CN109813455B - 一种cmos温度传感器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种CMOS温度传感器，包括：压控电流源使得第一支路和第二支路的电压降相等并向这两支路提供偏置电流I_BIAS，向第一状态的模数转换电路输出I_PTAT＝a·I_BIAS；在模数转换电路处于第二状态时向第三三极管输出I_PTAT2＝b·I_BIAS；第一支路中的第一三极管与第一电阻串联，第二支路中的补偿电阻与第二三极管的集电极及基极连接；第一开关电路与补偿电阻并联，在模数转换电路处于第一状态时导通，第二状态时关断。电压电流转换电路在模数转换电路处于第二状态时产生与V_BEQ3线性相关的I_CTAT；模数转换电路利用I_PTAT以及I_CTAT输出与温度线性相关的X以确定环境温度；第一三极管与第二三极管的面积比为P:1，第一电阻的阻值与补偿电阻的阻值相等。本申请避免了电流增益β降低导致的测试精度降低的情况。

Description

一种CMOS温度传感器

技术领域

本发明涉及传感器技术领域，特别是涉及一种CMOS温度传感器。

背景技术

CMOS(Complementary Metal-Oxide-Semiconductor，互补金属氧化物半导体)温度传感器应用广泛，例如在片上***的实时时钟产生电路中，需要采集准确的温度信息来进行温度补偿，在CPU设计中，也需要多点放置温度传感器进行温度的实时监测，从而动态调整芯片工作状态，防止过热情况的发生。

CMOS温度传感器中，基于BJT(Bipolar Junction Transistor，双极结型晶体管)的CMOS温度传感器由于物理特性稳定，精度高而应用最为广泛。一些常用的传感器可以通过模拟前端电路，利用BJT的温度特性将温度转换为和温度正相关或负相关的电流，再通过电流模式的连续时间sigma-delta ADC数字读出。

但是，随着工艺节点的缩小，寄生三极管作为传统CMOS温度传感器中最重要的感温器件，其特性却越来越差，三极管的重要指标参数之一电流增益β在一知名代工厂的55nmCMOS工艺下只有0.9左右，在28nm CMOS工艺下只有0.5左右。电流增益β的降低会影响CMOS温度传感器的精度。

例如图1的方案中，采用电流型连续时间delta-sigma ADC，将和温度正相关的电流I_PTAT和温度无关的电流I_con的比值转换为数字输出X，即X＝I_PTAT/I_con，I_con由I_PTAT和I_CTAT以一定比例叠加得到，I_CTAT和温度负相关。由于电流增益β的误差，导致了I_con的误差，进而使得数字输出X存在误差。

综上所述，如何在先进工艺下，避免由于电流增益β降低导致的CMOS温度传感器测试精度降低的情况，是目前本领域技术人员急需解决的技术问题。

发明内容

本发明的目的是提供一种CMOS温度传感器，以在先进工艺下，避免由于电流增益β降低导致的CMOS温度传感器测试精度降低的情况。

为解决上述技术问题，本发明提供如下技术方案：

一种CMOS温度传感器，包括：I_PTAT产生电路，第三三极管，电压电流转换电路以及模数转换电路，所述I_PTAT产生电路包括压控电流源、与所述压控电流源连接的第一支路以及与所述压控电流源连接的第二支路；

所述第一支路包括第一三极管以及与所述第一三极管串联的第一电阻，所述第二支路包括第二三极管，补偿电阻以及第一开关电路，所述补偿电阻的第一端与所述第二三极管的集电极连接，第二端与所述第二三极管的基极连接；所述第一开关电路与所述补偿电阻并联，在所述模数转换电路处于第一状态时处于导通状态，在所述模数转换电路处于第二状态时处于关断状态；

所述压控电流源使得所述第一支路和所述第二支路的电压降相等，并向所述第一支路和所述第二支路提供偏置电流I_BIAS，并在所述模数转换电路处于第一状态时向所述模数转换电路输出与绝对温度正相关电流I_PTAT，I_PTAT＝a·I_BIAS；在所述模数转换电路处于第二状态时向所述第三三极管输出带补偿的偏置电流I_PTAT2，I_PTAT2＝b·I_BIAS；a和b均为预设常数；

所述电压电流转换电路与所述第三三极管的电流输入端以及所述模数转换电路均连接，用于在所述模数转换电路处于第二状态时，产生与V_BEQ3线性相关的与绝对温度互补电流I_CTAT；

所述模数转换电路，用于利用所述I_PTAT以及所述I_CTAT输出与温度线性相关的X，以通过所述X确定出环境温度；

其中，所述第一三极管与所述第二三极管的面积比为P:1，且P≠1，所述第一电阻的阻值R₁与所述补偿电阻的阻值R_βb相等，V_BEQ3为所述第三三极管的基极与发射极之间的压降绝对值。

优选的，所述模数转换电路包括：

第一端与所述压控电流源连接，第二端与所述电压电流转换电路连接，第三端与第一电容的第一端以及比较器的第一输入端连接，控制端与所述比较器的输出端连接的控制电路，用于当控制端接收第一信号时，将自身第一端与自身第三端导通，当控制端接收第二信号时，将自身第二端与自身第三端导通；

第二端接地的所述第一电容；

第二输入端接收预设电压V_REF的所述比较器；

与所述比较器的输出端连接，用于利用比较器的输出确定出与温度线性相关的X，以通过所述X确定出环境温度的后级电路。

优选的，所述X表示为：

所述M为所述第一电容的放电时间，所述N为所述第一电容的充电时间。

优选的，所述第一三极管，所述第二三极管以及所述第三三极管均为PNP型三极管，所述第一电阻的第一端与所述压控电流源连接，所述第一电阻的第二端与所述第一三极管的发射极连接；所述第一三极管的基极以及集电极均接地；所述第二三极管的发射极与所述压控电流源连接，集电极接地；所述第三三极管的发射极与所述压控电流源连接，基极以及集电极均接地；

所述压控电流源包括：

源极与第一电源连接，栅极与第一运放的输出端连接，漏极与所述第一电阻的第一端连接的第一PMOS管；

源极与所述第一电源连接，栅极与所述第一运放的输出端连接，漏极与所述第二三极管的发射极连接的第二PMOS管；

源极与所述第一电源连接，栅极与所述第一运放的输出端连接，漏极与所述第三三极管的发射极连接的第三PMOS管；

源极与所述第一电源连接，栅极与所述第一运放的输出端连接，漏极用于在所述模数转换电路处于第一状态时向所述模数转换电路输出所述I_PTAT的第四PMOS管；

同相输入端与所述第一电阻的第一端连接，反相输入端与所述第二三极管的发射极连接的所述第一运放，用于通过反馈使得同相输入端与反相输入端的电位相同，且通过输出端输出控制电压以使所述压控电流源向所述第一支路以及所述第二支路输出所述I_BIAS，并在所述模数转换电路处于第一状态时向所述模数转换电路输出与绝对温度正相关电流I_PTAT，I_PTAT＝a·I_BIAS；在所述模数转换电路处于第二状态时向所述第三三极管输出带补偿的偏置电流I_PTAT2，I_PTAT2＝b·I_BIAS；且a和b的取值均为1。

优选的，所述电压电流转换电路包括：

同相输入端与所述第三三极管的发射极连接，反相输入端与第三电阻的第一端连接，输出端与第一NMOS管的栅极连接的第二运放；

第二端接地的所述第三电阻；

源极与所述第三电阻的第一端连接，漏极与所述模数转换电路连接的所述第一NMOS管。

优选的，还包括：用于对所述第一运放以及所述第二运放进行斩波控制的斩波控制电路。

优选的，还包括：用于对所述第一PMOS管，所述第二PMOS管，所述第三PMOS管以及所述第四PMOS管进行动态元件匹配的动态元件匹配电路。

优选的，还包括阻抗提高电路，所述阻抗提高电路包括：

源极与所述第一PMOS管的漏极连接，栅极用于接收偏置电压V_BP，漏极与所述第一电阻的第一端连接的第五PMOS管；

源极与所述第二PMOS管的漏极连接，栅极用于接收所述偏置电压V_BP，漏极与所述第二三极管的发射极连接的第六PMOS管；

源极与所述第三PMOS管的漏极连接，栅极用于接收所述偏置电压V_BP，漏极与所述第三三极管的发射极连接的第七PMOS管；

源极与所述第四PMOS管的漏极连接，栅极用于接收所述偏置电压V_BP，漏极用于在所述模数转换电路处于第一状态时向所述模数转换电路输出所述I_PTAT的第八PMOS管。

优选的，还包括：

源极与所述第一电源连接，栅极以及漏极均与第三开关电路的第一端连接的第九PMOS管；

第二端与所述第一NMOS管连接的所述第三开关电路，当所述模数转换电路处于第一状态时，所述第三开关电路处于导通状态，当所述模数转换电路处于第二状态时，所述第三开关电路处于关断状态。

本申请的方案中，第一三极管，第二三极管均接收到压控电流源输出的I_BIAS。根据三极管特性可知，

V_BEQ1指的是第一三极管的基极与发射极之间的压降绝对值，相应的，

由于第一支路和第二支路的电压降相等。并且由于本申请的补偿电阻的第一端与第二三极管的集电极连接，第二端与第二三极管的基极连接，因此可知

第一开关电路在模数转换电路处于第二状态时处于关断状态。便可以得知，在模数转换电路处于第二状态时，

第一电阻的阻值R₁与补偿电阻的阻值R_βb相等，因此

由于在模数转换电路处于第二状态时，第三三极管接收到带补偿的偏置电流I_PTAT2，I_PTAT2＝b·I_BIAS，因此，

即在模数转换电路处于第二状态时，V_BEQ3是一个与电流增益β无关的量。电压电流转换电路在模数转换电路处于第二状态时，产生与V_BEQ3线性相关的I_CTAT。因此，在模数转换电路处于第二状态时，I_CTAT和β无关。当模数转换电路处于第一状态时，第一开关电路处于导通状态，补偿电阻被短路，因此V_BEQ1+R₁·I_BIAS＝V_BEQ2，进而可知

因此，在模数转换电路处于第一状态时，I_PTAT和β无关。由于压控电流源在模数转换电路处于第一状态时向模数转换电路输出I_PTAT；电压电流转换电路在模数转换电路处于第二状态时产生I_CTAT；模数转换电路便可以利用I_PTAT与I_CTAT输出与温度线性相关的X，进而可以通过X确定出环境温度。可以看出，由于模数转换电路的输出X与β无关，因此，本申请的方案避免了在先进工艺下，由于电流增益β降低导致的CMOS温度传感器测试精度降低的情况。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为现有技术中一种温度传感器的***结构示意图；

图2为本发明中CMOS温度传感器的一种结构示意图；

图3为本发明中电流产生电路的一种结构示意图；

图4为本发明中电流产生电路的另一种结构示意图；

图5为本发明中模数转换电路的一种结构示意图；

图6为本发明中CMOS温度传感器的另一种结构示意图。

具体实施方式

本发明的核心是提供一种CMOS温度传感器，避免了在先进工艺下，由于电流增益β降低导致的CMOS温度传感器测试精度降低的情况。

为了使本技术领域的人员更好地理解本发明方案，下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步的详细说明。显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

请参考图2，图2为本发明中一种CMOS温度传感器的结构示意图，该CMOS温度传感器包括：I_PTAT产生电路，第三三极管Q3，电压电流转换电路30以及模数转换电路40，I_PTAT产生电路包括压控电流源10、与压控电流源10连接的第一支路以及与压控电流源10连接的第二支路；

第一支路包括第一三极管Q1以及与第一三极管Q1串联的第一电阻R1，第二支路包括第二三极管Q2，补偿电阻R_βb以及第一开关电路20；

补偿电阻R_βb的第一端与第二三极管Q2的集电极连接，第二端与第二三极管Q2的基极连接；

第一开关电路20与补偿电阻R_βb并联，在模数转换电路40处于第一状态时处于导通状态，在模数转换电路40处于第二状态时处于关断状态。

需要说明的是，在现有技术中也有I_PTAT产生电路，通常会包括压控电流源10、第一电阻R1、第一三极管Q1以及第二三极管Q2，并且，压控电流源的两个电流输出端的电位是相同的，即与压控电流源10连接的两个支路具有相同的电压降。本申请的方案，进一步地I_PTAT产生电路中设置了补偿电阻R_βb以及第一开关电路20。

压控电流源10使得第一支路和第二支路的电压降相等，并向第一支路和第二支路提供偏置电流I_BIAS，并在模数转换电路40处于第一状态时向模数转换电路40输出与绝对温度正相关电流I_PTAT，I_PTAT＝a·I_BIAS；在模数转换电路40处于第二状态时向第三三极管Q3输出带补偿的偏置电流I_PTAT2，I_PTAT2＝b·I_BIAS；a和b均为预设常数。

PTAT(proportional to absolute temperature，与绝对温度正相关)，由于压控电流源10需要向多个接收端输出电流，通常可以为电流镜结构，即在实际应用中，压控电流源10在模数转换电路40处于第一状态时，通常向模数转换电路40输出的电流I_PTAT＝I_BIAS，而在模数转换电路40处于第二状态时，通常向第三三极管Q3输出的电流I_PTAT2＝I_BIAS；即a和b通常为1。当然，在其他实施方式中，压控电流源10可以有其他结构设置，使得a和b具有其他取值，并不影响本发明的实施。在本申请的图3，图4以及图6中，压控电流源10均为电流镜结构，a和b均是取值为1。

本申请的方案中，第一三极管Q1，第二三极管Q2以及第三三极管Q3可以均为NPN型三极管，也可以均为PNP型号三极管。例如图3的实施方式中，这三个三极管均为PNP三极管，而图4的实施方式中，这三个三极管均为NPN型三极管。

第一电阻R1与第一三极管Q1串联，需要说明的是，图4中的第一电阻R1与第一三极管Q1的集电极连接，在其他实施方式中，也可以将第一电阻R1设置在图4中的第一三极管Q1的发射极与地之间。此外，无论第二三极管Q2是NPN型三极管还是PNP型三极管，本申请的补偿电阻R_βb均是与第二三极管Q2的集电极以及第二三极管Q2的基极连接。

需要指出的是，由于在实际应用中，PNP型三极管在先进工艺下电流增益β降低的幅度较大，而NPN型三极管的电流增益β降低的幅度较小，因此本申请的方案通常针对的是PNP型号的三极管，即本申请常用的是图3的实施方式。

在图3的实施方式中，第一电阻R1的第一端与压控电流源10连接，第一电阻R1的第二端与第一三极管Q1的发射极连接；第一三极管Q1的基极以及集电极均接地；第二三极管Q2的发射极与压控电流源10连接，集电极接地；第三三极管Q3的发射极与压控电流源10连接，基极以及集电极均接地。

由于本申请设置的补偿电阻R_βb，使得压控电流源10的第一电流输出端的电位为

第二电流输出端的电位为

即第一支路的电压降等于

第二支路的电压降等于

由于第一支路和第二支路的电压降相等，因此可以得出

为第一电阻R1的电压降，

为补偿电阻R_βb的电压降。

在模数转换电路40处于第二状态时，第一开关电路20处于关断状态。第一开关电路20的具体电路构成可以根据实际需要进行设定和调整，本申请的图3，图4以及图6中，用开关SW1表示第一开关电路20，即模数转换电路40处于第一状态时SW1闭合，模数转换电路40处于第二状态时SW1关断。

三极管的基极和发射极之间的电压差V_BE可以表示为：

其中，k为玻尔兹曼常数，T为绝对温度，q为电荷常数，I_S为饱和电流，与三极管尺寸有关，β为电流增益，I_C为三极管集电极电流，I_E为三极管发射极电流。

由于本申请常用的是PNP型三极管，因此下文以图3的实施方式为例进行说明，对于NPN型三极管，原理与之参照即可。

在图3中，

V_BEQ1为第一三极管Q1的基极与第一三极管Q1的发射极之间的压降绝对值，对于图3的实施方式而言，将第一三极管Q1的发射极电位减去第一三极管Q1的基极电位即可得V_BEQ1，对于图4的NPN型实施例而言，将第一三极管Q1的基极电位减去发射极电位即得V_BEQ1。

相应的，第二三极管Q2的基极与发射极之间的压降绝对值

由于第一三极管Q1与第二三极管Q2的面积比为P:1，且P≠1，因此I_SQ1＝P·I_SQ2。需要说明的是，在实际应用中，可以用一个三极管作为第一三极管Q1，其面积是第二三极管Q2的P倍，也可以将多个三极管并联，等效为本申请所需的第一三极管Q1。在实际应用中通常是将P个三极管并联，等效为本申请所需的第一三极管Q1，并联的这P个三极管，每一个均是与第二三极管Q2为相同尺寸型号的三极管。此外，三极管的尺寸对电流增益影响较低，且本申请使用同类型的三极管，因此可以近似认为第一三极管Q1的电流增益β与第二三极管Q2的相同。

第一开关电路20与补偿电阻R_βb并联，在模数转换电路40处于第二状态时处于关断状态，因此

也就是说：

由于，第一电阻R1的阻值R₁与补偿电阻R_βb的阻值R_βb相等，可以得知，在模数转换电路40处于第二状态时，

由于在模数转换电路40处于第二状态时，第三三极管Q3接收到带补偿的偏置电流I_PTAT2，I_PTAT2＝b·I_BIAS，因此，此时第三三极管Q3的基极与第三三极管Q3的发射极之间的管压降

可以看出，V_BEQ3与电流增益β无关。

相应的，当模数转换电路40处于第一状态时，补偿电阻R_βb被短路，即此时

因此V_BEQ1+R₁·I_BIAS＝V_BEQ2，

即当模数转换电路40处于第一状态时，I_PTAT与电流增益β无关。

电压电流转换电路30与第三三极管Q3的电流输入端以及模数转换电路40均连接，用于在模数转换电路40处于第二状态时，产生与V_BEQ3线性相关的电流I_CTAT。

由于在模数转换电路40处于第二状态时，电压电流转换电路30可以产生与V_BEQ3线性相关的电流I_CTAT，因此在模数转换电路40处于第二状态时，I_CTAT与电流增益β无关。CTAT(Complementary to absolute temperature，与绝对温度互补)表示的是电流I_CTAT与绝对温度负相关。

模数转换电路40，用于利用I_PTAT以及I_CTAT输出与温度线性相关的X，以通过X确定出环境温度。

由于模数转换电路40在第一状态时可以接收与电流增益β无关的I_PTAT，而在第二状态时，电压电流转换电路30可以产生与电流增益β无关的电流I_CTAT，因此模数转换电路40便可以利用I_PTAT以及I_CTAT输出与温度线性相关的X，X不受电流增益β的影响，利用I_PTAT以及I_CTAT输出与温度线性相关的X的具体方式可以根据实际需要进行设定和调整，即模数转换电路40的具体构成可以根据实际需要进行设定和调整。

通过X可以确定出传感器监测到的环境温度，当然，该环境温度也就是第一三极管Q1，第二三极管Q2的温度以及第三三极管Q3的温度。

在本发明一种具体实施方式中，模数转换电路40可以包括：

第一端与压控电流源10连接，第二端与电压电流转换电路30连接，第三端与第一电容C的第一端以及比较器的第一输入端连接，控制端与比较器的输出端连接的控制电路，用于当控制端接收第一信号时，将自身第一端与自身第三端导通，当控制端接收第二信号时，将自身第二端与自身第三端导通；

第二端接地的第一电容C；

第二输入端接收预设电压V_REF的比较器；

与比较器的输出端连接，用于利用比较器的输出确定出与温度线性相关的X，以通过X确定出环境温度的后级电路。

该种实施方式中，可参见图5，采用第一电容C作为积分器，模数转换电路40的第一状态也就是第一电容C的充电状态，而模数转换电路40的第二状态也就是第一电容C的放电状态。

需要说明的是，在图5中并未示出控制电路，而是用一个单刀双掷开关来体现控制电路的切换功能，同时用比较器的输出端引出的虚线表示控制电路的切换逻辑。通过比较器的输出BS进行反馈控制，从而利用I_PTAT以及I_CTAT实现第一电容C的充放电。

进一步的，可以用M表示第一电容C的放电时间，此时比较器输出高电平，N表示第一电容C的充电时间，此时比较器输出低电平。由于第一电容C的充放电平衡，可知

在一种具体实施方式中，模数转换电路40的输出X可以为放电时间与总时间的比值，即X表示可以为：

通过设计I_PTAT和I_CTAT的比例，可以使得I_PTAT+I_CTAT为定值，也就使得X与温度线性相关。例如当I_PTAT和I_CTAT的产生电路如图3所示时，则可以通过设置第一电阻R1以及第三电阻R3的阻值，实现对I_PTAT和I_CTAT的比例的设定。

预设电压V_REF的数值可以根据实际需要进行设定，对于比较器，采用简单的动态比较器即可满足精度要求，降低成本。此外，数字滤波器的输出可做成可调，例如12-15bit可调，以适应不同场合中的需求。与比较器的输出端连接的后级电路中，图5仅示出了数字滤波器，在其他实施方式中，可以根据需要设置其他的电路结构，并不影响本发明的实施。

应用本发明实施例所提供的方案，第一三极管，第二三极管均接收到压控电流源输出的I_BIAS。根据三极管特性可知，

V_BEQ1指的是第一三极管的基极与发射极之间的压降绝对值，相应的，

由于第一支路和第二支路的电压降相等。并且由于本申请的补偿电阻的第一端与第二三极管的集电极连接，第二端与第二三极管的基极连接，因此可知

第一开关电路在模数转换电路处于第二状态时处于关断状态。便可以得知，在模数转换电路处于第二状态时，

第一电阻的阻值R₁与补偿电阻的阻值R_βb相等，因此

由于在模数转换电路处于第二状态时，第三三极管接收到带补偿的偏置电流I_PTAT2，I_PTAT2＝b·I_BIAS，因此，

即在模数转换电路处于第二状态时，V_BEQ3是一个与电流增益β无关的量。电压电流转换电路在模数转换电路处于第二状态时，产生与V_BEQ3线性相关的I_CTAT。因此，在模数转换电路处于第二状态时，I_CTAT和β无关。当模数转换电路处于第一状态时，第一开关电路处于导通状态，补偿电阻被短路，因此V_BEQ1+R₁·I_BIAS＝V_BEQ2，进而可知

因此，在模数转换电路处于第一状态时，I_PTAT和β无关。由于压控电流源在模数转换电路处于第一状态时向模数转换电路输出I_PTAT；电压电流转换电路在模数转换电路处于第二状态时产生I_CTAT；模数转换电路便可以利用I_PTAT与I_CTAT输出与温度线性相关的X，进而可以通过X确定出环境温度。可以看出，由于模数转换电路的输出X与β无关，因此，本申请的方案避免了在先进工艺下，由于电流增益β降低导致的CMOS温度传感器测试精度降低的情况。

在本发明的一种具体实施方式中，第一三极管Q1，第二三极管Q2以及第三三极管Q3均为PNP型三极管；压控电流源10包括：

源极与第一电源连接，栅极与第一运放A1的输出端连接，漏极与第一电阻R1的第一端连接的第一PMOS管M_P1；

源极与第一电源连接，栅极与第一运放A1的输出端连接，漏极与第二三极管Q2的发射极连接的第二PMOS管M_P2；

源极与第一电源连接，栅极与第一运放A1的输出端连接，漏极与第三三极管Q3的发射极连接的第三PMOS管M_P3；

源极与第一电源连接，栅极与第一运放A1的输出端连接，漏极用于在模数转换电路40处于第一状态时向模数转换电路40输出I_PTAT的第四PMOS管M_P4；

同相输入端与第一电阻R1的第一端连接，反相输入端与第二三极管Q3的发射极连接的第一运放A1，用于通过反馈使得同相输入端与反相输入端的电位相同，且通过输出端输出控制电压以使压控电流源10向第一支路以及第二支路输出I_BIAS，并在模数转换电路40处于第一状态时向模数转换电路40输出与绝对温度正相关电流I_PTAT，I_PTAT＝a·I_BIAS；在模数转换电路40处于第二状态时向第三三极管Q3输出带补偿的偏置电流I_PTAT2，I_PTAT2＝b·I_BIAS；且该种实施方式中a和b的取值均为1。

该种实施方式中，采用四个PMOS管，一个运放以及第一电源构成压控电流源10，电路结构较为简单，方便本方案的应用。这四个MOS管可以为相同尺寸型号的MOS管，以实现精确的电流复制。

还需要说明的是，由于要使得与压控电流源10连接的第一支路以及第二支路具有相同的电压降，常用的方案就是该种实施方式中利用运放的“虚短”原理来实现。即第一运放A1通过反馈使得其同相输入端与反相输入端的电位相同，且通过输出端输出控制电压至这四个PMOS管的栅极，使得压控电流源10产生I_BIAS，即，使得第一PMOS管M_P1和第二PMOS管M_P2输出I_BIAS。

在图4中，第一运放A1的同相输入端作为压控电流源10的第一电流输出端，并与第一电阻R1连接，如前文描述，对于图4中的NPN型的第一三极管Q1，当第一电阻R1设置在第一三极管Q1的发射极与地之间时，则可以将第一运放A1的同相输入端与NPN型的第一三极管Q1的集电极连接。

第一运放A1的反相输入端作为压控电流源10的第二电流输出端，与第二三极管Q2的电流输入端连接，对于图3中的PNP型三极管而言，该电流输入端指的是其发射极，对于图4而言则为集电极。

由于第一运放A1通过反馈使其同相输入端与反相输入端的电位相同，并且本申请设置了补偿电阻R_βb，因此可以得出

进一步的，考虑到工艺偏差，这四个PMOS管的尺寸不可能完全和设计值一致，因此在一种具体实施方式中，还可以包括：用于对第一PMOS管M_P1，第二PMOS管M_P2，第三PMOS管M_P3以及第四PMOS管M_P4进行动态元件匹配的动态元件匹配电路。在图6中，用DEM control表示动态元件匹配电路的动态元件匹配这一功能，通过进行动态元件匹配，有利于进一步实现精确的电流复制，降低失配影响。

在本发明的一种具体实施方式中，电压电流转换电路30包括：

同相输入端与第三三极管Q3的发射极连接，反相输入端与第三电阻R3的第一端连接，输出端与第一NMOS管的栅极连接的第二运放A2；

第二端接地的第三电阻R3；

源极与第三电阻R3的第一端连接，漏极与模数转换电路40连接的第一NMOS管M_N1。

电压电流转换电路30需要在模数转换电路40处于第二状态时产生与V_BEQ3线性相关的电流I_CTAT，该种实施方式中，通过第二运放A2以及第三电阻R3，在负反馈作用下实现电压电流转换，结构简单，

当然，在其他实施方式中，可以根据实际需要设置其他形式的电压电流转换电路30。需要说明的是，在图3以及图6中，第二运放A2的同相输入端标示出的电压V_BE即为V_BEQ3，即第三三极管Q3的基极与发射极之间的压降绝对值。

进一步的，还可以包括：用于对第一运放A1以及第二运放A2进行斩波控制的斩波控制电路。图6中用chopping表示斩波控制电路对第一运放A1以及第二运放A2进行斩波控制，从而减小失调。

还需要说明的是，由于在模数转换电路40处于第二状态时才需要利用I_CTAT，因此在低功耗需求的场合中，在模数转换电路40处于第一状态时，第三三极管Q3以及第二运放A2可以掉电，并不影响模数转换电路40处于第一状态时的I_PTAT的准确度。

在本发明的一种具体实施方式中，考虑到理想电流镜的输出阻抗是无穷大的，使得改变输出电压时电流没有变化，如果输出阻抗不够高，复制的电流也不一样，就会影响精度。因此，可以设置阻抗提高电路。

阻抗提高电路的具体电路构成可以根据实际需要进行设定和调整，例如在图6的实施方式中，阻抗提高电路包括：

源极与第一PMOS管的漏极连接，栅极用于接收偏置电压V_BP，漏极与第一电阻R1的第一端连接的第五PMOS管M_P5；

源极与第二PMOS管的漏极连接，栅极用于接收偏置电压V_BP，漏极与第二三极管Q2的发射极连接的第六PMOS管M_P6；

源极与第三PMOS管的漏极连接，栅极用于接收偏置电压V_BP，漏极与第三三极管Q3的发射极连接的第七PMOS管M_P7；

源极与第四PMOS管的漏极连接，栅极用于接收偏置电压V_BP，漏极用于在模数转换电路40处于第一状态时向模数转换电路40输出I_PTAT的第八PMOS管M_P8。

偏置电压V_BP的取值可以根据需要进行设定。该种实施方式中串联四个PMOS管，可以极大地提高阻抗，也就提高了复制的电流的精度，特别是提高了输出至第三三极管Q3以及模数转换电路40的电流精度。

在本发明的一种具体实施方式中，还包括：

源极与第一电源连接，栅极以及漏极均与第三开关电路的第一端连接的第九PMOS管M_P9；

第二端与第一NMOS管连接的第三开关电路，当模数转换电路40处于第一状态时，第三开关电路处于导通状态，当模数转换电路40处于第二状态时，第三开关电路处于关断状态。

第三开关电路在图6中表示为SW3，考虑到当模数转换电路40进行状态切换时，即第一电容C进行充放电的切换时，第一NMOS管M_N1的漏极电压存在突变。具体的，第一电容C处于充电状态时，SW2与第一NMOS管M_N1断开，第一NMOS管M_N1工作在截止区，此时其漏极电压接近GND，当第一电容C通过第一NMOS管M_N1放电时，第一NMOS管M_N1工作在饱和区，其漏极电压从GND跳变到第一电容C的上极板电压，跳变会引入瞬间的大电流，进而会引起检测误差。

该种实施方式中，增加了第九PMOS管M_P9以及第三开关电路，模数转换电路40处于第一状态时，第三开关电路处于导通状态，第一NMOS管工作在饱和区。模数转换电路40处于第二状态时，第三开关电路处于关断状态，第一电容C通过第一NMOS管M_N1放电，第一NMOS管M_N1也是工作在饱和区。由于工作状态不变，漏极电压跳变很小，也就降低了跳变导致的检测误差。

此外，在图6的实施方式中，比较器的预设电压V_REF可通过简单的MOS管级联分压产生，减小成本。

还需要说明的是，在本文中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。

专业人员还可以进一步意识到，结合本文中所公开的实施例描述的各示例的单元及算法步骤，能够以电子硬件、计算机软件或者二者的结合来实现，为了清楚地说明硬件和软件的可互换性，在上述说明中已经按照功能一般性地描述了各示例的组成及步骤。这些功能究竟以硬件还是软件方式来执行，取决于技术方案的特定应用和设计约束条件。专业技术人员可以对每个特定的应用来使用不同方法来实现所描述的功能，但是这种实现不应认为超出本发明的范围。

本文中应用了具体个例对本发明的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的技术方案及其核心思想。应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以对本发明进行若干改进和修饰，这些改进和修饰也落入本发明权利要求的保护范围内。

Claims (8)

1.一种CMOS温度传感器，其特征在于，包括：I_PTAT产生电路，第三三极管，电压电流转换电路以及模数转换电路，所述I_PTAT产生电路包括压控电流源、与所述压控电流源连接的第一支路以及与所述压控电流源连接的第二支路；

所述第一支路包括第一三极管以及与所述第一三极管串联的第一电阻，所述第二支路包括第二三极管，补偿电阻以及第一开关电路，所述补偿电阻的第一端与所述第二三极管的集电极连接，第二端与所述第二三极管的基极连接；所述第一开关电路与所述补偿电阻并联，在所述模数转换电路处于第一状态时处于导通状态，在所述模数转换电路处于第二状态时处于关断状态；

所述压控电流源使得所述第一支路和所述第二支路的电压降相等，并向所述第一支路和所述第二支路提供偏置电流I_BIAS，并在所述模数转换电路处于第一状态时向所述模数转换电路输出与绝对温度正相关电流I_PTAT，I_PTAT＝a·I_BIAS；在所述模数转换电路处于第二状态时向所述第三三极管输出带补偿的偏置电流I_PTAT2，I_PTAT2＝b·I_BIAS；a和b均为预设常数；

所述电压电流转换电路与所述第三三极管的电流输入端以及所述模数转换电路均连接，用于在所述模数转换电路处于第二状态时，产生与V_BEQ3线性相关的与绝对温度互补电流I_CTAT；

所述模数转换电路，用于利用所述I_PTAT以及所述I_CTAT输出与温度线性相关的X，以通过所述X确定出环境温度；

其中，所述第一三极管与所述第二三极管的面积比为P:1，且P≠1，所述第一电阻的阻值R₁与所述补偿电阻的阻值R_βb相等，V_BEQ3为所述第三三极管的基极与发射极之间的压降绝对值；

所述模数转换电路包括：

第一端与所述压控电流源连接，第二端与所述电压电流转换电路连接，第三端与第一电容的第一端以及比较器的第一输入端连接，控制端与所述比较器的输出端连接的控制电路，用于当控制端接收第一信号时，将自身第一端与自身第三端导通，当控制端接收第二信号时，将自身第二端与自身第三端导通；

第二端接地的所述第一电容；

第二输入端接收预设电压V_REF的所述比较器；

与所述比较器的输出端连接，用于利用比较器的输出确定出与温度线性相关的X，以通过所述X确定出环境温度的后级电路。

2.根据权利要求1所述的CMOS温度传感器，其特征在于，所述X表示为：

M为所述第一电容的放电时间，N为所述第一电容的充电时间。

3.根据权利要求1所述的CMOS温度传感器，其特征在于，所述第一三极管，所述第二三极管以及所述第三三极管均为PNP型三极管，所述第一电阻的第一端与所述压控电流源连接，所述第一电阻的第二端与所述第一三极管的发射极连接；所述第一三极管的基极以及集电极均接地；所述第二三极管的发射极与所述压控电流源连接，集电极接地；所述第三三极管的发射极与所述压控电流源连接，基极以及集电极均接地；

所述压控电流源包括：

源极与第一电源连接，栅极与第一运放的输出端连接，漏极与所述第一电阻的第一端连接的第一PMOS管；

源极与所述第一电源连接，栅极与所述第一运放的输出端连接，漏极与所述第二三极管的发射极连接的第二PMOS管；

源极与所述第一电源连接，栅极与所述第一运放的输出端连接，漏极与所述第三三极管的发射极连接的第三PMOS管；

源极与所述第一电源连接，栅极与所述第一运放的输出端连接，漏极用于在所述模数转换电路处于第一状态时向所述模数转换电路输出所述I_PTAT的第四PMOS管；

同相输入端与所述第一电阻的第一端连接，反相输入端与所述第二三极管的发射极连接的所述第一运放，用于通过反馈使得同相输入端与反相输入端的电位相同，且通过输出端输出控制电压以使所述压控电流源向所述第一支路以及所述第二支路输出所述I_BIAS，并在所述模数转换电路处于第一状态时向所述模数转换电路输出与绝对温度正相关电流I_PTAT，I_PTAT＝a·I_BIAS；在所述模数转换电路处于第二状态时向所述第三三极管输出带补偿的偏置电流I_PTAT2，I_PTAT2＝b·I_BIAS；且a和b的取值均为1。

4.根据权利要求3所述的CMOS温度传感器，其特征在于，所述电压电流转换电路包括：

同相输入端与所述第三三极管的发射极连接，反相输入端与第三电阻的第一端连接，输出端与第一NMOS管的栅极连接的第二运放；

第二端接地的所述第三电阻；

源极与所述第三电阻的第一端连接，漏极与所述模数转换电路连接的所述第一NMOS管。

5.根据权利要求4所述的CMOS温度传感器，其特征在于，还包括：用于对所述第一运放以及所述第二运放进行斩波控制的斩波控制电路。

6.根据权利要求3所述的CMOS温度传感器，其特征在于，还包括：用于对所述第一PMOS管，所述第二PMOS管，所述第三PMOS管以及所述第四PMOS管进行动态元件匹配的动态元件匹配电路。

7.根据权利要求3所述的CMOS温度传感器，其特征在于，还包括阻抗提高电路，所述阻抗提高电路包括：

源极与所述第一PMOS管的漏极连接，栅极用于接收偏置电压V_BP，漏极与所述第一电阻的第一端连接的第五PMOS管；

源极与所述第二PMOS管的漏极连接，栅极用于接收所述偏置电压V_BP，漏极与所述第二三极管的发射极连接的第六PMOS管；

源极与所述第三PMOS管的漏极连接，栅极用于接收所述偏置电压V_BP，漏极与所述第三三极管的发射极连接的第七PMOS管；

源极与所述第四PMOS管的漏极连接，栅极用于接收所述偏置电压V_BP，漏极用于在所述模数转换电路处于第一状态时向所述模数转换电路输出所述I_PTAT的第八PMOS管。

8.根据权利要求4或5所述的CMOS温度传感器，其特征在于，还包括：

源极与所述第一电源连接，栅极以及漏极均与第三开关电路的第一端连接的第九PMOS管；

第二端与所述第一NMOS管连接的所述第三开关电路，当所述模数转换电路处于第一状态时，所述第三开关电路处于导通状态，当所述模数转换电路处于第二状态时，所述第三开关电路处于关断状态。

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