CN109995404B - 空频域调制的一种差分调制和解调方法 - Google Patents

空频域调制的一种差分调制和解调方法 Download PDF

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Abstract

本发明提供了一种应用于空频域调制***的差分调制和解调方法，包括：S1：根据天线域、载波域和符号调制映射规则得到空时信号矩阵
Figure DEST_PATH_IMAGE001
和时频信号矩阵
Figure DEST_PATH_IMAGE002
；S2：矩阵
Figure 985863DEST_PATH_IMAGE001
和
Figure 680149DEST_PATH_IMAGE002
分别经过差分编码设计得到空时传输矩阵
Figure DEST_PATH_IMAGE003
和时频传输矩阵
Figure DEST_PATH_IMAGE004
；S3：将包含空域、时域和频域三维信息在内的矩阵
Figure 394027DEST_PATH_IMAGE003
和
Figure 439344DEST_PATH_IMAGE004
利用克罗内克积融合为二维传输矩阵
Figure DEST_PATH_IMAGE005
；S4：利用二维传输矩阵特征设计信道矩阵
Figure DEST_PATH_IMAGE006
，得到接收信号矩阵
Figure DEST_PATH_IMAGE007
；5：利用克罗内克积性质和发射端差分传输特性，通过穷举搜索法，检测出发射矩阵
Figure DEST_PATH_IMAGE008
和
Figure DEST_PATH_IMAGE009
；S6：基于逆映射规则得到检测矩阵
Figure DEST_PATH_IMAGE010
和
Figure 522969DEST_PATH_IMAGE009
对应的比特序列。本发明将传统空频域调制的发射调制空间进行扩展，可以避免信道估计；同时可以节省频谱资源，并且适用于信道响应变化快速的高速移动场景。

Description

空频域调制的一种差分调制和解调方法
技术领域
本发明涉及通信技术领域，具体涉及一种应用于空频域调制***的差分调制和解调方法。
背景技术
随着多天线技术研究的深入，与索引调制(IndexModulation,IM)相结合的多输入多输出(Multiple-Input Multiple-Output,MIMO)***已经得到广泛的应用。空间调制(Spatial Modulation,SM)作为一种高传输速率、低复杂度的先进技术，将发射天线的序号作为新的映射资源，通过建立不同的输入比特与天线序号的映射关系，在发射机每个时隙只激活一根发射天线，达到空间调制的目的。一方面，简化了发射端的结构，大大降低了功率放大器的功耗；另一方面，避免了天线同步(Inter-Antenna Synchronization,IAS)和信道间干扰(Inter-Channel Interference,ICI)问题，简化了接收端的检测，同时也降低了信号处理的功耗。然而，SM的检测需要准确的信道状态信息(Channel State Information,CSI)估计，这使得SM***因信道估计存在误差而性能受损。基于此，有学者提出了差分空间调制(Differential Spatial Modulation,DSM)，通过引入时间域，在时域上做差分，保留了SM每时隙只激活一根发射天线的优势，同时也完美的避开了信道估计这个难题。针对DSM分集复用的权衡，星座图设计，性能分析等问题近几年受到学术界的广泛关注和研究。
随着空间调制技术在大规模多发多收***中的良好表现，很多研究将该技术应用在多载波***中。研究较多的是对正交子载波进行索引调制，即索引调制正交频分复用技术(Subcarrier Index Modulation,SIM)。作为一种新型传输技术，其结构优化与改进也备受关注。尽管SIM技术被广泛研究，但同样存在类似SM的信道估计问题，故有学者提出了单输入单输出差分载波索引***(Differential SIM,DSIM)。针对单一天线，引入频域，在发射端设计时频传输矩阵进行差分传输，在接收端进行非相干检测，同样避免了信道估计。
显然，上述提及的DSM***和DSIM***，完全绕过发射端到接收端的任何信道估计。但都是使用了单一域资源，其中DSM引入的是空间域资源，DSIM引入的是频域资源。为了更有效的同时利用空间域和频域资源，以此提升差错性能。有学者提出基于正交频分复用的空间调制载波索引调制(SM-OFDM with Subcarrier Index Modulation,ISM-OFDM)***，在激活的子载波上通过设计激活不同的天线发送调制信息。但其假设的前提是在接收端获取完美的CSI，实际上同样需要消耗额外资源来进行CSI的估计。所以既能充分地利用空时频域资源，并在接收端避免信道估计，这是空频域调制***差分调制和解调的目的。
发明内容
针对现有技术中的缺陷，本发明提供一种空频域调制***中的差分调制和解调方法，***中在发射端设计空时传输块和时频传输块的差分编码调制，并利用克罗内克积进行三域信息的融合，避免了空频域调制***中的信道估计问题。
第一方面，本发明一种空频域调制***中的差分调制和解调方法，所述方法包括：
S1：根据发射天线，对子载波进行分组，然后根据天线域、载波域和符号调制映射规则得到空时信号矩阵
Figure GDA0002079647560000021
和时频信号矩阵
Figure GDA0002079647560000022
S2：发送端将二维空时信号矩阵
Figure GDA0002079647560000023
和时频信号矩阵
Figure GDA0002079647560000024
分别经过差分编码设计得到空时传输矩阵
Figure GDA0002079647560000031
和时频传输矩阵
Figure GDA0002079647560000032
S3：将包含空域、时域和频域三维信息在内的空时传输矩阵
Figure GDA0002079647560000033
和时频传输矩阵
Figure GDA0002079647560000034
利用克罗内克积融合为一个二维传输矩阵
Figure GDA0002079647560000035
S4：利用二维信息的性质设计包含频域、发射天线和接收天线在内的信道矩阵
Figure GDA0002079647560000036
并进行信号矩阵
Figure GDA0002079647560000037
的传输，得到接收信号矩阵
Figure GDA0002079647560000038
S5：利用克罗内克积性质，以及发射端空时传输矩阵
Figure GDA0002079647560000039
和时频传输矩阵
Figure GDA00020796475600000310
的差分传输特性，推导得出相应的差分检测式，通过穷举搜索法，检测出发射空时信号矩阵
Figure GDA00020796475600000311
和时频信号矩阵
Figure GDA00020796475600000312
S6：基于天线域、载波域以及符号映射等规则逆映射得到检测矩阵
Figure GDA00020796475600000313
和
Figure GDA00020796475600000314
对应的比特序列。
优选地，所述步骤S1具体包括：
S11:根据发射天线Nt，对子载波数L进行分组，共G组，每组子载波数N＝L/G＝Nt，对于第g个子载波组，包含Nt个时隙的第t个传输块：
首先，
Figure GDA00020796475600000315
比特信息用来确定Nt个时隙的天线激活顺序，得到空时索引矩阵
Figure GDA00020796475600000316
其次，
Figure GDA00020796475600000317
比特信息用来确定包含N个时隙的载波激活顺序，得到时频索引矩阵
Figure GDA00020796475600000318
最后，b3＝Nlog2(M)比特信息映射成N个M-PSK调制符号，
Figure GDA0002079647560000041
决定
Figure GDA0002079647560000042
中N个符号。
S22:空时传输矩阵
Figure GDA0002079647560000043
和时频传输矩阵
Figure GDA0002079647560000044
分别为：
Figure GDA0002079647560000045
Figure GDA0002079647560000046
优选地，所述步骤S2具体包括：
设置初始的空时传输矩阵
Figure GDA0002079647560000047
和时频传输矩阵
Figure GDA0002079647560000048
分别为
Figure GDA0002079647560000049
其中
Figure GDA00020796475600000423
为N×N维的单位矩阵。其中
Figure GDA00020796475600000411
和
Figure GDA00020796475600000412
可以为任意一个属于发射调制空间的发射信号矩阵，且发射
Figure GDA00020796475600000413
和
Figure GDA00020796475600000414
不传达任何比特信息。则发射端经差分传输可得到第g个载波组的第t个空时传输矩阵
Figure GDA00020796475600000415
和时频传输矩阵
Figure GDA00020796475600000416
Figure GDA00020796475600000417
Figure GDA00020796475600000418
优选地，所述步骤S3具体包括：
将包含空域、时域和频域三维信息在内的空时传输矩阵
Figure GDA00020796475600000419
和时频传输矩阵
Figure GDA00020796475600000420
利用克罗内克积融合为一个二维传输矩阵
Figure GDA00020796475600000421
Figure GDA00020796475600000422
其中
Figure GDA0002079647560000051
为克罗内克积。
优选地，所述步骤S4具体包括：
利用二维传输矩阵特征设计包含频域、发射天线和接收天线在内的信道矩阵
Figure GDA0002079647560000052
并进行信号矩阵
Figure GDA0002079647560000053
的传输，得到接收信号矩阵
Figure GDA0002079647560000054
Figure GDA0002079647560000055
其中
Figure GDA0002079647560000056
为第g个子载波组的信道矩阵。
优选地，步骤S5具体包括：
利用克罗内克积性质，以及发射端空时传输矩阵
Figure GDA0002079647560000057
和时频传输矩阵
Figure GDA0002079647560000058
的差分传输特性，推导得出相应的差分检测式，通过穷举搜索法，检测出发射空时信号矩阵
Figure GDA0002079647560000059
和时频信号矩阵
Figure GDA00020796475600000510
检测式如下：
Figure GDA00020796475600000511
其中ψs和ψf分别代表
Figure GDA00020796475600000512
和
Figure GDA00020796475600000513
所有可能的信号矩阵。
优选地，所述步骤S6具体包括：
基于天线域、载波域以及符号映射等规则逆映射得到检测矩阵
Figure GDA00020796475600000514
和
Figure GDA00020796475600000515
对应的比特序列。
由上述技术方案可知，通过本发明提供的一种空频域调制***中的差分调制和解调方法，对于每一个子载波组g，在发射端利用克罗内克积将差分后的空时块和时频块融合为一个二维传输矩阵进行信号传输，在接收端利用相应的克罗内克积性质推导出差分检测。通过接收端第t个接收块
Figure GDA0002079647560000061
和第(t-1)个接收块
Figure GDA0002079647560000062
穷举搜索，检测出发射空时信号矩阵
Figure GDA0002079647560000063
和时频信号矩阵
Figure GDA0002079647560000064
避免了信道估计问题。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1是本发明提供的一种空频域调制***中的差分调制和解调方法的流程示意图；
图2是发射端空时信号矩阵比特位映射示意图；
图3是发射端时频信号矩阵比特位映射示意图；
图4是本发明提供的利用克罗内克积从而避免信道估计的***示意图；
图5是在接收天线分别为1和2，且子载波L＝2情况下，本发明与DSM***在频谱效率为1.5bps/Hz下的仿真对比图。
图6是在接收天线分别为3和4，且子载波L＝64情况下，本发明的两个实例子方案与ISM-OFDM***在频谱效率为2.5bps/Hz下的仿真对比图。
具体实施方式
为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整的描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他的实施例，都属于本发明保护的范围。
如图1所示，为本发明实施例提供的提供的一种空频域调制***中的差分调制和解调方法，该方法包括如下步骤：
S1：根据发射天线，对子载波进行分组，然后根据天线域、载波域和符号调制映射规则得到空时信号矩阵
Figure GDA0002079647560000071
和时频信号矩阵
Figure GDA0002079647560000072
S2：发送端将二维空时信号矩阵
Figure GDA0002079647560000073
和时频信号矩阵
Figure GDA0002079647560000074
分别经过差分编码设计得到空时传输矩阵
Figure GDA0002079647560000075
和时频传输矩阵
Figure GDA0002079647560000076
S3：将包含空域、时域和频域三维信息在内的空时传输矩阵
Figure GDA0002079647560000077
和时频传输矩阵
Figure GDA0002079647560000078
利用克罗内克积融合为一个二维传输矩阵
Figure GDA0002079647560000079
S4：利用二维信息的性质设计包含频域、发射天线和接收天线在内的信道矩阵
Figure GDA00020796475600000710
并进行信号矩阵
Figure GDA00020796475600000711
的传输，得到接收信号矩阵
Figure GDA00020796475600000712
S5：利用克罗内克积性质，以及发射端空时传输矩阵
Figure GDA00020796475600000713
和时频传输矩阵
Figure GDA00020796475600000714
的差分传输特性，推导得出相应的差分检测式，通过穷举搜索法，检测出发射空时信号矩阵
Figure GDA00020796475600000715
和时频信号矩阵
Figure GDA00020796475600000716
S6：基于天线域、载波域以及符号映射等规则逆映射得到检测矩阵
Figure GDA00020796475600000717
和
Figure GDA00020796475600000718
对应的比特序列。
以下将具体介绍本发明实施例一和实施例二，图4为传输模型，将本实施一和二所述的方法应用于空频域调制MIMO合法通信***。发射端配置有Nt根天线，接收端配置Nr根天线，共L个子载波。在发射端，分别对空时传输矩阵和时频传输矩阵进行差分处理，利用克罗内克积进行三维信息的融合；在接收端利用克罗内克积的性质进行差分检测，完美地避免了CSI的估计，其中S∈CN×M表示矩阵S的维数是N×M。
实施例一
本实施例中，步骤S1具体过程如下：
S11:根据发射天线Nt，对子载波数L进行分组，共G组，每组子载波数N＝L/G＝Nt，对于第g个子载波组，包含Nt个时隙的第t个传输块：
首先，
Figure GDA0002079647560000081
比特信息用来确定Nt个时隙的天线激活顺序，得到空时索引矩阵
Figure GDA0002079647560000082
其次，
Figure GDA0002079647560000083
比特信息用来确定包含N个时隙的载波激活顺序，得到时频索引矩阵
Figure GDA0002079647560000084
最后，b3＝Nlog2(M)比特信息映射成N个M-PSK调制符号，
Figure GDA0002079647560000085
决定
Figure GDA0002079647560000086
中N个符号。
所以Nt个时隙共传输的信息比特为：
Figure GDA0002079647560000087
频谱效率可以表示为：
Rm＝Dm/(Nt(K+L)) (1)
需要说明的是M是PSK的调制阶数，为方便理解，N个调制符号采用相同的调制阶数，K是加在传输端的循环前缀。
其中空时索引矩阵和时频索引矩阵的映射方法一致，这里简要介绍空时索引矩阵的映射方法。在所有的Nt！种排列组合中，选定其中的
Figure GDA0002079647560000091
种组合作为有效组合，这样，就需要
Figure GDA0002079647560000092
个比特来调制非零元素排列的位置。可以用一个元素由0和1组成的布尔矩阵
Figure GDA0002079647560000093
来表示这样的排列组合。举例来说，如果需要的排列顺序为[1,2](假设发射端配置两根发射天线),即第一列(第一个时隙)非零元素位于第一行，第二列(第二个时隙)的非零元素位于第二行，相应的排列矩阵
Figure GDA0002079647560000094
可以表示为：
Figure GDA0002079647560000095
Figure GDA0002079647560000096
中的每个元素都是Nt×Nt的布尔矩阵，元素由0和1组成，并且每一行、每一列都只有一个非零元素。
Figure GDA0002079647560000097
的第i行第j列的元素表示第j个时隙第i根天线的激活情况。1表示在这个时隙激活此根天线，0表示不发送信息。
S12:空时传输矩阵
Figure GDA0002079647560000098
和时频传输矩阵
Figure GDA0002079647560000099
分别为：
Figure GDA00020796475600000910
Figure GDA00020796475600000911
其中
Figure GDA00020796475600000912
和
Figure GDA00020796475600000913
每行每列只有一个非零元素；
Figure GDA00020796475600000914
是包含N个调制符号的信号矢量，决定
Figure GDA0002079647560000101
中N个符号，即：
Figure GDA0002079647560000102
如图2所示的是本发明实施例提供的发射端空时信号矩阵
Figure GDA0002079647560000103
比特位映射示意图；图3所示的是本发明实施例提供的发射端时频信号矩阵
Figure GDA0002079647560000104
比特位映射示意图。从本发明实施例提供的图2和3可以看出，对于给定的比特流，首先根据G组子载波分组情况，对比特流进行分组；针对g-th组，第一部分的
Figure GDA0002079647560000105
比特信息用来确定Nt个时隙的天线激活顺序，得到空时索引矩阵
Figure GDA0002079647560000106
第二部分的
Figure GDA0002079647560000107
比特信息用来用来确定Nt个时隙的载波激活顺序
Figure GDA0002079647560000108
得到时频索引矩阵；第三部分的N log2(M)比特信息生成N个调制符号，映射成N个M-PSK调制符号，决定
Figure GDA0002079647560000109
中N个符号。
本实施例中，步骤S2具体包括：
在g-th子载波组，设置初始的空时传输矩阵
Figure GDA00020796475600001010
和时频传输矩阵
Figure GDA00020796475600001011
分别为
Figure GDA00020796475600001012
其中
Figure GDA00020796475600001013
为N×N维的单位矩阵。其中
Figure GDA00020796475600001014
和
Figure GDA00020796475600001015
可以为任意一个属于发射调制空间的发射信号矩阵，且发射
Figure GDA00020796475600001016
和
Figure GDA00020796475600001017
不传达任何比特信息。则发射端经差分传输可得到第g个载波组的第t个空时传输矩阵
Figure GDA00020796475600001018
和时频传输矩阵
Figure GDA00020796475600001019
Figure GDA00020796475600001020
Figure GDA00020796475600001021
特别的，假设(m，w)表示矩阵
Figure GDA0002079647560000111
的第m行，第w列；(n，w)表示的矩阵
Figure GDA0002079647560000112
的第n行，第w列。则：1.对于空时块
Figure GDA0002079647560000113
表示的是在g-th组的w-th时隙，m-th天线被激活；2.对于时频块
Figure GDA0002079647560000114
表示的是在g-th组的w-th时隙，在激活的m-th天线上，激活的n-th载波调制信息fnw；
本实施例中，步骤S3具体包括：
将包含空域、时域和频域三维信息的空时传输矩阵
Figure GDA0002079647560000115
和时频传输矩阵
Figure GDA0002079647560000116
利用克罗内克积融合为一个二维传输矩阵
Figure GDA0002079647560000117
Figure GDA0002079647560000118
其中
Figure GDA0002079647560000119
为克罗内克积。在这里，我们假设xsxf和xm分别代表矩阵S，F和M所有可能的信号矩阵取值。针对本实施例，我们需要满足如下闭环性质：
1.若
Figure GDA00020796475600001110
且
Figure GDA00020796475600001111
则差分编码公式(5)需满足
Figure GDA00020796475600001112
2.若
Figure GDA00020796475600001113
且
Figure GDA00020796475600001114
则差分编码公式(6)需满足
Figure GDA00020796475600001115
为了满足以上性质，避免差分编码过程中幅值的累积，空时矩阵
Figure GDA00020796475600001116
和时频矩阵
Figure GDA00020796475600001117
里的非零元素需满足单位幅值。
本实施例中，步骤S4具体包括：
利用二维传输矩阵特征设计包含频域、发射天线和接收天线在内的信道矩阵
Figure GDA00020796475600001118
并进行信号矩阵
Figure GDA00020796475600001119
的传输，得到第t个频域接收信号矩阵：
Figure GDA0002079647560000121
其中
Figure GDA0002079647560000122
为复数加性高斯白噪声矩阵。每一个元素都独立同分布于零均值N0方差的复高斯随机变量，表示为s～CN(0，N0)；
Figure GDA0002079647560000123
表示为g-th组NNr×NNt的频域信道系数矩阵，设置方法为：
Figure GDA0002079647560000124
特别的，
Figure GDA0002079647560000125
其每一个元素都为0；
Figure GDA0002079647560000126
表示g-th组，n-th子载波对应的Nr×Nt维的频域信道矩阵，
Figure GDA0002079647560000127
的每一个元素均服从零均值单位方差的复高斯随机分布。
本实施例中，步骤S5具体包括：
利用克罗内克积性质，以及发射端空时传输矩阵
Figure GDA0002079647560000128
和时频传输矩阵
Figure GDA0002079647560000129
的差分传输特性，推导得出相应的差分检测式，通过穷举搜索法，检测出发射空时信号矩阵
Figure GDA00020796475600001210
和时频信号矩阵
Figure GDA00020796475600001211
具体过程如下：
S51：基于式(7)，第t个接收信号矩阵可以表示为：
Figure GDA00020796475600001212
则第(t-1)个接收信号矩阵可以表示为：
Figure GDA00020796475600001213
将差分编码式(5)、(6)带入式(10)，可以得到：
Figure GDA0002079647560000131
S52：利用克罗内克积的性质对上述式子进行推导化简。
其性质存在的前提条件为：设矩阵A，B，C，D的维度可以形成矩阵之积AB和CD，则满足等式
Figure GDA0002079647560000132
即可以进行矩阵间普通矩阵积和克罗内克积之间的互换。
另外在推导过程中，假设对于任意g-th组，信道在连续两次发送之间保持不变，即
Figure GDA0002079647560000133
则利用克罗内克积的性质，结合式(11)，式(12)可以转化为：
Figure GDA0002079647560000134
基于式(11)，式(13)可以进一步转化为：
Figure GDA0002079647560000135
其中
Figure GDA0002079647560000136
是g-th组，第t个接收矩阵的噪声。
由式(14)，可以根据
Figure GDA0002079647560000137
和
Figure GDA0002079647560000138
用最大似然检测求解最有可能的
Figure GDA0002079647560000139
和
Figure GDA00020796475600001310
ML检测就是比较所有可能的调制矩阵，计算他们与接收信号的欧式距离，选取其中欧式距离最小的一个为最优解：
Figure GDA00020796475600001311
式(4.18)中||·||F表示Frobenius范数运算，使
Figure GDA00020796475600001312
取值最大的
Figure GDA0002079647560000141
和
Figure GDA0002079647560000142
作为当前t的检测结果。其中ψs和ψf分别代表
Figure GDA0002079647560000143
和
Figure GDA0002079647560000144
所有可能的信号矩阵。
本实施例中，步骤S6具体包括：
基于天线域、载波域以及符号映射等规则逆映射得到检测矩阵
Figure GDA0002079647560000145
和
Figure GDA0002079647560000146
对应的比特序列；
实施例二
不同于实施例一，实施例二假设对于所有的子载波组g，本发明所应用实例具有相同的空时索引矩阵，即
Figure GDA0002079647560000147
因此对于所有的子载波组g，空时传输矩阵保持一致，即
Figure GDA0002079647560000148
时频矩阵映射以及传输方法与实施例一保持一致。所以可以得出Nt个时隙传输的信息比特为：
Figure GDA0002079647560000149
所以本实施例二中的频谱效率可以表示为：
Rs＝Ds/(Nt(K+L)) (17)
实施例举例说明
具体来说，此举例主要针对实施例一某一个子载波组g的映射情况，当然也适用于实施例二中第一个子载波组的映射情况。
假设对于一个空频域调制合法的MIMO通信***，发射端配置有Nt＝2根天线，接收端配置Nr＝2根天线；对子载波L＝64进行分组，共G＝32组，每组子载波数N＝2；以及激活的子载波调制BPSK符号。g-th组的传输比特流可以分为b1＝1比特和b2＝1比特分别用来选择2时隙的天线激活矩阵和载波激活矩阵。b3＝2比特信息用来选择两个时隙的调制符号。综上，针对实施例一中的任意一子载波组或实施例二中的第一个子载波组，空时频传输矩阵共携带b1+b2+b3＝4比特的信息。
如图4所示，假设对于当前载波组的比特块为0110。采用图2，图3的映射规则，第一个比特‘0’对应的排列为[1,2]，即在一个包含两个相邻时隙的时隙块里，依次激活第一根发射天线和第二根发射天线，形成空时索引矩阵
Figure GDA0002079647560000151
类似的，第二个比特‘1’对应的排列为[2,1]，即在当前时隙块里，依次激活第二个子载波和第一个子载波，形成时频索引矩阵
Figure GDA0002079647560000152
最后两个比特‘10’映射成对应的调制符号矢量xf，t＝[-1，+1]。
Figure GDA0002079647560000153
与
Figure GDA0002079647560000154
表示如下：
Figure GDA0002079647560000155
假设第(t-1)个传输矩阵
Figure GDA0002079647560000156
和
Figure GDA0002079647560000157
表示为：
Figure GDA0002079647560000158
则第t个空时传输矩阵和时频传输矩阵可表示为：
Figure GDA0002079647560000159
其中式(20)表示在连续2时隙的第一个时隙里，激活第二根发射天线，在此激活天线上激活第二个子载波调制符号‘-1’；类似的，在第二个时隙里，激活第一根发射天线，在此激活天线上激活第一个子载波调制符号‘+1’。
由此可见，本发明提出的一种空频域调制***中的差分调制和解调方法，通过在发送端分别进行空时矩阵和时频矩阵的差分处理，然后将三维信息融合为一个二维矩阵进行传输，在接收端通过利用克罗内克积的性质推导出差分检测式，在发射端和接收端都不需要获取信道状态信息的前提下将发射比特解调出来。适用于任何空时频调制MIMO***。
下面将给出本发明的传输方案与现有的其它传输方案的比较，以使本发明的优势及特征更加明显。
图5给出了接收端分别配置1,2根天线，发射端配置2根发射天线，本发明应用实施例基于正交频分复用的差分空频调制***(Differential Spatial FrequencyModulation with Orthogonal Frequency Division Multiplexing，DSFM-OFDM)，与DSM传输***的性能对比分析图。DSM使用信号星座图BPSK，DSFM-OFDM使用信号星座图QPSK，二者保持相同的频谱效率1.5bps/Hz。特别的，设DSFM-OFDM有L＝2个子载波共分为一组，同时，DSM遵循的是单载波传输。由仿真结果可以看出，当分别配置1和2接收天线时，在高信噪比下，DSFM-OFDM的误码率性能优于DSM；除此之外，接收天线越大，这两个***之间的性能间隙越小。当BER为10-3，性能差从6dB降为1.5dB。在此传输频谱效率下，采用本发明实施例提供的技术方案后，高信噪比情况下性能可以得到显著提升，且随着接收天线的增加，性能优势更加显著。
图6给出了接收端配置3,4根天线，发射端配置2根发射天线，本发明应用实施例一基于正交频分复用的多组天线选择差分空频调制***(DSFM-OFDM-Multiple，DSFM-OFDM-M)，以及本发明应用实施例二基于正交频分复用的单组天线选择差分空频调制***(DSFM-OFDM-Single，DSFM-OFDM-S)与ISM-OFDM***在相同的频谱效率1.6bps/Hz下的性能对比分析图。假设ISM-OFDM***在接收端已知完美的信道状态信息。其中DSFM-OFDM-S***M＝[8,16]，表示对于每一组载子载波N＝2，第一载波和第二载波分别使用信号星座QPSK和8PSK。特别的，设L＝64个子载波共分为G＝32组；循环前缀长度为K＝16,v＝10，且MIMO频域选择性衰落信道服从零均值单位方差的复数高斯分布。同时噪声分布方差为N0＝1。由仿真结果可以看出，ISM-OFDM优于DSFM-OFDM-M和DSFM-OFDM-S。此外，当接收端配置4根接收天线BER为10-4时，ISM-OFDM分别超出DSFM-OFDM-S和DSFM-OFDM-M***5dB和4dB的性能差。但是我们这里假设的是ISM-OFDM***在接收端已知完美的信道状态估计，但事实上我们在调制中,接收端解调时需要尽可能精确的信道响应信息。然而,在某些情况下,我们可能难以获得足够精确的信道响应估计值。比如,在高速移动的场景下,信道响应改变得过快,信道估计精确程度难以保障。尽管***更多导频的有助于提高信道估计精确程度,但过多的导频会占用传输***过多的频谱资源,使频谱效率下降。又比如,为了降低接收端的复杂度,我们可能需要摒弃信道估计并且估计信道的好坏极大的影响了***的性能。所以本发明提出的一种应用于空频域***的差分调制与解调方法很好的规避了信道估计这个问题，具有较好的实用性。
以上所述，仅为本发明的具体实施方式，但是，本发明的保护范围不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替代，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应以所述权利要求的保护范围为准。

Claims (7)

1.空频域调制的一种差分调制和解调方法，其特征在于，所述方法包括：
S1：根据发射天线，对子载波进行分组，然后根据天线域、载波域和符号调制映射规则得到空时信号矩阵
Figure FDA0002946007130000011
和时频信号矩阵
Figure FDA0002946007130000012
S2：发送端将二维空时信号矩阵
Figure FDA0002946007130000013
和时频信号矩阵
Figure FDA0002946007130000014
分别经过差分编码设计得到空时传输矩阵
Figure FDA0002946007130000015
和时频传输矩阵
Figure FDA0002946007130000016
S3：将包含空域、时域和频域三维信息在内的空时传输矩阵
Figure FDA0002946007130000017
和时频传输矩阵
Figure FDA0002946007130000018
利用克罗内克积融合为一个二维传输矩阵
Figure FDA0002946007130000019
S4：利用二维信息的性质设计包含频域、发射天线和接收天线在内的信道矩阵
Figure FDA00029460071300000110
并进行信号矩阵
Figure FDA00029460071300000111
的传输，得到接收信号矩阵
Figure FDA00029460071300000112
S5：利用克罗内克积性质，以及发射端空时传输矩阵
Figure FDA00029460071300000113
和时频传输矩阵
Figure FDA00029460071300000114
的差分传输特性，推导得出相应的差分检测式，通过穷举搜索法，检测出发射空时信号矩阵
Figure FDA00029460071300000115
和时频信号矩阵
Figure FDA00029460071300000116
S6：基于天线域、载波域以及符号映射等规则逆映射得到检测矩阵
Figure FDA00029460071300000117
和
Figure FDA00029460071300000118
对应的比特序列。
2.根据权利要求1所述的空频域调制的一种差分调制和解调方法，其特征在于，所述步骤S1具体包括：
S11：根据发射天线Nt，对子载波数L进行分组，共G组，每组子载波数N＝L/G＝Nt，对于第g个子载波组，包含Nt个时隙的第t个传输块：
首先，
Figure FDA00029460071300000119
比特信息用来确定Nt个时隙的天线激活顺序，得到空时索引矩阵
Figure FDA00029460071300000120
其次，
Figure FDA00029460071300000121
比特信息用来确定包含N个时隙的载波激活顺序，得到时频索引矩阵
Figure FDA00029460071300000122
最后，b3＝Nlog2(M)比特信息映射成N个M-PSK调制符号
Figure FDA00029460071300000123
决定
Figure FDA00029460071300000124
中N个符号；
S22：空时传输矩阵
Figure FDA0002946007130000021
和时频传输矩阵
Figure FDA0002946007130000022
分别为：
Figure FDA0002946007130000023
Figure FDA0002946007130000024
3.根据权利要求1所述的空频域调制的一种差分调制和解调方法，其特征在于，所述步骤S2具体包括：
设置初始的空时传输矩阵
Figure FDA0002946007130000025
和时频传输矩阵
Figure FDA0002946007130000026
分别为
Figure FDA0002946007130000027
其中
Figure FDA0002946007130000028
为N×N维的单位矩阵；其中
Figure FDA0002946007130000029
和
Figure FDA00029460071300000210
可以为任意一个属于发射调制空间的发射信号矩阵，且发射
Figure FDA00029460071300000211
和
Figure FDA00029460071300000212
不传达任何比特信息；则发射端经差分传输可得到第g个载波组的第t个空时传输矩阵
Figure FDA00029460071300000213
和时频传输矩阵
Figure FDA00029460071300000214
Figure FDA00029460071300000215
Figure FDA00029460071300000216
4.根据权利要求1所述的空频域调制的一种差分调制和解调方法，其特征在于，所述步骤S3具体包括：
将包含空域、时域和频域三维信息在内的空时传输矩阵
Figure FDA00029460071300000217
和时频传输矩阵
Figure FDA00029460071300000218
利用克罗内克积融合为一个二维传输矩阵
Figure FDA00029460071300000219
Figure FDA00029460071300000220
其中
Figure FDA00029460071300000221
为克罗内克积。
5.根据权利要求1所述的空频域调制的一种差分调制和解调方法，其特征在于，所述步骤S4具体包括：
利用二维传输矩阵特征设计包含频域、发射天线和接收天线在内的信道矩阵
Figure FDA00029460071300000222
并进行信号矩阵
Figure FDA00029460071300000223
的传输，得到接收信号矩阵
Figure FDA00029460071300000224
Figure FDA00029460071300000225
其中
Figure FDA00029460071300000226
为第g个子载波组的信道矩阵。
6.根据权利要求1所述的空频域调制的一种差分调制和解调方法，其特征在于，所述步骤S5具体包括：
利用克罗内克积性质，以及发射端空时传输矩阵
Figure FDA00029460071300000227
和时频传输矩阵
Figure FDA00029460071300000228
的差分传输特性，推导得出相应的差分检测式，通过穷举搜索法，检测出发射空时信号矩阵
Figure FDA0002946007130000031
和时频信号矩阵
Figure FDA0002946007130000032
检测式如下：
Figure FDA0002946007130000033
其中ψs和ψf分别代表
Figure FDA0002946007130000034
和
Figure FDA0002946007130000035
所有可能的信号矩阵。
7.根据权利要求1所述的空频域调制的一种差分调制和解调方法，其特征在于，所述步骤S6具体包括：
基于天线域、载波域以及符号映射等规则逆映射得到检测矩阵
Figure FDA0002946007130000036
和
Figure FDA0002946007130000037
对应的比特序列。
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