CN110073593B - 用于使用并行和欠采样基带信号处理来传输或接收至少一个高频信号的方法和装置 - Google Patents

用于使用并行和欠采样基带信号处理来传输或接收至少一个高频信号的方法和装置 Download PDF

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Abstract

根据本发明的方法以及根据本发明的装置使用并行和欠采样基带信号处理来接收至少一个高频信号(x(t))，通过所述高频信号(x(t))的并行滤波产生多个滤波信号(yl(t)、y2(t)、…、y(t))，其中每个单个滤波过程通过不同的滤波器频率响应执行。对于每个滤波信号(y1(t)、y2(t)、…、y(t))，随后通过相应的滤波信号(yl(t)、y2(t)、…、y(t))的模数转换产生相关联的数字化滤波信号(y1(n·TA)，y2(n·TA)，…，yN(n·TA)，每个模数转换通过欠采样执行。最后，通过均衡化所述相关联的数字化滤波信号(y1(t)、y2(t)、…、y(t))的基带信号分量(l1(n·TA)、l2(n·TA)、…、lN(n·TA)；L1(k·Δf)、L2(k·Δf)、…、LN(k·Δf))确定数字基带中的所述高频信号(x(t))的信号分量(x1(n·TA)、…、xM(n·TA)；X1(k·Δf)、…、XM(k·Δf))。本发明还涉及一种用于使用并行和欠采样基带信号处理来传输至少一个高频信号(z(t))的互补方法和装置，以及一种用于使用并行和欠采样基带信号处理来传输至少一个高频信号的***。

Description

用于使用并行和欠采样基带信号处理来传输或接收至少一个 高频信号的方法和装置
技术领域
本发明涉及一种用于使用并行和欠采样基带信号处理来传输或接收至少一个高频信号的方法和装置，以及一种用于使用并行和欠采样基带信号处理传输至少一个高频信号的***。
背景技术
在所有技术领域中传输的不断增长的数据量愈加需要在数据传输时越来越高的数据速率，因此高频载波信号的带宽越来越高。接收或捕获用数据调制的高频信号的技术装置和技术***经常结合混合到基带中执行模数转换。在数字基带中进行进一步信号处理和数据处理。
通过在多个并行连接的模数转换器中的并行化来执行极高频信号的模数转换。这里，每个单个模数转换器依序地且连续地对高频信号的特定信号区段进行采样。例如，在US9,264,059 B2中描述了这种类型的时间交错式模数转换。使用每个单个模数转换器的有限信号处理功率，这种并行化能够实现与极高频信号的奈奎斯特标准相对应的采样率的实施。
一方面，从相关联的采样高频信号中完全捕获模拟高频信号，要求在不同情况下精确地遵守在两个连续采样模数转换器之间的相位偏移。另一方面，所有并行采样的模数转换器必须具有相同的信号处理功率，例如，相同放大、相同量化特性和无偏移。
时间交错式采样模数转换器不满足这些要求。为了最小化这种负面技术效果，时间交错式采样模数转换器不利地具有以高成本实施的补偿或均衡装置，所述补偿或均衡装置通常仅最小化，但不完全补偿所出现的不准确性。
在发送端，多个并行操作的模数转换器还可用于在高频信号中传输高数据量。在不同情况下由并行操作的模数转换器产生的模拟基带信号在不同情况下通过混频器(在不同情况下)混合到高频载体上，所述高频载体在不同情况下位于待传输的高频信号内的不同频率范围中。并行连接的混频器和相关联的载波信号产生也不利地引起高实施成本。
发明内容
本发明部分实施例的目的是提供在一种用于传输和接收极高频信号的方法和装置，所述方法和装置不具有上述技术缺点。
所述目的在接收端，通过用于使用并行和欠采样基带信号处理来接收至少一个高频信号的方法，以及根据本发明的用于使用并行和欠采样基带信号处理来接收至少一个高频信号的的装置来实现。所述目的在发送端，通过根据本发明的用于使用并行和欠采样基带信号处理来传输至少一个高频信号的方法，以及具有根据本发明用于使用并行和欠采样基带信号处理来传输至少一个高频信号的装置来实现。根据本发明的用于使用并行和欠采样基带信号处理来传输至少一个高频信号的***也实现所述目的。
根据本发明，将接收到的或捕获到的单个高频信号馈送到多个并行连接的滤波器，所述并行连接的滤波器在不同情况下具有不同滤波器频率响应。每个滤波器的输出连接相关联的模数转换器的输入。根据本发明，每个模数转换器形成由相关联的滤波器馈送的滤波后信号的欠采样。
欠采样在下文理解为表示将模拟信号采样成相关联的数字化信号，其中采样频率低于，优选远低于，模拟信号中所包括的最高频谱频率的值的两倍。因此，欠采样不满足数字信号处理中已知的奈奎斯特标准，为了从相关联的数字化信号中正确地重构模拟信号，所述标准指定的采样频率对应模拟信号中包括的最高频谱频率的值的至少两倍。
滤波信号在下文理解为表示产生并因此存在于滤波器的输出处的信号。因此，这种类型的滤波信号的频谱分量基本上受限于滤波器的通过频率范围。
根据本发明，根据在相应的模数转换器的输出处的每个数字化滤波信号来确定相关联的基带信号分量。数字化带通信号的基带信号分量应理解为表示位于数字基带内的数字化滤波信号的所有频谱分量。数字基带在频谱范围中从负的半采样频率扩展到正的半采样频率。
最后，通过将单个数字化滤波信号的基带信号分量馈送到均衡来获得数字基带中的高频信号的所有信号分量。
模拟信号的采样具有以下效果：相关联的数字化信号的频谱由模拟信号的周期性重复频率的叠加组成，其中在不同情况下，模拟信号的频谱在一个采样频率的频率模式中重复。如果执行模拟信号的欠采样，模拟信号的单个重复频谱彼此叠加。这种叠加称为混叠。
如果考虑用高数据量调制的高频信号，则此高数据量位于高频信号的不同频率范围中，即，高频信号的不同频带中。因此，这种类型的高频信号通常具有多个频谱分量，所述频率分量在不同情况下位于不同频带中。
在不同情况下在具有一个采样频率的带宽的每个连续频率区段内的欠采样的情况下，通过在一个采样频率的量的频率模式中与这种类型的高频信号相关联的频谱的周期性连续，高频信号的单个频谱分量在不同情况下完全彼此叠加。
根据图1，实时信号的正和复共轭负频谱范围分成彼此邻近的单个频率范围，所述频率范围在不同情况下具有在半采样频率的量中的带宽并且被称为第一奈奎斯特区域、第二奈奎斯特区域、第三奈奎斯特区域等。在不同情况下分配给正频率的基带的一半中，即，在第一奈奎斯特区域中，正频率范围的所有奇数奈奎斯特区域以及负频率范围的所有偶数奈奎斯特区域的频谱分量彼此叠加。在不同情况下分配给负频率的基带的一半中，正频率范围的所有偶数奈奎斯特区域和负频率范围的所有奇数奈奎斯特区域的频谱分量彼此叠加。
因此，在欠采样之前分布在高频信号的带宽上的高频信号的所有频谱分量，在基带内的欠采样之后彼此叠加。
根据本发明，单个滤波器在不同情况下具有不同的滤波器频率响应，其中单个滤波器频率响应在不同情况下可以在频谱范围中完全地或仅部分地或完全不彼此叠加。
根据并行连接的滤波器的不同频率响应，单个高频信号的频谱分量以不同方式映射到相关联的数字化滤波信号的单个基带信号分量。
在不同情况下具有多个滤波器的单个高频信号的滤波表示在高频信号的单个频谱范围中的信号分量在多个信号路径中的失真和耦合，所述多个滤波器在不同情况下具有不同滤波器频率响应。通过所有数字化滤波信号的基带信号分量的合适的均衡和解耦，确定在单个高频信号的单个频谱范围中的单个信号分量。
结合单个滤波信号的欠采样，在不同情况下利用不同频率响应执行的高频信号的并行滤波能够有利地实现高频信号(尤其是非常宽频的信号、相对低的采样频率)的模数转换。另外，有利地消除了在时间交错式模数转换中所需的复杂相位偏移控制和监视。
如果在不同情况下，多个滤波器的滤波器频率响应并行地覆盖一个或多个奈奎斯特区域，则通过这种方式形成分集。这种分集有利地实现了均衡质量的提高，因为来自一个奈奎斯特区域或来自多个奈奎斯特区域的信号分量多次，即冗余地并入均衡中。
在本发明的一个优选变型中，所有使用的并行滤波器的滤波器频率响应组合地覆盖高频信号的整个频谱。按照这种方式，可以有利地将高频信号的所有频带中的信号分量馈送到基带信号处理和下游数据处理。
优选地在所有模数转换器中以相同采样频率执行欠采样。按照这种方式，可保证奈奎斯特区域并因此数字基带在不同情况下在所有数字化滤波信号中具有相同带宽。在所有数字化滤波信号中，频谱范围中单个阶的奈奎斯特区域的布置也相同。
按照这种方式，有利地保证单个数字化滤波信号的基带信号分量的均衡和解耦涉及单个奈奎斯特区域中的信号分量相对于彼此进行频率调谐。
在本发明的进一步优选变型中，如果连贯地，即相位同步地实施欠采样，则可以有利地将DMT(离散多频音)信号用作高频信号。单个模数转换器中的欠采样的相干性保证相位同步地对DMT信号的单个载波进行采样，所述载波位于不同频率范围中并因此在一些情况下通过不同的模数转换器进行采样。DMT信号的单个载波的相位同步采样进而保证在模数转换器之间也保持DMT信号的单个载波之间的所需正交性。如果代替基带传输使用载波-频率信号，则可以使用OFDM(正交频分多路复用)。
在本发明的第一实施例中，在时域中执行单个数字化滤波信号的基带信号分量的均衡和解耦：
这里通过单个数字化滤波信号的基带信号分量的均衡来确定单个频谱范围中的高频信号的信号分量，所述信号分量在不同情况下对应于高频信号的特定奈奎斯特区域：
为此，为了定义这种类型的频谱范围中的高频信号的信号分量，在不同情况下将单个数字化滤波信号的基带信号分量馈送到数字均衡滤波器，并且存在于单个数字均衡滤波器的输出处的数字化信号在下游求和元件中求和。均衡滤波器在这里和下文理解为表示将在数字化滤波信号的滤波器中引起的失真均衡化的数字滤波器。另外，设计均衡，使得仅在不同情况下分配给均衡和解耦信道的一个奈奎斯特区域保持之后与所有其它均衡滤波器相加。
因此，需要均衡和解耦单元来定义所有频谱范围中的高频信号的信号分量，所述均衡和解耦单元包括与数字化高频信号的奈奎斯特区域数目相对应的多个均衡和解耦信道。每个均衡和解耦信道又包括多个数字均衡滤波器，所述多个数字均衡滤波器与并行连接的滤波器以及在不同情况下连接单个数字均衡滤波器的下游的求和元件的数目相对应。
均衡和解耦单元在这里和下文理解为表示函数单元，所述函数单元根据每个数字化滤波信号的基带信号分量确定单个频率范围中的高频信号的数字化信号分量，所述数字化信号分量在不同情况下对应于数字化高频信号的单个奈奎斯特区域。不仅在不同情况下单个频率范围中包括的信号分量在这里解耦，而且在不同情况下在单个滤波器中引起的失真也被消除。
均衡和解耦信道在这里和下文中理解为根据所有数字化滤波信号的基带信号分量确定单个频率范围中的高频信号的数字化信号分量，所述数字化信号分量对应于高频信号的单个相关联奈奎斯特区域。因此，均衡和解耦单元包括对应于所考虑奈奎斯特区域的数目的多个均衡和解耦信道。
如果出现特殊情况，其中每个滤波器在不同情况下仅选择在不同情况下与数字化高频信号的不同奈奎斯特区域相对应的高频信号的频谱范围，则单个数字化带通信号的基带信号分量的均衡彼此解耦。为此，在不同情况下，将每个单个数字化滤波信号的基带信号分量仅有利地馈送到一个数字均衡滤波器。这里相应的数字均衡滤波器供应在特定频谱范围中的高频信号的信号分量。在这种情况下不需要下游求和元件。
在本发明的第二优选实施例中，在频谱范围中执行单个数字化滤波信号的基带信号分量的均衡：
为此，在不同情况下，将单个数字化滤波信号馈送到频谱变换器。
频谱变换器优选地实施为傅里叶变换器。用于缩短信道脉冲响应的数字滤波器以及用于清除保护间隔的单元任选地连接在傅立叶变换器的上游。数字化滤波信号的离散傅里叶频谱存在于傅里叶变换器的输出处。
随后，仅对位于数字基带频谱中的单个数字化滤波信号的离散频谱的复值频谱值进行进一步关注。
为了定义特定频谱范围中与高频信号的特定奈奎斯特区域相对应的高频信号的信号分量，单个数字化滤波信号的频谱值在不同情况下乘以用于数字基带中的每个频率的相关联频谱均衡系数，单个数字化滤波信号的频谱值位于所述频率处。均衡系数在这里和下文中理解为表示在所考虑频率下的相关联的均衡滤波器的传输功能的频谱值。
随后，针对所考虑频率，将在不同情况下乘以相关联的频谱均衡系数的单个数字化滤波信号的频谱值求和。
在数字基带内对每个频率点进行单个乘法以及随后加法的过程，单个数字化滤波信号的频谱值在不同情况下存在于所述频率点处。
因此，频谱范围中的均衡和解耦单元包括对应于所考虑的奈奎斯特区域的数目的若干个均衡和解耦信道，所述均衡和解耦信道在不同情况下具有单个乘法元件以及下游求和元件。
对于单个数字化滤波信号的基带信号分量的解耦均衡的特殊情况，单个数字化滤波信号的频谱分量在数字基带中仅乘以相关联的频谱均衡系数。在这种情况下，不需要乘法结果的后续求和。
在根据本发明的用于使用并行和欠采样基带信号处理来接收至少一个高频信号的方法以及装置的一个优选方案中，不仅考虑在相应的滤波器中的失真，而且还考虑在相关联的模数转换器中的失真，传输信道中的失真和/或在产生待传输的高频信号期间的失真，具体是发射滤波器中的失真。
根据本发明，将在不同情况下在高频信号中传输的数字基带信号在不同情况下在发送端馈送到数模转换器，以便产生相关联的模拟信号。在单个数字信号中，相应的数字信号的采样率的大小设定成小于，优选显著小于相关联的模拟信号中的最高频谱频率的两倍。
由于模拟信号的频谱在采样率的模式下在对应数字信号中周期性地持续，因此数字信号的单个频谱分量在不同情况下在每个连续频率区段内完全彼此叠加，每个连续频率区段在不同情况下具有一个采样频率的带宽。
在不同情况下，在每个数模转换器下游的滤波器产生对应相应的模拟信号的滤波信号。单个滤波器的滤波器频谱响应彼此不同，其中频谱范围中的单个滤波器频率响应可以完全地或仅部分地或完全不彼此叠加。单个滤波器的滤波器频率响应的总和覆盖整个模拟频谱。
在一特殊情况下，每个单个滤波器的滤波器频率响应在不同情况下在单个数字信号的不同奈奎斯特区域的频率范围内扩展。按照这种方式，在不同情况下可以针对每个单个数字信号选择不同的奈奎斯特区域。在不同情况下位于单个奈奎斯特区域中的频谱分量包括相关联的模拟信号的全部和非重复频谱分量。因此，可以通过滤波针对特殊情况选择不同频率范围中对应于相应的奈奎斯特区域的每个单个数字信号的重复频谱分量。
有利地在不通过单个滤波信号的求和进行混合的情况下获得高频信号，以形成待传输的高频信号。
如果每个单个数模转换器在不同情况下连接到相同的时钟源，使得每个数模转换器接收相同时钟，则单个奈奎斯特区域在不同情况下位于所有数字信号的相同频率范围中。
在整个采样周期内，单个数字信号的采样值优选地在不同情况下不保持在相关联的数模转换器中，而是替代地仅在与采样周期相比减少的时间段内，具体是在与采样周期相比显著减小的时间段内保持在相关联数模转换器中。
按照这种方式，sinc频谱函数的零点在不同情况下在更高频率的方向移位，所述sinc频谱函数对应于数模转换的阶跃函数并且衰减在不同情况下在单个数模转换器中产生的模拟信号的频谱。sinc频谱函数的单个零点的这种频移有利地导致在不同情况下在单个数模转换器中所产生的模拟信号在另一频率范围内的较小衰减。
根据本发明的用于使用并行和欠采样基带信号处理来传输或接收至少一个高频信号的方法和装置不仅涉及单个高频信号的传输或接收，而且包括多个高频信号的传输或接收。
这种操作情况涉及具有多个接收和传输信道的多信道传输***(多输入多输出(MIMO)***)。或者，还覆盖组合的传输***(单输入多输出(SIMO)***或多输入单输出(MISO)***)。
附图说明
下面结合附图详细地解释根据本发明的用于使用并行和欠采样基带信号处理来传输或接收至少一个高频信号的方法和装置。在附图中：
图1示出了根据现有技术的数字化信号的奈奎斯特区域的频谱表示；
图2A示出了根据本发明的用于使用并行和欠采样基带信号处理来接收至少一个高频信号的装置的第一实施例的第一子变型的框图；
图2B示出了根据本发明的用于使用并行和欠采样基带信号处理来接收至少一个高频信号的装置的第一实施例的第二子变型的框图；
图3A示出了根据本发明的用于使用并行和欠采样基带处理来接收至少一个高频信号的装置的第二实施例的第一子变型的框图；
图3B示出了根据本发明的用于使用并行和欠采样基带处理来接收至少一个高频信号的装置的第二实施例的第二子变型的框图；
图4示出了根据本发明的用于使用并行和欠采样基带信号处理来接收至少一个高频信号的方法的第一实施例的流程图；
图5示出了根据本发明的用于使用并行和欠采样基带信号处理来接收至少一个高频信号的方法的第二实施例的流程图；
图6示出了根据本发明的装置的并行滤波器的滤波器频率响应的特征的频谱表示；
图7示出了根据本发明的用于使用并行和欠采样基带信号处理来传输至少一个高频信号的装置的框图，以及
图8示出了根据本发明的用于使用并行和欠采样基带信号处理来传输至少一个高频信号的方法的流程图。
具体实施方式
在结合附图详细解释根据本发明的用于使用并行和下采样基带信号处理来传输或接收至少一个高频信号的方法和装置的单个实施例之前，事先提供理解本发明所需的数学基础：
通过后者的脉冲响应gFi(t)将高频信号x(t)卷积在模拟滤波器i中。滤波器i优选地是带通滤波器。然而，替代地，还可以使用低通滤波器、高通滤波器、全通滤波器或具有任何给定传输函数的滤波器。在乘以滤波器传输函数gFi(f)之后，高频信号x(t)的相关联的频谱X(f)根据方程式(1)提供在滤波器的输出处存在的滤波后信号的频谱Yi(f)。
Yi(f)＝GFi(f)·X(f) (1)
在模数转换和随后的离散傅里叶变换之后，存在离散频谱。这种类型的离散频谱的单个频谱分量的频率间隔Δf对应用于高频信号中的多载波方法(DMT/OFDM)的单个载波信号之间的频率间隔，单个调制数据在不同情况下存在于所述高频信号上。
由于采样，以采样频率fA的量的周期性地重复滤波信号的频谱。忽略在模数转换中滤波信号的失真，根据方程式(2)在连接过滤器i下游的模数转换器的输出处以频率k·Δf获得高频信号的频谱分量的频谱Yi(k·Δf)。在此步骤中发生欠采样。这里的条件是该频谱分量位于滤波器i的通带宽度内。参数m和k表示整数运行参数。
Figure GDA0002768192570000101
对于实信号yi(n·TA)，根据方程式(3)的相关联的频谱Yi(k·Δf)具有复共轭对称性。
Yi(-k·Δf)＝Yi *(k·Δf) (3)
如图1中所示，由于采样频率fA的量中的频谱的周期性以及由于频谱的复共轭对称性，由虚线表示并且周期性地继续的频谱的范围在不同情况下具有相同频谱，所述频谱在不同情况下具有半采样频率fA的频谱宽度。等效地，不由虚线表示且周期性地继续的频谱的范围在不同情况下具有相同频谱，所述频谱类似地在不同情况下具有半采样频率fA的频谱宽度。
具有或不具有虚线的这些频谱范围中的每一个在不同情况下表示奈奎斯特区域。从频谱频率为零的对称轴开始，单个奈奎斯特区域的阶数增加。
由于这些奈奎斯特区域的频谱相同，在图1中的正频谱范围中的奇数阶的每个奈奎斯特区域，即奈奎斯特区域I、III和V等，以及在图1中的负频谱范围中的偶数阶的每个奈奎斯特区域，即奈奎斯特区域II*、IV*等不仅包括其自身相关联的模拟频谱的频谱分量，而且还包括相应的其它所分配的奈奎斯特区域的模拟频谱的频谱分量。等效地，由于这些奈奎斯特区域的频谱相同，在图1中的正频谱范围中的偶数阶的每个奈奎斯特区域，即奈奎斯特区域II、IV等，以及在图1中的负频谱范围中的奇数阶的每个奈奎斯特区域，即奈奎斯特区域I*、III*、V*等不仅包括其自身的相关联的模拟频谱的频谱分量，而且包括相应的其它所分配的奈奎斯特区域的模拟频谱的频谱分量。
因此，根据本发明可以在负半采样频率与正半采样频率之间的频谱范围中，即在所采样信号的基带中，通过频谱评估来确定奈奎斯特区域中的高频信号的频谱分量，所有滤波器的滤波器频率响应在所述奈奎斯特区域上延伸。如果滤波器覆盖多个奈奎斯特区域，则基带包括所有所包含的奈奎斯特区域的线性组合。在实信号的情况下，仅需考虑基带频谱的正半部分或负半部分，因为两者相对于彼此是冗余的。
本发明还可以适用于IQ混频器的输出处的I信号和Q信号。在不同情况下，IQ混频器的I信号路径和Q信号路径进行并行滤波并且通过模数转换进行欠采样。I信号路径中的ADC的采样值被解释为实分量，Q信号路径中的ADC的采样值被解释为虚分量。下游的均衡和解耦单元中的所有其它步骤保持相同。
考虑到方程式(3)，根据方程式(4)获得在频谱频率k·Δf处的数字基带中的数字化滤波信号的频谱分量Li(k·Δf)，其中包括在相应的滤波器的滤波器频率响应的所有奈奎斯特区域中的频谱频率k·Δf处的数字化滤波信号的频谱分量。
Figure GDA0002768192570000111
通常在接收信号中占据仅有限数目M个奈奎斯特区域。因此，方程式(4)中的无限总和变成根据方程式(5)的有限总和。
Figure GDA0002768192570000112
等效地，还可以根据方程式(6)矢量地表示方程式(5)。
Figure GDA0002768192570000113
第一矢量的单个系数GFi在相应的奈奎斯特区域中包括在频谱频率k·Δf处的滤波器i的滤波器传输系数。如果由于发射滤波器，由于传输信道和/或相关联的模数转换器引起的失真在相同步骤中均衡化，则方程式(6)中的系数GFi包括发射滤波器的滤波器i和滤波器频率响应的传输函数，以及相关联的模数转换器的信道传输函数和/或传输函数。
等效地，可以根据方程式(6)的矢量方程构造剩余的N-1个滤波器。
所有所使用的滤波器的矢量方程的组合产生矩阵方程式(7)。
Figure GDA0002768192570000114
方程式(7)中包括通过N个滤波器的欠采样和滤波。
其中
Figure GDA0002768192570000115
Figure GDA0002768192570000121
Figure GDA0002768192570000122
如果使用多个传输信道(MIMO)，则矢量
Figure GDA0002768192570000128
根据所使用的传输信道的数目增加。
在低噪声有用信号的情况下均衡的第一变型中，单个数字均衡滤波器的频率响应被定义为相应的前述滤波器(迫零均衡器)的滤波器频率响应的倒数。根据矩阵方程式(8)，这里通过矩阵
Figure GDA0002768192570000123
的矩阵求逆以及随后的逆矩阵
Figure GDA0002768192570000124
乘以矢量
Figure GDA0002768192570000125
来获得在单个奈奎斯特区域内的频谱频率k·Δf处的高频信号的频谱分量的估计矢量
Figure GDA0002768192570000126
所述矢量包括在频谱频率k·Δf处的单个模数转换器的输出信号的傅里叶变换。
Figure GDA0002768192570000127
在图1中由阴影表示的奈奎斯特区域中，频谱频率k·Δf在不同情况下都是与图1的左侧所示的相应的奈奎斯特区域的边缘具有k·Δf量的间隔的频谱频率，并且在不同情况下在图1中未用阴影示出的奈奎斯特区域中，在不同情况下频谱频率与图1的右侧所示的相应的奈奎斯特区域的边缘具有k·Δf量的间隔。
按照这种方式，在不同情况下，可以在高频信号的载波的单个频谱频谱上连续地定义频谱范围中的高频信号的频谱分量。
在具有较高噪声分量的有用信号的第二均衡变型中，定义单个均衡系数，使得噪声分量在均衡中最小化。例如，出于此目的进行最小均方误差(MMSE)均衡。根据现有技术，用于均衡的方法也可以是对于实现该目标显得有利的任何其它方法。MMSE和ZF表示两种已知的且频繁使用的均衡器方法。
除了在频谱范围中的单个载波频率上的高频信号的频谱分量的定义之外，时域中的定义基本上也是可能的。
在不同情况下，利用高频信号与单个滤波器相关联的脉冲响应进行卷积，而不是在不同情况下将与单个滤波器相关联的滤波器传输函数乘以傅里叶变换，从而对时域中的技术解决方案进行数学推导。在此情形下放弃数学推导。
在发送端，在待传输的高频信号z(t)中传输特定数目N个数字信号u1(n·TA)、u2(n·TA)、...ui(n·TA)、...、uN(n·TA)的信息内容。在不同情况下，通过模数转换产生对应的模拟信号v1(t)、v2(t)、...、vi(t)、...、vN(t)。
每个数字采样值ui(n·TA)产生具有形式rect(t/TA)的脉冲。因此，数模转换器具有形式sinc(f/fA)的传输函数，其中高于半采样频率的频谱分量基本上减弱。由于保持时间缩短到数模转换器的T*＜TA，因此sinc形状的传输函数的零点可以移动到更高频率，使得就其它频率范围内的振幅而言，单个模拟信号v1(t)、v2(t)、...、vi(t)、...、vN(t)的频谱分量保持不失真。根据现有技术，例如通过过采样实现保持时间的缩短。
在不同情况下在相应的数模转换器下游的单个滤波器中，通过具有相关联的滤波器的脉冲响应gBP1(t)、gBP2(t)、...、gBPN(t)的相关联的模拟信号v1(t)、v2(t)、...、vN(t)的卷积来卷积滤波信号z1(t)、z2(t)、...、zN(t)。滤波器可以是带通滤波器、高通滤波器、低通滤波器或全通滤波器，或者是具有任何给定滤波器传输函数的滤波器。在不同情况下，滤波器的通带完全地或部分地覆盖一个或多个奈奎斯特区域。应注意，单个滤波器的滤波器传输函数必须彼此不同，并且预期总体上覆盖待传输的高频信号的整个频谱范围。
在一个可能的实施例中，带通滤波器i的滤波器传输函数GBPi(f)在特定的奈奎斯特区域的频率范围内(例如在第i个奈奎斯特区域的频率范围内)延伸。
最后，将单个滤波信号z1(t)、z2(t)、...、zN(t)添加到高频信号z(t)。
结合图4的根据本发明的用于使用并行和欠采样基带信号处理来接收至少一个高频信号的相关方法的流程图，下文基于参考图2A和2B的框图所描述的数学基础详细地描述根据本发明的用于使用并行和欠采样基带信号处理来接收至少一个高频信号的装置的第一实施例的两个子变型：
在第一方法步骤S10中，在不同情况下将至少一个高频信号x(t)馈送到特定数目N个并行连接的滤波器11、12、...1N。滤波器11、12、...1N在不同情况下以模拟形式实施，并且在不同情况下具有不同的滤波器频率响应。这里这里滤波器优选是带通滤波器。然而，替代地，还可以使用低通滤波器、高通滤波器或全通滤波器，或者具有任何给定滤波器传输函数的滤波器。
图6示出针对高频信号的给定频率响应2的四个并行连接的带通滤波器的滤波器频率响应21、22、23和24的实例。这里显而易见的是，一些滤波器的通带在多个奈奎斯特区域上延伸。另外，阻带可以具有显著衰减。这导致在基带中进一步叠加。
单个滤波器11、12、...、1N的滤波器频率响应组合地覆盖高频信号的图6中的频谱范围2，其将在另一信号处理中考虑和检查。如果高频信号的整个频谱范围与另一信号处理相关，则单个滤波器11、12、...1N的滤波器频率响应覆盖高频信号的整个带宽。如果仅在另一信号处理中检查高频信号的特定频带，则单个滤波器11、12、...1N的滤波器频率响应的组合限于这些频带的频谱范围。
单个滤波器11、12、...1N的滤波器频率响应可以完全地、部分地或完全不彼此重叠。在完全或部分重叠的情况下，在不同情况下所述滤波器频率响应在频谱重叠范围中具有不同滤波器频率响应在这里本文是至关重要的。
在以下方法步骤S20中，在不同情况下，滤波信号y1(t)、y2(t)、...、yN(t)在下游模数转换器31、32、...、3N中的单个滤波器11、12、...、1N的输出处转换成对应的数字化滤波信号y1(n·TA)、y2(n·TA)、...、yN(n·TA)。这里，在欠采样中执行模数转换。为了实施欠采样，单个模数转换器31、32、...、3N优选地通过采样保持(SH)元件41、42、...、4N和下游量化器51、52、...、5N的串联实施。
在单个采样保持元件41、42、...、4N中，在不同情况下模拟滤波信号y1(t)、y2(t)、...、yN(t)的采样以及模拟滤波信号y1(t)、y2(t)、...、yN(t)的相应的采样值的保持在不同情况下在相同采样周期TA内执行。
对于采样，每个采样保持元件41、42、...、4N从时钟源6(例如时钟产生器)接收具有相同采样周期TA的时钟。在不同情况下馈送到每个采样保持元件41、42、...、4N的时钟是(相位)相干的。如果单个时钟的相位在不同情况下以相同方式随时间变化，并且在不同情况下所述相位的彼此不同之处仅在于非时变相位差，则在不同情况下馈送到单个采样保持元件41、42、...、4N的时钟是相位相干的。时钟源6优选地以最小时基误差实施，以便在采样频率
Figure GDA0002768192570000151
中实现最高可能恒定性，因为由时基误差引起的相位误差随着奈奎斯特频带的阶数增加而增加。
在不同情况下，在量化器51、52、...、5N中执行采样滤波信号的振幅量化。
下文仅考虑数字化滤波信号y1(n·TA)、y2(n·TA)、...、yN(n·TA)的基带信号分量l1(n·TA)、l2(n·TA)、...、lN(n·TA)。在不同情况下，数字化滤波信号y1(n·TA)、y2(n·TA)、...、yN(n·TA)的这些基带信号分量l1(n·TA)、l2(n·TA)、...、lN(n·TA)包括高频信号x(t)的所有频谱分量的叠加，所述频谱分量位于相应的滤波器11、12、...1N的滤波器频率响应的通带中。
为了将在不同情况下位于单个奈奎斯特区域中的高频信号x(t)的数字化频谱分量与数字化滤波信号y1(n·TA)、y2(n·TA)、...、yN(n·TA)的单个基带信号分量l1(n·TA)、l2(n·TA)、...、lN(n·TA)分离，在以下方法步骤S30中将单个数字化滤波信号y1(n·TA)、y2(n·TA)、...、yN(n·TA)的基带信号分量l1(n·TA)、l2(n·TA)、...、lN(n·TA)馈送到均衡和解耦单元8中均衡和解耦。
该均衡和解耦单元8包括与数字化高频信号x(t)的带宽中是包含的奈奎斯特区域的数目M相对应的数目M个均衡和解耦信道91、92、...、9M。
每个单个均衡和解耦信道91、92、...、9M又包括与并行连接的模数转换器31、32、...、3N的数目N相对应的多个并行连接的均衡滤波器1011、1012、...、101N或1021、1022、...、102N或10M1、10M2、...、10MN。在不同情况下，相应的均衡和解耦信道的单个均衡滤波器的输入连接模数转换器31、32、...、3N的输出。
在不同情况下，均衡和解耦通道的每个单个均衡滤波器均衡所供应的数字化滤波信号，使得在不同情况下对与均衡和解耦信道相关联的均衡滤波器的输出处的所有信号求和之后，产生仅包括在与均衡和解耦信道相关联的奈奎斯特区域内的高频信号x(t)的信号分量的信号。这里，相应的均衡滤波器不仅促成在不同情况下单个奈奎斯特区域中包括的信号分量的解耦，而且还促成由相应的上游滤波器的滤波器频率响应引起的失真的均衡。
另外，在不同情况下根据在单个发射滤波器中引起的失真、在传输信号中引起的失真，和/或在不同情况下在相应的上游模数转换器31、32、...、3N中引起的失真，相应的均衡滤波器还还可优选地执行所供应信号的均衡化。
单个均衡滤波器1011、1012、...、101N、1021、1022、...、102N、...、10M1、10M2、...、10MN在不同情况下实施为数字滤波器，优选地实施为具有有限脉冲长度的数字滤波器(FIR滤波器)。优选地在根据本发明的装置的初始化相位中构造和参数化单个均衡滤波器。通过向根据本发明的装置供应特定测试信号并通过测量根据本发明的装置的相关联的响应信号，实施为自适应数字滤波器的均衡滤波器的结构和相关联的参数通过根据现有技术的优化方法定义。或者，还可以通过基于模拟的方式确定单个均衡滤波器的结构和相关的联参数。在极少数例外情况下，单个均衡滤波器的结构和参数的确定性定义也是可能的。
在每个单个均衡和解耦信道91、92、...、9M中，相关联的均衡滤波器的输出连接到共同求和元件111、112、...、11M。高频信号x(t)的信号分量x1(n·TA)、...、xM(n·TA)位于由相应的均衡和解耦信道处理的数字化高频信号的特定奈奎斯特区域中，并因此位于与相应的奈奎斯特区域相关联的高频信号的频谱范围中，所述信号分量在不同情况下存在于相应的求和元件111、112、...、11M的输出处。
高频信号x(t)通常实施为多载波信号。DMT(离散多音传输)信号优选用作多载波信号。或者，高频信号x(t)还可以例如实施为OFDM(正交频分多路复用)信号。取决于欠采样的所使用的采样频率
Figure GDA0002768192570000161
OFDM信号的一个载波的频带或多个载波的频带在不同情况下可以置于奈奎斯特区域中。为了保证单个频率载波的正交性，馈送到单个模数转换器31、32、...、3N的时钟不仅具有时钟的相同频率
Figure GDA0002768192570000171
而且还被设计成彼此(相位)相干。
除了根据图2A的根据本发明的用于使用并行和欠采样基带信号处理来接收至少一个高频信号的装置的第一实施例的该第一子变型之外，根据图2B的第二子变型也作为特殊形式存在：
在根据本发明的用于使用并行和欠采样基带信号处理来接收至少一个高频信号的装置的第一实施例的第二子变型中，将单个滤波器11、12、...、1N的滤波器频率响应参数化，使得其相应的通带仅覆盖数字化高频信号x(t)的单个奈奎斯特区域的频谱范围。
均衡和解耦单元在此特殊情况下简化。在不同情况下，该第二子变型的均衡和解耦单元8′在其单个均衡和解耦信道91′、92′、...、9M′中仅包括一个单个均衡滤波器1011′、1022′、...、10MM′。在不同情况下，这些均衡滤波器1011′、1022′、...、10MM′中的每一个均衡化在前述滤波器11、12、...、1N中引起的失真。另外，如上文已针对第一子变型的解释，单个均衡滤波器1011′、1022′、...、10MM′还可以均衡化在不同情况下在单个发射滤波器中引起的失真、在传输信道中引起的失真和/或在不同情况下在前述模数转换器31、32、...、3N中引起的失真。在单个均衡和解耦信道91′、92′、...、9M′中不需要求和元件。
根据本发明的用于使用并行和欠采样基带信号处理来接收至少一个高频信号的装置的第一实施例的第二子变型的其余功能单元对应第一实施例的第一子变型，因此在此不再重复其描述。关于这些功能单元的操作模式，参看第一实施例的第一子变型的相关描述。这同样适用于根据本发明的用于使用并行和欠采样基带信号处理来接收至少一个高频信号的方法的第一实施例的第二子变型。
结合图5的根据本发明的用于使用并行和欠采样基带信号处理来接收至少一个高频信号的相关方法的流程图，下面参看图3A和3B的框图详细地解释根据本发明的用于使用并行和欠采样基带信号处理来接收至少一个高频信号的装置的第二实施例的两个子变型：
根据本发明的用于使用并行和欠采样基带信号处理来接收至少一个高频信号的方法的第二实施例的第一、二方法步骤S100和S110对应根据本发明的方法的第一实施例的第一、二方法步骤S10和S20。这同样适用于根据本发明的用于使用并行和欠采样基带信号处理来接收至少一个高频信号的装置的第二实施例的相关联功能单元。因此在此不再重复描述并且参考第一实施例的相关联描述。
如果DMT或OFDM用作传输方法，则在步骤S210中，用于缩短信道脉冲响应的任选滤波器以及用于消除保护间隔的单元连接在相应的模数转换器31、32、...、3N的下游(图3A未示出)。最后，频谱变换器(ST)131、132、...、13N将数字化滤波信号y1(n·TA)，y2(n·TA)，...，yN(n·TA)变换成相应的相关联的离散频谱Y1(k·Δf)，Y2(k·Δf)，...，YN(k·Δf)。此步骤优选通过傅里叶变换，通过快速傅里叶变换器(FFT)或通过离散傅里叶变换器(DFT)进行。
在接下来的最后的方法步骤S130中，在下游的均衡和解耦单元8′中仅考虑数字化频谱Y1(k·Δf)、Y2(k·Δf)、...、YN(k·Δf)的基带频谱分量L1(k·Δf)、L2(k·Δf)、...、LN(k·Δf)。
在本文中，一方面，在不同情况下包括在单个数字化频谱Y1(k·Δf)、Y2(k·Δf)、...、YN(k·Δf)的基带频谱分量L1(k·Δf)、L2(k·Δf)、...、LN(k·Δf)中且在不同情况下与数字化高频信号的单个奈奎斯特区域相关联的频谱分量解耦并且与数字化高频信号的频谱分量组合，所述数字化高频信号在不同情况下与数字化高频信号的奈奎斯特区域中的一个相关。另一方面，将由于单个滤波器11、12、...、1N(存在于单个数字化频谱Y1(k·Δf)，Y2(k·Δf)，...，YN(k·Δf)的单个基带频谱分量L1(k·Δf)，L2(k·Δf)，...、LN(k·Δf)中)的滤波器频率响应引起的失真均衡化。另外，类似于第一实施例，在不同情况下在单个发射滤波器中引起的失真、由传输信道引起的失真和/或在不同情况下由模数转换器31、32、...、3N和下游傅里叶变换器131、132、...、13N的传输行为引起的失真的均衡都可在均衡和解耦单元8″中实施。
均衡和解耦单元8″又由多个并行连接的均衡和解耦信道91″、92″、...、9M″构成，所述多个并行连接的均衡和解耦信道与数字化高频信号的带宽内的奈奎斯特区域的数目M相对应。
每个均衡和解耦信道91″、92″、...、9M″具有与并行连接的模数转换器31、32、...、3N的数目N相对应的多个并行的倍增器元件1411、1412、...、141N或1421、1422、...、142N或14M1、14M2、...、14MN。
在不同情况下，在每个均衡和解耦信道91″、92″、...、9M″中存在与数字化高频信号的带宽中包括的奈奎斯特区域的数目N相对应的多个倍增器元件1411、1412、...、141N或1421、1422、...、142N或14M1、14M2、...、14MN。在不同情况下，均衡和解耦信道91″、92″、...、9M″的每个倍增器元件的输入连接到相关联的傅里叶变换器131、132、...、13N的输出。
均衡和解耦信号的每个单个倍增器元件将相关联的数字化滤波信号的相应供应的离散频谱均衡化，使得在对所有离散频谱求和之后，在与均衡和解耦信道相关联的倍增器元件的输出处存在频谱，所述频谱仅包括在不同情况下与均衡和解耦信道相关联的奈奎斯特区域内的高频信号x(t)的频谱分量。为此，每个倍增器元件14ij(其中i∈{1...M}且∈{1...N})在不同情况下将每个频谱频率k·Δf的相应频谱Yj(k·Δf)的基带频谱分量Lj(k·Δf)乘以例如根据式(8)计算相关联的频谱均衡系数
Figure GDA0002768192570000191
均衡和解耦信道91″、92″、...、9M″的所有倍增器元件的输出连接到求和元件151、152、...、15M的输入，所述求和元件在不同情况下与相应均衡和解耦信道91″、92″、...、9M″相关联。在不同情况下，相应的均衡和解耦信道91″、92″、...、9M″的求和元件151、152、...、15M在其输出处供应高频信号的所有数字化频谱分量X1(k·Δf)，...，XM(k·Δf)，所述数字化频谱分量在不同情况下在与相应均衡和解耦信号91″、92″、...、9M″相关联的奈奎斯特区域内，并因这里在与相应奈奎斯特区域相关联的高频信号的频谱范围内。
在根据图3B的根据本发明的用于使用并行和欠采样基带信号处理来接收至少一个高频信号的装置的第二实施例的第二子变型中，在不同情况下与单个滤波器11、12、...、1N相关联的滤波器频率响应的频谱通带在不同情况下对应数字化高频信号的唯一一个奈奎斯特区域。在这种情况下，单个均衡和解耦信道91″、92″、...、9M″在不同情况下减少到单个倍增器元件1411、1422、...、14NN。
在每个倍增器元件1411、1422、...、14NN中，在不同情况下每个频谱频率k·Δf的相应供应的数字化频谱Y1(k·Δf)、Y2(k·Δf)、...、YN(k·Δf)的基带频谱分量L1(k·Δf)、L2(k·Δf)、...、LN(k·Δf)乘以相关联的频谱均衡系数
Figure GDA0002768192570000201
由于在第二子变型的这种特殊情况下，并行连接的模数转换器31、32、...、3N的数目对应数字化高频信号的带宽内的奈奎斯特区域的数目，因此N＝M并因此适用
Figure GDA0002768192570000202
Figure GDA0002768192570000203
在第一均衡器变型中，例如在不同情况下从相同的频谱频率k·Δf处的相应的上游滤波器11、12、...、1N的反向滤波器频率响应中获得单个频谱频率k·Δf处的频谱均衡系数
Figure GDA0002768192570000204
在同时还表示均衡和解耦单元8″′的输出的单个倍增器元件1411、1422、...、14NN的输出处，高频信号的数字化频谱分量X1(k·Δf)、...、XN(k·Δf)因此存在于单个奈奎斯特区域中，并因此存在于与数字化高频信号相关联的奈奎斯特区域的单个频谱范围中。
最后，结合图8的根据本发明的用于使用并行和欠采样基带信令处理来传输至少一个高频信号的方法的流程图，下面参看图7的框图详细地解释根据本发明的用于使用并行和欠采样基带信令处理来传输至少一个高频信号的装置：
如果多载波***(DMT/OFDM)用于传输，则在第一方法步骤S200中从数字信号处理单元16的内部存储器中读取符号，所述符号存在于在不同情况下将在高频信号z(t)中传输的所有数字基带信号u1(n·TA)、u2(n·TA)、...、uN(n·TA)的频谱范围中。例如，存在于频谱范围中的符号可以是OFDM或DMT符号。
在同一方法步骤S200中，在用于串并转换的相关单元171、172、...、17N中，将每个单个数字信号u1(n·TA)、u2(n·TA)、...、uN(n·TA)的串联读取符号转换成在不同情况下并行符号的单个单元。并行符号的数目对应于逆频谱变换器(iST)181、182、...、18N的频谱长度，所述逆频谱变换器在不同情况下连接用于串并转换的单个单元171、172、...17N的下游。在不同情况下，逆频谱变换器181、182、...、18N优选地是逆傅里叶变换器，所述逆傅里叶变换器例如可以是逆快速傅里叶变换器(IFFT)或逆离散傅里叶变换器(IDFT)。
在单个逆频谱变换器181、182、...、18N中，在接下来的方法步骤s210中，在不同情况下与相应的数字信号u1(n·TA)、u2(n·TA)、...、NN(n·TA)相关联的并行符号的单元连续地转换成数字信号u1(n·TA)、u2(n·TA)、...、uN(n·TA)的并行采样值的相关联单元。
最后，在同一方法步骤S210中，在不同情况下将保护间隔添加到用于***保护间隔的单元(图7未示出)中。
优选地已在数字信号处理单元16中实施串并转换、逆频谱变换和保护间隔的***的功能。
在接下来的方法步骤S220中，在不同情况下与单个数字信号u1(n·TA)、u2(n·TA)、...、uN(n·TA)相关联的采样值被连续地馈送到在不同情况下处于相关联的逆频谱变换器181、182、...、18N的下游的数模转换器191、192、...、19N，并且转换成相关联模拟信号v1(t)、v2(t)、...、vN(t)。
如果使用不同的传输方法而不是DMT/OFDM，则数字基带数据u1(n·TA)、u2(n·TA)、...、uN(n·TA)在方法步骤S220中被馈送到数模转换器191、192、...、19N并且转换成相关联的模拟信号v1(t)、v2(t)、...、vN(t)。
这里应注意的是，在前述处理步骤中，单个数字信号u1(n·TA)、u2(n·Tx)、...、uN(n·TA)的采样值在单个数模转换器191、192、...、19N的输入处必须存在于基带中，即低于，具体是显著低于在不同情况下存在于相关联的模拟信号v1(t)、v2(t)、...、vN(t)的最高频谱频率的两倍的采样率中。
这里，通过由共同时钟源20供应的共同时钟
Figure GDA0002768192570000211
提供单个数模转换器191、192、...、19N的定时。
单个数字信号u1(n·TA)、u2(n·TA)、...、uN(n·TA)的采样值优选地在整个采样周期TA内不保持在单个数模转换器191、192、...、19N中，而是仅在与采样周期TA相比显著减小的采样周期
Figure GDA0002768192570000212
内保持在单个数模转换器191、192、...、19N中。
在接下来的方法步骤S230中，在不同情况下位于单个数模转换器191、192、...、19N下游的过滤器211、212、...、21N中，对基本上位于与相应的滤波器211、212、...、21N相关联的滤波器频谱响应的通带中的相应的模拟信号v1(t)、v2(t)、...、vN(t)的频谱分量进行滤波。单个滤波器211、212、...、21N的滤波器频率响应彼此不同，并且总和覆盖待传输的高频信号z(t)的整个频谱范围。在不同情况下，每个单个滤波器211、212、...、21N的滤波器频率响应可以完全地或部分地在一个奈奎斯特区域或多个奈奎斯特区域上延伸。在不同情况下，滤波信号z1(t)、z2(t)、...、zN(t)存在于每个单个滤波器211、212、...、21N的输出处。
在一个特殊情况下，在不同情况下分配给相应的模拟信号v1(t)、v2(t)、...、vN(t)的相应的不同奈奎斯特区域的频率范围中的频谱分量在不同情况下仅在每个单个滤波器211、212、...、21N中进行滤波。在所描述的情况下，在不同情况下实施为带通滤波器的在单个滤波器211、212、...、21N的输出处设计为带通信号的滤波信号z1(t)、z2(t)、...、zN(t)仅包括单个奈奎斯特区域的频谱分量，所述奈奎斯特区域在不同情况下彼此不同。
在最后的方法步骤S240中，在滤波器211、212、...、21N下游的求和元件22中将信号z1(t)、z2(t)、...、zN(t)添加到待传输的高频信号z(t)。尽管在接收器中接收的高频信号x(t)与传输信道干扰叠加并且失真，但是在发射器中传输的高频信号z(t)免受传输信道干扰。
根据本发明，在不执行混合到高频频带中的情况下，在不同情况下在单个数字信号u1(n·TA)、u2(n·TA)、...、uN(n·TA)中包括或传输的信息包括在待传输的高频信号z(t)中。
根据本发明的方法以及根据本发明的装置的另一个基本技术优点在于，该技术结构可适用于待处理的高频信号的技术特性以及精确捕获和进一步处理或产生的高频信号，因此是可扩展的。因此，可以使并行模数转换器或并行数模转换器的数量一方面适应高频信号的带宽，或待检查的高频信号的频谱范围，并且还适应使用欠采样的采样频率。
根据本发明的方法以及根据本发明的装置不限于所示的实施例、子变型和变型。具体是，在不同情况下在单个权利要求中所主张的特征、在说明书中所公开的特征，以及在不同情况下在附图中所呈现的特征的所有组合也包括在本发明中，只要所述特征在技术上是合适的。

Claims (17)

1.一种用于使用并行和欠采样基带信号处理来接收至少一个高频信号(x(t))的方法，所述方法包括：
·通过相应的高频信号(x(t))的并行滤波，产生多个滤波信号(y1(t)、y2(t)、...、yN(t))，其中，每个单个滤波通过不同滤波器频率响应执行；
·通过相应的滤波信号(y1(t)、y2(t)、...、yN(t))的模数转换，产生在不同情况下与每个滤波信号(y1(t)、y2(t)、...、yN(t))相关联的数字化滤波信号(y1(n·TA)、y2(n·TA)、...、yN(n·TA))，其中，每个模数转换在不同情况下通过欠采样执行；
·通过相关联的数字化滤波信号(y1(n·TA)、y2(n·TA)、...、yN(n·TA))的基带信号分量(l1(n·TA)、l2(n·TA)、...、lN(n·TA)；L1(k·Δf)、L2(k·Δf)、...、LN(k·Δf))的均衡，确定数字基带中的相应的高频信号(x(t))的信号分量x1(n·TA)、...、xM(n·TA)；X1(k·Δf)、...、XM(k·Δf))；
其中，确定与在不同情况下的每一数字化滤波信号(y1(n·TA)、y2(n·TA)、...、yN(n·TA))相关联的基带信号分量包括：通过如下步骤来确定对应的数字化滤波信号(y1(n·TA)、y2(n·TA)、...、yN(n·TA))的傅里叶频谱(Y1(k·Δf)、Y2(k·Δf)、...、YN(k·Δf))：
执行傅里叶变换以及进一步检查仅包含在基带频谱中对应傅里叶频谱(Y1(k·Δf)、Y2(k·Δf)、...、YN(k·Δf))的傅里叶频谱分量；
对每一数字化滤波信号(y1(n·TA)、y2(n·TA)、...、yN(n·TA))的基带信号分量进行均衡；
将仅包含在所述基带频谱中的对应的傅里叶频谱(Y1(k·Δf)、Y2(k·Δf)、...、YN(k·Δf))的傅里叶频谱分量与相关联的频谱均衡系数
Figure FDA0002987158810000011
Figure FDA0002987158810000012
进行乘积；
其中，所述高频信号(x(t))是离散多频音信号或正交频分多路复用信号；并且
其中，所述离散多频音信号或所述正交频分多路复用信号具有载波，在奇数阶的奈奎斯特区域内的所述载波与所述奈奎斯特区域的下边缘具有频率间隔k.Δf；在偶数阶的奈奎斯特区域内的所述载波与所述奈奎斯特区域的上边缘具有频率间隔k·Δf；其中，k是整数运行参数；Δf是相邻两个载波之间的频率间隔。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于：
使用相同的采样频率
Figure FDA0002987158810000021
执行所有滤波信号(y1(t)、y2(t)、...、yN(t))的模数转换。
3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于：
相干地执行所有滤波后信号(y1(t)、y2(t)、...、yN(t))的每个模数转换。
4.根据权利要求1至3任一项所述的方法，其特征在于：
所述均衡考虑了在滤波时、在模数转换时、在传输信道中传输相应的高频信号时和/或在产生相应的高频信号时的失真。
5.根据权利要求1至3任一项所述的方法，其特征在于：
所述并行滤波的所述滤波器频率响应在不同情况下在多个奈奎斯特区域上延伸。
6.根据权利要求1至3任一项所述的方法，其特征在于：
所述并行滤波的所述滤波器频率响应完全地或部分地彼此重叠。
7.一种用于使用并行和欠采样基带信号处理来传输至少一个高频信号(z(t))的方法，所述方法包括用于每个单个高频信号(z(t))的以下方法步骤：
·通过相应的相关联的数字信号(u1(n·TA)、u2(n·TA)、...、uN(n·TA))的数模转换，产生模拟信号(v1(t)、v2(t)、...、vN(t))，其中，每个数字信号(u1(n·TA)、u2(n·TA)、...、uN(n·TA))存在于所述基带中，并且每个数字信号的采样率小于相关联的模拟信号中的最高频谱频率的两倍；
·通过每个相关联的模拟信号(v1(t)、v2(t)、...、vN(t))的滤波，产生信号(z1(t)、z2(t)、...、zN(t))，其中，每个单个滤波在不同情况下通过不同滤波器频率响应执行；以及
·通过对所有的滤波信号(z1(t)、z2(t)、...、zN(t))求和，产生所述高频信号(y(t))；
其中，所述高频信号(y(t))是离散多频音信号或正交频分多路复用信号；并且
其中，所述离散多频音信号或所述正交频分多路复用信号具有载波，在奇数阶的奈奎斯特区域内的所述载波与所述奈奎斯特区域的下边缘具有频率间隔k·Δf；在偶数阶的奈奎斯特区域内的所述载波与所述奈奎斯特区域的上边缘具有频率间隔k·Δf；其中，k是整数运行参数；Δf是相邻两个载波之间的频率间隔。
8.根据权利要求7所述的方法，其特征在于：
在不同情况下，仅在与所述数字信号(u1(n·TA)、u2(n·TA)、...、uN(n·TA))的采样周期(TA)相比减小的时间周期
Figure FDA0002987158810000031
内，在所述数模转换中保持每个数字信号(u1(n·TA)、u2(n·TA)、...、uN(n·TA))。
9.根据权利要求7或8所述的方法，其特征在于：
所述滤波的所述频率响应完全地或部分地彼此重叠。
10.根据权利要求7或8所述的方法，其特征在于：
所述滤波的所述频率响应在多个奈奎斯特区域上延伸。
11.一种用于在不同情况下使用并行和欠采样基带信号处理来接收至少一个高频信号(x(t))的装置，所述装置包括：
·多个并行连接的滤波器(11、12、…、1N)，所述多个并行连接的滤波器在不同情况下用于产生滤波信号(y1(t)、y2(t)、...、yN(t))，在所述滤波器的输入处在不同情况下存在相应的高频信号(x(t))，并且所述滤波器的滤波器频率响应在不同情况下彼此不同；
·模数转换器(31、32、…、3N)，所述模数转换器在不同情况下连接每个滤波器(11、12、…、1N)的下游，在不同情况下用于产生数字化滤波信号(y1(n·TA)、y2(n·TA)、...、yN(n·TA))，其中在不同情况下在每个模数转换器(31、32、…、3N)中执行欠采样；以及
·均衡和解耦单元(8；8′；8″；8″′)，所述均衡和解耦单元在不同情况下连接所述模数转换器(31、32、…、3N)的下游；
其中，在每一模数转换器(31、32、…、3N)和所述均衡和解耦单元(8；8′；8″；8″)之间，在不同情况下傅里叶变换器连接在上游以产生与对应的数字化滤波信号(y1(n·TA)、y2(n·TA)、...、yN(n·TA))相关联的频谱(Y1(k·Δf)、Y2(k·Δf)、...、YN(k·Δf))，并且所述均衡和解耦单元(8；8′；8″；8″)包含至少N个乘法元件(1411，1412，…，141N，...，1421，1422，…，142N，…，14M1，14M2，…，14MN)，数目N对应于所述滤波信号(y1(t)、y2(t)、...、yN(t))的数目N；
其中，所述高频信号(x(t))是离散多频音信号或正交频分多路复用信号；并且
其中，所述离散多频音信号或所述正交频分多路复用信号具有载波，在奇数阶的奈奎斯特区域内的所述载波与所述奈奎斯特区域的下边缘具有频率间隔k·Δf；在偶数阶的奈奎斯特区域内的所述载波与所述奈奎斯特区域的上边缘具有频率间隔k·Δf；其中，k是整数运行参数；Δf是相邻两个载波之间的频率间隔。
12.根据权利要求11所述的装置，其特征在于：
所有的(11、12、…、1N)的滤波器频率响应一起覆盖所述高频信号(x(t))的整个频谱。
13.根据权利要求11或12所述的装置，其特征在于：
每个模数转换器(31、32、…、3N)连接相同的时钟源(6)。
14.根据权利要求11或12任一项所述的装置，其特征在于：
所述均衡和解耦单元(8；8′；8″；8″′)包括与滤波信号(y1(t)、y2(t)、...、yN(t))的数目(N)相对应的至少数目(N)个均衡滤波器(1011、1012、···、101N、···、1021、1022、···、102N、···、10M1、10M2、···、10MN)。
15.一种用于在不同情况下使用并行和欠采样基带信号处理来传输至少一个高频信号(z(t))的装置，所述装置包括：
·多个数模转换器(191、192、…、19N)，所述多个数模转换器在不同情况下用于从相关联的数字基带信号(u1(n·TA)、u2(n·TA)、...、uN(n·TA))产生模拟信号(v1(t)、v2(t)、...、vN(t))，其中，模数转换器(191、192、…、19N)的数目(N)对应在不同情况下在相应的高频信号(z(t))中传输的数字基带信号(u1(n·TA)、u2(n·TA)、...、uN(n·TA))的数目；并且，其中，单个数字基带信号的采样率小于相关联的模拟信号中的最高频谱频率的两倍；
·滤波器(211、212、…、21N)，所述滤波器在不同情况下连接每个数模转换器(191、192、…、19N)的下游，所述数模转换器(191、192、…、19N)用于在不同情况下产生相关联的滤波信号(z1(t)、z2(t)、...、zN(t))，其中所述滤波器(211、212、…、21N)的滤波器频率响应全部在所有相关联的奈奎斯特区域中延伸；以及
·求和元件(22)，所述求和元件在不同情况下连接所述滤波器(211、212、…、21N)的下游，所述滤波器(211、212、…、21N)用于产生相应的高频信号(z(t))；
其中，所述高频信号(y(t))是离散多频音信号或正交频分多路复用信号；
其中，所述离散多频音信号或所述正交频分多路复用信号具有载波，在奇数阶的奈奎斯特区域内的所述载波与所述奈奎斯特区域的下边缘具有频率间隔k·Δf；在偶数阶的奈奎斯特区域内的所述载波与所述奈奎斯特区域的上边缘具有频率间隔k·Δf；其中，k是整数运行参数；Δf是相邻两个载波之间的频率间隔。
16.根据权利要求15所述的装置，其特征在于：
每个数模转换器(191、192、…、19N)连接相同的时钟源(20)。
17.一种用于使用并行和欠采样基带信号处理来传输至少一个高频信号的***，所述***包括：
·根据权利要求11至14任一项所述的用于使用并行和欠采样基带信号处理来接收至少一个高频信号的装置；
·根据权利要求15或16所述的用于使用并行和欠采样基带信号处理来传输至少一个高频信号的装置；以及
·位于所述传输装置与所述接收装置之间的传输信道。
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