别会对上下SiC MOSFET开关管管栅源电压产生干扰，该阶段前期电容CnH给CgsH放电，后期由驱动电源V2H放电，使CgsH两侧电压变化率由快减慢，相当于CnH并联于上SiC MOSFET开关管栅源两端，由于辅助电容CnH、CnL的并入，使漏源电压对栅源电压的扰动减弱，扰动减弱原因会在后面详细分析。
第八阶段(t8之后)，参见图9，上SiC MOSFET开关管栅源电压vgsH继续下SiCMOSFET开关管降，直至vgsH达到-5V，辅助电容CnH两端电压也达到稳定值-5V，关断过程结束，完成整个开通关断过程，当前状态下SiC MOSFET开关管CnH、CnL电压为-5V，CpH、CpL电压为20V。
本发明的主电路中的同一桥臂上串联的两个SiC MOSFET开关管关断的开通和关断周期结束，上SiC MOSFET开关管完全关断，完成整个开通关断过程。
本发明的主电路中的同一桥臂上两SiC MOSFET开关管门极驱动参数设计：
对于本发明提出的两SiC MOSFET开关管门极驱动模型，上SiC MOSFET开关管栅源两端始终并联着的辅助电容CpH或CnH，下SiC MOSFET开关管管栅源两端始终并联着的辅助电容CpL或CnL，为分析本发明所提出的驱动电路中无源器件参数的选取建立模型参见图10：
根据图11所示模型，由基尔霍夫定理得：
式中：
化简式3.3得到等效电路微分方程：
式中：
A4＝LgLsCgs1(Cgs+Cgd)
A3＝Cgs1(Cgs+Cgd)(LgRg+LsRgin)
A2＝LgCgs+LgCgd+LsCgs-LsCgs1+RgCgs1Rgin(Cgs+Cgd)
A1＝RgCgs1+(Rg+Rgin)(Cgs+Cgd)
由式(2)可知，该等效电路数学模型为四阶微分方程，直接分析过于复杂，为了获取无源器件的合理取值，需要对上述模型进行简化，以便进行参数计算，因此，忽略寄生电感影响，进行降阶处理，简化后的电路模型如图11：
由电路模型得参数方程：
式中：
化简式3得到电路等效微分方程：
式中：
B2＝RgCgs1Rgin(Cgs+Cgd)
B1＝RgCgs1+(Rg+Rgin)(Cgs+Cgd)
表1为SiC MOSFET串扰计算寄生参数：
由表1中的SiC MOSFET串扰计算寄生参数可知，令母线电压为600V，漏源电压上升下SiC MOSFET开关管降时间为30ns时，dvds/dt值为20V/ns；将表1参数代入上述式(4)中，可以得到漏源电压变化结束时受桥臂串扰影响栅源产生的电压变化Δvgs与驱动电阻Rg，栅源电容Cgs1的3D关系曲线图；如图15所示，可以得知，在漏源电压变化率相同的情况下SiC MOSFET开关管，栅源由桥臂串扰引起的电压变化幅值随着驱动电阻的增大而增大，随着栅源辅助电容的增大而减小，通过3D曲线，可以看出驱动电阻取10Ω时，随着栅源辅助电容变化，桥臂串扰得到较强的抑制，可以工作在安全范围，为了方便观察，绘制驱动电阻为10Ω时，栅源串扰电压Δvgs与辅助电容关系二维曲线。
将Rg＝10Ω代入式(4)中，可以得到桥臂串扰引起的栅源电压变化Δvgs与栅源并联电容Cgs1关系曲线，如图16；通过曲线图可以得出，取栅源并联电容Cgs1达到10nF时，桥臂串扰导致的栅源电压扰动幅值为2V，SiC MOSFET可以安全运行；所以，辅助电容CpH、CnH、CpL、CnL可以取值10nF及以上。
辅助电容CpH、CnH、CpL、CnL取值不仅要考虑对串扰的抑制，还需要考虑开关速度与开关损耗。
为了简化说明，以上SiC MOSFET开关管开通为例，分析辅助电容取值是否合适；为了降低开通损耗，添加辅助电容CpH后，CpH两端电压与栅源寄生电容CgsH电压相同发生在开通的第四阶段，使得漏极电流与漏源电压变化阶段栅源电压变化迅速，保证开通速度，发生振荡阶段，辅助电容CpH电压与栅源电压同时上升，栅源电压变化缓慢，抑制栅源电压振荡；结合实验可知，当栅源电压达到12V时，已经进入开通第四阶段；在添加辅助电容后，辅助电容CpH两端电压与栅源寄生电容CgsH电压相同时，栅源电压约等于12V，可以保证开通速度的同时抑制栅源电压振荡；假设开通过程中栅源寄生电容Cgs电荷完全由CpH电荷提供，栅源电压从-5V上升到12V时，忽略弥勒电流影响，需要50nC电荷；为了简化运算认为驱动电源注入电荷与弥勒电流影响相互抵消，当CpH两端电压与栅源寄生电压相同且等于12V，由电荷守恒：
CpH(20V-12V)＝50nC (5)
由式(5)可以求出，当辅助电容CpH容值为6.2nF时，可以实现辅助电容CpH两端电压与栅源寄生电容CgsH电压相同时，栅源电压约等于12V；通过上述分析可知，可以使栅源之间的总电容为10nF来达到更好的抑制效果；参加图16，用CpH与Cout并联作为等效的栅源并联电容Cgs1，为了简化运算，驱动电源注入电荷与弥勒电流影响相抵消，CgsH与Cout电荷均由辅助电容CpH提供，当CpH两端电压与栅源寄生电容CgsH电压相同且等于12V，由电荷守恒：
由式(6)得，CpH为8.8nF，Cout为1.2nF；同理，添加辅助电容CnH后，CnH两端电压与栅源寄生电容CgsH电压相同发生在关断的第七阶段，使漏源电压与漏极电流变化阶段栅源电压变化迅速，保证关断速度，发生振荡阶段，辅助电容CnH电压与栅源电压同步下SiC MOSFET开关管降，栅源电压变化缓慢，抑制栅源电压振荡；结合实验可知，当栅源电压达到2V时，已经进入第七阶段；所以，添加辅助电容后，辅助电容CnH两端电压与栅源寄生电容CgsH电压相同时，栅源电压约等于2V，保证关断速度同时抑制栅源电压振荡；假设关断过程中栅源寄生电容CgsH与栅源并联电容Cout的电荷完全由CnH电荷提供，栅源电压从20V降低到2V时，忽略弥勒电流影响，需要70nC电荷；驱动电源注入电荷与弥勒电流影响相抵消，当CnH两端电压与栅源寄生电压相同时，由电荷守恒：
CnH(-5V-2V)＝70nC+(20-2)·Cout (7)
本发明通过下SiC MOSFET开关管面仿真验证了发明的有效性，仿真采用LTspice软件仿真，采用器件模型为CREE公司提供的C2M0040120D模型，源极内部寄生电感Ls取为的仿真模型参数给定值10n、栅极内部寄生电感Lg为15n，其余仿真参数设置如表2所示。
表2为仿真寄生参数与工作条件
图17(a)中，vgsL波形与vdsH曲线分别为传统门极驱动方案上下SiC MOSFET开关管管栅源电压波形，vgsh曲线与vgsL曲线分别为本发明中上下SiC MOSFET开关管栅源电压波形；传统门极驱动方案上SiC MOSFET开关管开通时，上SiC MOSFET开关管栅源电压受到漏源电压变化影响，产生了弥勒平台，由于开通速度较慢，上SiC MOSFET开关管栅源并未产生振荡；在上SiC MOSFET开关管开通期间，下SiC MOSFET开关管管栅源电压受串扰影响，并且发生振荡，栅源电压尖峰最大幅值达到3V，最低幅值-2.5V，在安全运行范围内。
本发明的驱动门极驱动方案上SiC MOSFET开关管开通时，上SiC MOSFET开关管栅源电压从0V到12V时上升速度很快，在12V到20V间电压上升速度缓慢，但是在弥勒平台处，由于漏源电压变化迅速的影响，产生了高频振荡，高频振荡幅值在安全范围内，由于受到串扰影响，本发明的驱动方案下SiC MOSFET开关管管栅源电压同样发生振荡，从图17(a)中可以看出，受串扰影响，下SiC MOSFET开关管管栅源电压最大正极性尖峰幅值为2.8V，栅源电压振荡最大负极性尖峰仅为0.8V；通过对比本发明驱动与传统驱动方案可以发现，采用本发明驱动方案可以加快两SiC MOSFET开关管开通速度的同时减小桥臂串扰与栅源电压振荡。
图17(b)为连续运行与17(a)开关过程对应的上SiC MOSFET开关管漏源电压与漏极电流；图17(b)中，vgsL曲线与vdsH曲线分别为传统SiC MOSFET门极驱动方案上SiC MOSFET开关管漏源电压与漏极电流波形，曲线推荐vdsH与推荐iD曲线分别为本发明驱动方案上SiCMOSFET开关管漏源电压与漏极电流波形；传统驱动方案开通时，上SiC MOSFET开关管漏源电压在电流变化过程中，漏源电压发生轻微的振荡，该振荡频率与传统驱动上SiC MOSFET开关管漏极电流和图17(a)中上下SiC MOSFET开关管管栅源电压振荡频率一致，得到栅源电压振荡会受到漏源电压振荡影响，由于寄生参数影响，漏极电流增大时发生了高频振荡，由于反并联二极管反向恢复电流与寄生电容影响，导致了16A左右的超调；本发明SiCMOSFET门极驱动方案在上SiC MOSFET开关管开通时，上SiC MOSFET开关管漏源电压在电流变化过程中，有较明显的高频振荡，该振荡频率与本发明驱动上SiC MOSFET开关管漏极电流和图17(a)中上下SiC MOSFET开关管管栅源电压振荡频率一致，漏源电压变化大于传统驱动方案，开通速度变快，由于寄生参数影响，本发明驱动上SiC MOSFET开关管漏极电流增大时发生了高频振荡，由于电流变化速度快于传统驱动，振荡幅值比传统驱动方案漏极电流振荡大，但是仍然在安全范围内，由于反并联二极管反向恢复电流与寄生电容影响，导致了7A左右的超调，超调幅值小于传统驱动方案；本发明方案的漏极电流变化速度明显大于传统驱动方案，开通速度变快，开通损耗可以由开通过程中漏源电压与漏极电流乘积积分获取，由图17(b)可以直观看出，采用本发明驱动方案，由于开通速度提升与电流超调降低，开通损耗大幅降低。
本发明未经描述的技术特征可以通过或采用现有技术实现，在此不再赘述，当然，上述说明并非是对本发明的限制，本发明也并不仅限于上述举例，本技术领域的普通技术人员在本发明的实质范围内所做出的变化、改型、添加或替换，也应属于本发明的保护范围。
Claims (1)
1.一种抑制SiC MOSFET门极串扰与振荡的驱动电路，其特征在于，包括两个推挽电路、两个电容辅助电路，所述两个推挽电路和两个电容辅助电路连接在主电路上构成完整的工作电路，所述主电路由连接在同一桥臂上的上下两个SiC MOSFET开关管构成；
在控制器的两个控制信号输出端分别连接于两个光耦芯片输入端，两个所述光耦芯片的输出端分别连接所述两个推挽电路和所述两个电容辅助电路的控制信号输入端，所述两个推挽电路的两个输出端分别与所述主电路的同一桥臂上的两个SiC MOSFET开关管的栅极连接；
两个所述光耦芯片的输出端分别连接在所述两个电容辅助电路中两组三极管的基极，所述两个电容辅助电路中两组三极管的集电极分别通过两组辅助电容与所述主电路的同一桥臂上两个SiC MOSFET开关管的源极相连接；
两组所述三极管的发射极分别连接到所述主电路的同一桥臂上下两个SiC MOSFET开关管的栅极，两组所述三极管的发射极和集电极之间分别反并联两组二极管，所述同一桥臂上下两个SiC MOSFET开关管的源极分别接两个隔离电源芯片的0V输出管脚；
所述两个电容辅助电路中两组三极管为两个PNP三极管和两个NPN三极管，所述电容辅助电路由两组三极管和四个辅助电容组成；所述控制器输出的两个控制信号分别经过两个所述光耦芯片输入到所述两个电容辅助电路的两个NPN三极管和两个PNP三极管的基极；两个PNP三极管和两个NPN三极管的集电极分别通过四个所述辅助电容连接在两个所述SiCMOSFET开关管的源极；
所述推挽电路包括由两个具有+20V、0V和-5V三个引脚的隔离电源芯片，两个非门和两组 MOSFET器件组成，每组MOSFET器件数量为两个，两个所述隔离电源芯片输出的控制信号分别通过两个非门传输到两组MOSFET器件的栅极；两个所述隔离电源芯片的+20V和-5V两个引脚分别连接于两组所述MOSFET器件的源极，所述两个推挽电路的两个输出端分别通过驱动电阻连接在所述主电路中两个所述SiC MOSFET开关管的栅极上；
两组所述MOSFET器件的开通电压的两引脚为20V和0V，其关断电压的两引脚为0V和-5V；
与两个所述SiC MOSFET开关管栅源极并联的两个所述辅助电容的开通电压为+20V，另外两个所述辅助电容的关断电压为-5V；
所述控制器的控制信号依次通过两个所述光耦芯片输入端、两个所述光耦芯片输出端，两个所述光耦芯片根据控制器的控制信号分别输出g1控制信号和g2控制信号，g1控制信号和g2控制信号分别输入至两个所述SiC MOSFET开关管分别对应的所述推挽电路的输入端，两个所述推挽电路的输出端传输至所述主电路的同一桥臂上的两个所述SiC MOSFET开关管的栅极上；
同时两个所述光耦芯片输出的所述g1控制信号和g2控制信号还分别传输至两个所述SiC MOSFET开关管对应的电容辅助电路中的两组三极管的基极上。
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