CN109873590A - 一种电动汽车用内嵌式永磁同步电机的弱磁扩速方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种电动汽车用内嵌式永磁同步电机的弱磁扩速方法，属于电机控制技术领域，该方法具体包括：在基速以下，即非弱磁状态，电机运行在恒转矩控制模式下：速度环经PI控制器输出定子电流i_s，d‑q轴电流给定值i_d ^*和i_q ^*根据MTPA算法计算得到；电压饱和判断：根据电流调节器输出电压的饱和程度来决定是否进入弱磁控制；当进入弱磁区域，电压反馈外环PI补偿器的输出值Δi_q补偿到MTPA算法输出值i_q‑T上形成q轴给定电流i_q ^*；而d轴给定电流i_d ^*则根据电机在不同的弱磁阶段经历由i_d0到i_d1再到i_d2的平滑切换，即电流矢量先从MTPA曲线切换到最大电流输出曲线，最后切换到MTPV曲线。本发明可以有效抑制电机在深度弱磁区域的电流和转矩振荡，提高了***的稳定性。

Description

一种电动汽车用内嵌式永磁同步电机的弱磁扩速方法

技术领域

本发明属于电动汽车用内嵌式永磁同步电机的控制技术领域，特别涉及一种抑制深度弱磁区电流和转矩振荡的弱磁扩速方法。

背景技术

在城市化和工业化发展加速的今天，日益严峻的能源短缺和环境污染成为制约我国可持续发展的突出问题，汽车作为人们日常生活中的主要出行方式，其产量与销量在不断提高；而传统汽车采用内燃机作为主动力，其能耗和碳排放量所占比重较大；新能源汽车采用电机作为牵引的主要动力，对实现全球可持续发展具有重要意义，也将是未来汽车行业的主要发展方向。

电动汽车通过电机驱动来完成车辆行驶，电机驱动及控制技术作为电动汽车的核心对整车性能影响重大，因此成为国内外研究学者及电动汽车厂商的研究重点。随着永磁材料、电力电子技术、自动控制理论及数字信号处理技术的不断发展和完善，永磁同步电机(PMSM)以其高转矩密度、高功率密度、高效率等优点，广泛应用于电动汽车等电力传动领域。其中，内嵌式永磁同步电机(IPMSM)永磁体嵌在转子铁心内部，结构上增强了可靠性；同时其具有凸极效应，能充分利用磁阻转矩；还可以降低永磁体励磁磁通，减小永磁体的体积，既有利于弱磁运行，提高扩速范围，又可降低成本。因此，现在的电动汽车牵引电机一般采用的都是内嵌式永磁同步电机。

优化控制策略对于高性能永磁同步电机驱动非常重要，但是传统的控制策略，包括id＝0控制和MTPA控制，只适用于基速以下的传统应用环境；在电动汽车等要求高转速运行的应用中，必须采用弱磁控制策略来实现永磁同步电机的基速以上恒功率运行。

基于传统电压反馈闭环的负i_d补偿法的弱磁控制策略被广泛运用于永磁电机以实现宽调速范围运行。此方法在传统的速度、电流双闭环的基础上增加了一个电流调节器输出电压反馈控制环节；在电机未进入弱磁状态时，电压反馈环节不工作，速度环经PI控制器输出定子电流i_s，然后经MTPA算法得到d轴电流给定值i_d ^*和q轴电流给定值i_q ^*，电流环调节器输出得到d轴和q轴的电压指令值u_d、u_q；在进入弱磁状态后，电压反馈环控制开始工作，它将极限电压值U_lim与d-q轴PI调节器输出的总电压矢量幅值的差值，经PI补偿器的到的输出值补偿至d轴电流，使d轴电流反向增加，即加大了弱磁磁场，从而实现了电机的弱磁控制。但此方法具有以下局限性：

1)无法实现MTPV控制

在深度弱磁区存在着以MTPV控制的弱磁Ⅱ区(即图1的BD段)。假设图1中转速为ω₂，电流矢量位于点B；随着转速继续提升，由于电压极限椭圆的进一步缩小，电流矢量有效运行区域将向D点缩进，而弱磁补偿器将继续负向增大d轴电流，其工作点反而向C点靠近，此时实际电流无法跟踪电流给定值，电流环调节器达到饱和，电流容易失控，转矩输出能力也将下降；所以随着弱磁深度的加深，传统的负i_d补偿电压反馈弱磁控制无法实现弱磁Ⅱ区的MTPV控制。

2)深度弱磁区电流、转矩振荡严重

进一步分析1)中的问题不难发现，传统负i_d补偿电压反馈弱磁控制的问题还在于，深度弱磁区的稳定性较差。如图1所示，随着电机转速的增加，电压极限椭圆收缩，电流工作点沿圆弧继续移动至C点，使电流工作点处的切线斜率进一步增大。斜率越大，说明i_d的微小变化将导致i_q的巨大变化；这相当于随着弱磁程度的加深以及电流工作点逼近C点，q轴电流环的增益将变得很大；这种巨大的增益加到控制***中，会使***的不稳定性增加，表现为电流和转矩振荡加强，进而导致两个电流调节器饱和。

发明内容

本发明的目的在于提供一种电动汽车用内嵌式永磁同步电机的弱磁扩速方法，该方法不依赖电机参数，并且能抑制电机在深度弱磁区域的电流和转矩振荡，提高***稳定性。

为解决本发明的技术问题，实现上述目的，所采用的技术方案为：一种电动汽车用内嵌式永磁同步电机的弱磁扩速方法采用基于电压反馈的负i_q补偿法，其特征在于，它包含以下步骤：

步骤1：在基速以下，即进入弱磁状态之前，电机运行在恒转矩控制模式下：

速度环经PI控制器输出定子电流i_s，d轴电流给定值i_d ^*和q轴电流给定值i_q ^*根据MTPA算法计算得到，i_d ^*、i_q ^*以及其实际反馈值i_d、i_q进行闭环控制，输出得到d轴和q轴的电压指令值u_d、u_q；

上述步骤1中经MTPA算法计算得到的d-q轴电流给定值i_d ^*和i_q ^*，即图2所示的i_d0和i_q-T由下式获得：

式中的ψ_f为永磁体磁链，L_d、L_q分别是d、q轴的电感分量；

步骤2：电压饱和判断：

根据电流调节器输出电压的饱和程度来决定是否进入弱磁控制，由电流环PI控制器的输出电压指令值，根据公式得到总电压矢量幅值，将极限电压值U_lim减去u_s后，得到差值若Δu<0，说明电机开始进入弱磁阶段；

所述步骤2中的极限电压U_lim是当直流母线电压V_dc不变时，由逆变器向电机所能提供的最大电压值；当采用空间矢量脉宽调制(SVPWM)策略时，极限电压

基速以下，电流调节器的输出电压幅值u_s≤U_lim，即Δu≥0时，电压反馈环节的PI补偿器不工作，其输出Δi_q＝0；

基速以上，电流调节器的输出电压幅值u_s>U_lim，即Δu<0时，电机进入弱磁状态，电压反馈环节的PI补偿器输出q轴弱磁电流补偿值Δi_q<0；

步骤3：电机进入弱磁状态后，电压反馈环节的PI补偿器输出值Δi_q直接补偿到MTPA算法输出的i_q-T上，补偿后为q轴给定电流i_q ^*；d轴给定电流i_d ^*取自i_d0，i_d1，i_d2中的值，随着i_q ^*的减小，i_d ^*经历了由i_d0到i_d1再到i_d2的切换，即电流矢量先从MTPA曲线切换到最大电流输出曲线上，进而切换到MTPV曲线上。

所述步骤3具体如下：

步骤3.1：开始进入弱磁控制时，电机运行在弱磁Ⅰ区；此时的q轴给定电流i_q ^*由电压反馈环节的PI补偿器输出值Δi_q补偿到MTPA算法输出的i_q-T上组成；d轴给定电流i_d ^*由i_d0切换到i_d1，式中的极限电流I_lim为由逆变器向电机所能提供的最大电流值，此阶段电机运行在最大电流输出曲线上；

步骤3.2：随着转速进一步的提升，电机将运行在弱磁Ⅱ区；此时的q轴给定电流i_q ^*继续由电压反馈环节的PI补偿器输出值Δi_q补偿到MTPA算法输出的i_q-T上组成；而d轴给定电流i_d ^*则由i_d1切换到i_d2，i_d2由MTPV算法获得：

此阶段电机将沿MTPV轨迹曲线运行，即电机在有限电压下的输出转矩和输出功率保持最大值。

总结上述技术方案，本发明相较于现有技术，其优点在于：

本发明所述的电动汽车用内嵌式永磁同步电机的弱磁扩速方法基于矢量控制***，不依赖于电机参数，采用电压外环反馈进行弱磁控制，电流环的d轴和q轴调节器是相互解耦的，d轴电流调节器负责对电机转子上的永磁体的弱磁控制和速度响应，q轴电流调节器负责满足电流极限圆与电压极限椭圆的约束条件，以及电机转矩的输出能力；并且该方法还能有效抑制内嵌式永磁同步电机深度弱磁控制中的电流和转矩振荡，提高***稳定性。

附图说明

图1为本发明电动汽车用内嵌式永磁同步电机d-q电流平面坐标系内的电压、电流约束图；

图2为本发明电动汽车用内嵌式永磁同步电机矢量弱磁控制***整体框图；

图3为本发明电动汽车用内嵌式永磁同步电机在全速段的定子电流矢量运行轨迹图；

图4为本发明的具体实施例中电机转速波形；

图5为本发明的具体实施例中d、q轴电流波形。

具体实施方式

为了使本发明的技术方案，用途及优点更加明确、清楚，以下结合附图并举实施例对本发明作进一步说明。应当指出，此处所述的具体实施例仅用作解释本发明，并不用于限定本发明。

本发明的目的在于克服现有技术的不足，提供一种电动汽车用内嵌式永磁同步电机的弱磁扩速方法，该方法简单易实现，不依赖于电机参数，采用基于电压反馈外环的负i_q补偿弱磁控制策略，能有效抑制内嵌式永磁同步电机深度弱磁控制中的电流和转矩振荡，提高***稳定性。

在同步旋转坐标d-q轴系下建立内嵌式永磁同步电动机的数学模型，其定子电压方程表示如下：

式中，u_d、u_q、i_d、i_q、L_d、L_q分别是d、q轴的电压、电流和电感分量；R_s、ψ_f、p、ω_e分别是定子电阻、永磁体磁链、微分算子和电角速度；

正弦稳态情况下，式(1)中电压、电流等物理量均为恒定值，且当电机在高速运行时，定子电阻所产生的压降可忽略不计，此时电机在中高速下的稳态电压方程可用式(2)表示；

当直流母线电压V_dc不变时，由逆变器向电机所能提供的极限电压U_lim和极限电流I_lim都将受到限制，因此d-q轴系中的电压、电流矢量的合成表达式及约束条件如式(3)和(4)所示；

当采用空间矢量脉宽调制(SVPWM)策略时，极限电压为

将式(2)与式(3)联立，可得式(5)；

对于内嵌式永磁同步电机而言，其L_d<L_q，在i_d-i_q平面坐标系下，式(8)为一个以原点为圆心的圆，即电流极限圆；式(9)为一系列以(-ψ_f/L_d，0)为中心的椭圆，即电压极限椭圆，由式(5)可知，随着电机转速的上升，电压极限椭圆将不断缩小，其对电流的约束将越来越强，如图1所示。

在基速以下，即进入弱磁状态之前，电机会运行在恒转矩区域，此时电机电压不会受逆变器电压输出的限制，对于内嵌式永磁同步电机来说，常采用MTPA(Maximum Torqueper Ampere)控制策略以充分利用其磁阻转矩，此时电机定子电流的工作点将运行在MTPA曲线上，对应图1或图3所示的OA段。

如图3所示，当ω_e＝ω₁时，即电机转速达到基速，电机电流工作点运行在A点，此时电流调节器处于饱和状态，若继续加速，电压极限椭圆会缩小，A点将落在电压圆外，故此时需要进行弱磁控制，使电流矢量工作点离开A点并沿AB段圆弧向B点移动，此时定子电压u_s减小，这样u_s<U_lim，电流调节器将退出饱和状态，***恢复对电流的控制能力，这样电机开始进入弱磁状态，AB段圆弧对应弱磁Ⅰ区，此过程中的电机保持最大电流输出；

在电流矢量到达B点后，定子电流矢量将转移至MTPV曲线上，即图3所示的CD段。其轨迹是电压圆和转矩曲线切点的连线，在有限的电压下输出转矩达到最大值。随着电机升速，其输出功率将减小，但仍保持以最大输出功率运行。图中的CD段对应弱磁Ⅱ区，此过程中的电机能保持最大功率输出。

本发明提供的一种电动汽车用内嵌式永磁同步电机的弱磁扩速方法采用基于电压反馈的负i_q补偿法，它包含以下步骤：

步骤1：在基速以下，即进入弱磁状态之前，电机运行在恒转矩控制模式下：

速度环经PI控制器输出定子电流i_s，d轴电流给定值i_d ^*和q轴电流给定值i_q ^*根据MTPA算法计算得到，i_d ^*、i_q ^*以及其实际反馈值i_d、i_q进行闭环控制，输出得到d轴和q轴的电压指令值u_d、u_q；

上述步骤1中经MTPA算法计算得到的d-q轴电流给定值i_d ^*和i_q ^*，即图2所示的i_d0和i_q-T由下式获得：

式中的ψ_f为永磁体磁链，L_d、L_q分别是d、q轴的电感分量；

步骤2：电压饱和判断：

根据电流调节器输出电压的饱和程度来决定是否进入弱磁控制，由电流环PI控制器的输出电压指令值，根据公式得到总电压矢量幅值，将极限电压值U_lim减去u_s后，得到差值若Δu<0，说明电机开始进入弱磁阶段；

所述步骤2中的极限电压U_lim是当直流母线电压V_dc不变时，由逆变器向电机所能提供的最大电压值；当采用空间矢量脉宽调制(SVPWM)策略时，极限电压

基速以下，电流调节器的输出电压幅值u_s≤U_lim，即Δu≥0时，电压反馈环节的PI补偿器不工作，其输出Δi_q＝0；

基速以上，电流调节器的输出电压幅值u_s>U_lim，即Δu<0时，电机进入弱磁状态，电压反馈环节的PI补偿器输出q轴弱磁电流补偿值Δi_q<0；

步骤3：电机进入弱磁状态后，电压反馈环节的PI补偿器输出值Δi_q直接补偿到MTPA算法输出的i_q-T上，补偿后为q轴给定电流i_q ^*；d轴给定电流i_d ^*取自i_d0，i_d1，i_d2中的值，随着i_q ^*的减小，i_d ^*经历了由i_d0到i_d1再到i_d2的切换，即电流矢量先从MTPA曲线切换到最大电流输出曲线上，进而切换到MTPV曲线上。

所述步骤3具体如下：

步骤3.1：开始进入弱磁控制时，电机运行在弱磁Ⅰ区；此时的q轴给定电流i_q ^*由电压反馈环节的PI补偿器输出值Δi_q补偿到MTPA算法输出的i_q-T上组成；d轴给定电流i_d ^*由i_d0切换到i_d1，式中的极限电流I_lim为由逆变器向电机所能提供的最大电流值，此阶段电机运行在最大电流输出曲线上；

步骤3.2：随着转速进一步的提升，电机将运行在弱磁Ⅱ区；此时的q轴给定电流i_q ^*继续由电压反馈环节的PI补偿器输出值Δi_q补偿到MTPA算法输出的i_q-T上组成；而d轴给定电流i_d ^*则由i_d1切换到i_d2，i_d2由MTPV算法获得：

此阶段电机将沿MTPV轨迹曲线运行，即电机在有限电压下的输出转矩和输出功率保持最大值。

为验证所提方法的有效性，将本发明所提出的采用基于电压反馈外环的负i_q补偿弱磁控制策略应用在图2所示的内嵌式永磁同步电机矢量控制***中进行仿真实验。

仿真实验中重要参数设置如下：***采样周期T_s＝2e-5s，逆变器直流母线电压V_dc＝311V，电压反馈外环极限电压U_lim＝179.6V，极限电流I_lim＝15A；内嵌式永磁同步电机参数为：极对数4，定子电阻R_s＝1.09Ω，永磁体磁链ψ_f＝0.0947Wb，d轴电感L_d＝8.77mH，q轴电感L_q＝8.77mH；额定转速ω_b＝2500r/min；控制***初始给定转速为8000r/min，给定负载为1.8N·m，在0.4s时刻负载转矩突变为2.5N·m，得到如图4和图5中的曲线所示的结果，仿真结果表明电机能较快达到给定转速，基本无超调，在弱磁升速过程中MTPV轨迹电流跟踪良好，电流波动小，加载时动态响应快，***具有良好的动态调节能力。

以上阐述的仅为本发明给出的一个较佳实施例，显然本发明不只是限于上述实施例，在不偏离本发明基本精神及不超出本发明实质内容所涉及范围的前提下对其可作种种变形加以实施。

Claims (4)

1.一种电动汽车用内嵌式永磁同步电机的弱磁扩速方法，其特征在于，包括以下步骤：

步骤1：在基速以下，即非弱磁状态，电机运行在恒转矩控制模式下：

速度环经PI控制器输出定子电流i_s，d轴电流给定值i_d ^*和q轴电流给定值i_q ^*根据MTPA算法计算得到，i_d ^*、i_q ^*以及其实际反馈值i_d、i_q进行闭环控制，输出得到d轴和q轴的电压指令值u_d、u_q；

步骤2：电压饱和判断：

根据电流调节器输出电压的饱和程度来决定是否进入弱磁控制，由电流环PI控制器的输出电压指令值，根据公式得到总电压矢量幅值，将极限电压值U_lim减去u_s后，得到差值若Δu<0，说明电机开始进入弱磁阶段；

步骤3：电机进入弱磁状态后，电压反馈环节的PI补偿器输出值Δi_q直接补偿到MTPA算法输出的i_q-T上，补偿后为q轴给定电流i_q ^*；d轴给定电流i_d ^*取自i_d0，i_d1，i_d2中的值，随着i_q ^*的减小，i_d ^*经历了由i_d0到i_d1再到i_d2的切换，即电流矢量先从MTPA曲线切换到最大电流输出曲线上，进而切换到MTPV曲线上。

2.根据权利要求1所述的一种电动汽车用内嵌式永磁同步电机的弱磁扩速方法，其特征在于，步骤1中所述的经MTPA算法计算得到的d-q轴电流给定值i_d ^*和i_q ^*，即i_d0和i_q-T由下式获得：

式中的ψ_f为永磁体磁链，L_d、L_q分别是d、q轴的电感分量；

3.根据权利要求1所述的一种电动汽车用内嵌式永磁同步电机的弱磁扩速方法，其特征在于，所述步骤2中的极限电压U_lim是当直流母线电压V_dc不变时，由逆变器向电机所能提供的最大电压值；当采用空间矢量脉宽调制(SVPWM)策略时，极限电压

基速以下，电流调节器的输出电压幅值u_s≤U_lim，即Δu≥0时，电压反馈环节的PI补偿器不工作，其输出Δi_q＝0；

基速以上，电流调节器的输出电压幅值u_s>U_lim，即Δu<0时，电机进入弱磁状态，电压反馈环节的PI补偿器输出q轴弱磁电流补偿值Δi_q<0。

4.根据权利要求1所述的一种电动汽车用内嵌式永磁同步电机的弱磁扩速方法，其特征在于，所述步骤3具体如下：

步骤3.1：开始进入弱磁控制时，电机运行在弱磁Ⅰ区；此时的q轴给定电流i_q ^*由电压反馈环节的PI补偿器输出值Δi_q补偿到MTPA算法输出的i_q-T上组成；d轴给定电流i_d ^*由i_d0切换到i_d1，式中的极限电流I_lim为由逆变器向电机所能提供的最大电流值，此阶段电机运行在最大电流输出曲线上；

步骤3.2：随着转速进一步的提升，电机将运行在弱磁Ⅱ区；此时的q轴给定电流i_q ^*继续由电压反馈环节的PI补偿器输出值Δi_q补偿到MTPA算法输出的i_q-T上组成；而d轴给定电流i_d ^*则由i_d1切换到i_d2，i_d2由MTPV算法获得：

此阶段电机将沿MTPV轨迹运行，在有限的电压下输出转矩和输出功率保持最大值。