CN109314686B

CN109314686B - 无线通信***中估计相位噪声的信号传输方法

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Publication number: CN109314686B
Application number: CN201780037238.3A
Authority: CN
Inventors: 李吉范; 郑载薰; 金圭奭; 安慜基
Original assignee: LG Electronics Inc
Current assignee: LG Electronics Inc
Priority date: 2016-04-25
Filing date: 2017-03-09
Publication date: 2021-08-31
Anticipated expiration: 2037-03-09
Also published as: KR20190031600A; US10938616B2; KR20180071301A; KR101966131B1; US20200153673A1; EP3451601A1; EP3451601A4; US10587446B2; CN109314686A; US20190081844A1; EP3451601B1; KR102235180B1; KR20190127998A; KR102044704B1; WO2017188591A1

Abstract

公开了一种信号传输方法和基站，该方法：生成为了从下行链路信号中去除相位噪声而使用的PCRS；在下行链路资源区域中的其中数据信道被映射的区域中以预定的间隔映射PCRS；以及将PCRS发送到终端。

Description

无线通信***中估计相位噪声的信号传输方法

技术领域

以下描述涉及无线通信***，并且更具体地，涉及在无线LAN***中发送用于估计相位噪声的信号的方法及其装置。

背景技术

在使用毫米波的超高频无线通信***中，中心频率被配置成在几 GHz到几十GHz的范围内操作。由于中心频率的特性，在毫米波通信***中的无线电阴影区域中可能显着地发生路径损耗。因为有必要将同步信号稳定地发送到属于基站覆盖范围的所有UE，所以在毫米波通信***中，有必要设计和发送考虑由于超高频带的特性而能够发生的潜在深零位现象(deep-null phenomenon)的同步信号。

发明内容

技术问题

本发明旨在解决上述问题。本发明的目的是通过改进无线通信***中的终端(或用户设备)的相位噪声估计过程来精确地解码接收信号。

本发明的另一个目的是为了最小化发送用于估计相位噪声的信号的开销。

本发明的另一个目的是为了定义能够估计相位噪声并执行信道校准的参考信号。

本发明所解决的技术问题不限于上述技术问题，并且从以下描述中对于本领域的技术人员来说本文未描述的其他技术问题将会变得显而易见。

技术方案

为了实现这些和其他优点并且根据本发明的目的，如在此具体化和广泛描述的，根据一个实施例，一种在毫米波通信***中发送信号的方法，该信号由基站发送以估计相位噪声，包括下述步骤：生成用于估计来自下行链路信号的相位噪声的PTRS(相位跟踪参考信号)；将PTRS以规定的OFDM(正交频分复用)符号间隔映射到下行链路资源区域中的、数据信道被映射到的区域；以及将PTRS发送到用户设备。

规定的OFDM符号间隔可以对应于2或4个OFDM符号间隔。

能够将特定天线端口的PTRS映射到指配特定天线端口的DMRS (解调参考信号)的子载波。

能够将相同天线端口的PTRS映射到相同的OFDM符号。

映射到不同子载波的相同天线端口的PTRS能够被映射到不同的 OFDM符号。

能够基于在下行链路资源区域中发送的控制信道或CSI-RS(信道状态信息-参考信号)和SRS(探测参考信号)被映射的位置来确定PTRS 被映射到的OFDM符号。

PTRS能够被映射到除了控制信道被映射到的位置之外的OFDM 符号。

PTRS能够被映射到除了CSI-RS和SRS被映射到的位置之外的 OFDM符号。

为了进一步实现这些和其他优点并且根据本发明的目的，根据不同的实施例，在毫米波通信***中发送用于估计相位噪声的信号的基站包括：发射机、接收机和处理器，该处理器被配置成以与发射机和接收机连接的方式操作，该处理器被配置成生成用于估计来自下行链路信号的相位噪声的PTRS(相位跟踪参考信号)，该处理器被配置成将PTRS以规定的OFDM(正交频分复用)符号间隔映射到下行链路资源区域中的、数据信道被映射到的区域，该处理器被配置成将PTRS 发送到用户设备。

本发明的作用

根据本发明的实施例，可以预期以下效果。

首先，因为在无线通信***中改进用户设备的相位噪声估计过程，所以能够精确地解码接收信号。

第二，能够最小化由基站发送的信号的开销，同时改进用户设备的相位噪声估计性能。

第三，因为用户设备不仅能够执行相位噪声估计而且能够执行信道校准，所以能够提高通信效率。

本发明的效果不限于上述效果，并且从以下对本发明的实施例的描述中本领域技术人员可以得出本文未描述的其他效果。也就是说，本领域的技术人员可以从本发明的实施例中得出本发明未预期的效果。

附图说明

附图被包括以提供对本发明的进一步理解，图示本发明的实施例，并且与说明书一起用作解释本发明的原理。本发明的技术特征不限于特定的附图，并且附图中所示的特征被组合以构造新的实施例。附图的附图标记意指结构元件。

图1是图示多普勒频谱的图；

图2是图示与本发明有关的窄波束形成的图；

图3是图示当执行窄波束形成时的多普勒频谱的图；

图4是示出基站的同步信号服务区域的示例的图；

图5示出在使用毫米波的通信环境中提出的帧结构的示例；

图6示出OVSF(正交可变扩频因子)码的结构；

图7是描述用户设备的配置状况的图；

图8是图示使用毫米波的通信***中的资源区域结构的图；

图9至图11是图示根据本发明提出的实施例的将PTRS(相位跟踪参考信号)映射到资源区域的方法的图；

图12和13是用于解释根据本发明提出的实施例的PTRS在子帧中的映射位置的图；

图14是图示根据本发明的实施例的发送PTRS的方法的流程图；

图15是图示根据本发明的实施例的用户设备和基站的配置的图。

具体实施方式

尽管本发明中使用的术语选自通常已知和使用的术语，但是本文使用的术语可以根据操作者的意图或本领域的习俗、新技术的出现等而变化。另外，申请人已经自行决定选择本发明说明书中提到的一些术语，其详细含义在本说明书的相关部分中描述。此外，要求不仅通过所使用的实际术语而且通过每个术语的含义来理解本发明。

通过根据预定格式组合本发明的组成部件和特征来提出以下实施例。在没有附加说明的情况下，应将单个组成组部件或特征视为可选因素。如果需要，各个组成部件或特征可能不与其他部件或特征组合。另外，可以组合一些组成部件和/或特征以实现本发明的实施例。可以改变要在本发明的实施例中公开的操作的顺序。任何实施例的一些部件或特性也可以包括在其他实施例中，或者可以根据需要用其他实施例的那些替换。

在描述本发明时，如果确定相关已知功能或构造的详细描述使得本发明的范围不必要地模糊，则将省略其详细描述。

在整个说明书中，当某个部分“包括(comprise)或包含(include)”特定的部件时，这指示不排除其他部件，并且除非另有特别说明，可以进一步包括其他部件。说明书中描述的术语“单元”、“-or/er”和“模块”指示用于处理至少一个功能或操作的单元，其可以通过硬件、软件或其组合来实现。除非描述本发明的上下文(特别地，所附权利要求的上下文)以其它方式明确地指示，否则词语“一或一个”、“一个”、“该”和与其相关的词语可以被用于包括单数表达和复数表达两者。

在本文档中，已经以移动站和基站之间的数据传输和接收关系为中心描述本发明的实施例。基站可以意指网络的终端节点，其直接执行与移动站的通信。在本文档中，如由基站执行的特定操作可以由基站的上层节点执行。

即，显而易见的是，在由包括基站的多个网络节点组成的网络中，可以由基站或除基站之外的网络节点执行用于与移动站通信的各种操作。术语基站可以用术语固定站、节点B、e节点B(eNB)、高级基站(ABS)、接入点等替换。

术语移动站(MS)可以用用户设备(UE)、订户站(SS)、移动订户站(MSS)、移动终端、高级移动站(AMS)、终端等代替。

发射机指的是用于发送数据或语音服务的固定和/或移动节点，而接收机指的是用于接收数据或语音服务的固定和/或移动节点。因此，在上行链路中，移动站成为发射机，并且基站成为接收机。类似地，在下行链路传输中，移动站成为接收机，并且基站成为发射机。

设备与“小区”的通信可以意指设备向小区的基站发送信号和从小区的基站接收信号。也就是说，尽管设备基本上向特定基站发送和接收信号，但是为了便于描述，可以使用表达“将信号发送到由特定基站形成的小区并且从由特定基站形成的小区接收信号”。类似地，术语“宏小区”和/或“小型小区”不仅可以意指特定覆盖，还可以意指“支持宏小区的宏基站”和/或“支持小型小区的小型小区基站”。

本发明的实施例能够由诸如IEEE 802.xx***、第三代合作伙伴计划(3GPP)***、3GPP长期演进(LTE)***和3GPP2***的无线接入***中的任意一种个中公开的标准文档支持。也就是说，为了使本发明的技术精神清楚而未描述的步骤或部分可以由上述文档支持。

另外，本文档中公开的所有术语可以通过上述标准文件来描述。特别地，本发明的实施例可以由作为IEEE 802.16***的标准文档的 P802.16-2004、P802.16e-2005、P802.16.1、P802.16p和P802.16.1b文件中的至少一个支持。

在下文中，将参考附图描述本发明的优选实施例。要理解的是，将与附图一起公开的详细描述旨在描述本发明的示例性实施例，并且不旨在描述能够执行本发明的独特的实施例。

应注意，为了便于描述和更好地理解本发明，提出本发明中公开的特定术语，并且这些特定术语的使用可以在本发明的技术范围或精神内改变为另一种格式。

1.使用超高频带的通信***

在LTE(长期演进)/LTE-A(LTE高级)***中，UE和eNB之间的振荡器的误差值由以下要求定义。

-UE侧频率误差(在TS 36.101中)

与从E-UTRA节点B接收的载波频率相比，UE调制的载波频率应精确到在一个时隙(0.5ms)的时段内观察到的±0.1PPM内。

-eNB侧频率误差(在TS 36.104中)

频率误差是实际BS发射频率与指定频率之间的差异的量度。

同时，根据BS的类型的振荡器精度如下表1中所列出。

[表1]

BS类别	精度
		广域BS	±0.05ppm
局部区域BS	±0.1ppm
		家庭BS	±0.25ppm

因此，BS和UE之间的振荡器的最大差异是±0.1ppm，并且当在一个方向上发生错误时，可能出现最大0.2ppm的偏移值。通过乘以中心频率，将该偏移值转换成适合于每个中心频率的Hz单位。

同时，在OFDM***中，CFO值取决于子载波间隔而变化。通常，子载波间隔足够大的OFDM***被甚至较大的CFO值相对较小地影响。因此，实际CFO值(绝对值)需要被表达为影响OFDM***的相对值。这将被称为归一化的CFO。归一化的CFO被表达为通过将CFO 值除以子载波间隔而获得的值。下面的表2图示每个中心频率和振荡器以及归一化的CFO的误差值的CFO。

[表2]

在表2中，假设当中心频率是2GHz时子载波间隔是15kHz(例如，LTE版本-8/9/10)。当中心频率为30GHz或60GHz时，使用 104.25kHz的子载波间隔，从而考虑到每个中心频率的多普勒效应，避免吞吐量降低。上面的表2是简单示例，并且将会显然的是，另一子载波间隔可以被用于中心频率。

同时，在UE高速移动或高频带移动的状态下，多普勒扩展显著地发生。多普勒扩展导致在频域中扩展，从而鉴于接收机产生接收信号的失真。多普勒扩散可以被表达为f_doppler＝(v/λ)cosθ。此时，v 是UE的移动速度，并且λ意指发送的无线电波的中心频率的波长。θ意指无线电波与UE的移动方向之间的角度。在下文中，将在假设θ为 0的情况下给出描述。

此时，相干时间与多普勒扩展成反比。如果相干时间被定义为时域中信道响应的相关值为50％或更大的时间间隔，则相干时间被表达为

在无线通信***中，主要使用下述等式1，其指示用于多普勒扩展的等式和用于相干时间的等式之间的几何平均值。

[等式1]

图1是图示多普勒频谱的图。

根据频率变化指示多普勒值的变化的多普勒频谱或多普勒功率谱密度可以取决于通信环境而具有各种形状。通常，在频繁发生散射的诸如市区的环境中，如果在所有方向上以相同的功率接收接收信号，则多普勒频谱以U形的形式指示，如图1中所示。图1示出当中心频率为f_c并且最大多普勒扩展值为f_d时的U形多普勒频谱。

图2是图示与本发明有关的窄波束形成的图，并且图3是图示当执行窄波束形成时的多普勒频谱的图。

在超高频无线通信***中，因为中心频率位于非常高的频带处，所以天线的尺寸小，并且由多个天线组成的天线阵列可以安装在小的空间中。此特性使能够进行基于数十个天线到数百个天线的针尖波束形成、笔形波束形成、窄波束形成或尖锐波束形成。这种窄波束形成意指接收信号仅以特定的角度而不是以恒定方向接收。

图2(a)图示取决于在恒定方向上接收的信号以U形的形式表示多普勒频谱。图2(b)图示执行基于多个天线的窄波束形成。

如上所述，如果执行窄波束形成，则由于角度扩展减小，多普勒频谱被表示为比U形窄。如图3中所示，从多普勒频谱中注意到，当执行窄波束形成时，仅在特定带域处生成多普勒扩展。

使用超高频带的前述无线通信***在具有从几GHz到几十GHz 的中心频率的频带上操作。这种中心频率的特性进一步恶化由于发射机和接收机之间的振荡器差异而由用户设备的迁移或CFO的影响产生的多普勒效应。

图4是示出基站的同步信号服务区域的示例的图。

用户设备(下文中缩写为UE)使用由基站发送的下行链路(DL) 同步信号执行与基站的同步。在这种同步过程中，定时和频率在基站和UE之间同步。为了使特定小区中的UE能够在同步过程中接收和使用同步信号，基站通过配置尽可能宽的波束宽度来发送同步信号。

同时，在使用高频带的毫米波通信***的情况下，同步信号传输中的路径损耗出现大于使用低频带的情况。即，使用高频带的***具有比使用相对低频带(例如，6GHz或更低)的相关技术蜂窝***(例如，LTE/LTE-A)更低的可支持小区半径。

作为用于解决小区半径的减小的方法，可以使用利用波束形成的同步信号发送方法。尽管在使用波束形成的情况下小区半径增加，但是波束宽度不利地减小。等式2示出根据波束宽度的接收信号SINR的变化。

[等式2]

W→M^-2W

SINR→M²SINR

如果根据波束成形将波束宽度减少了M^-2倍，则等式2指示接收的SINR改进了M²倍。

除了这种波束形成方案之外，作为用于解决小区半径减小的另一种方法，能够考虑重复发送相同同步信号的方案。在这种方案的情况下，尽管需要额外资源分配或时间轴，但是在不减小波束宽度的情况下能够有利地增加小区半径。

同时，基站通过调度位于特定区段中的频率资源和时间资源来向每个UE分配资源。在下文中，这种特定部分应定义为扇区。在图4 中所示的扇区中，A1、A2、A3和A4分别指示半径为0～200m的宽度为0～15'、15～30'、30～45'和45～60'的扇区。B1、B2、B3和B4分别指示半径200～500m的具有宽度为0～15'、15～30'、30～45'和45～60'的扇区。基于图4中所示的内容，扇区1定义为{A1，A2，A3，A4}，并且扇区2定义为{A1，A2，A3，A4，B1，B2，B3，B4}。此外，如果基站的当前同步信号服务区域是扇区1，为了使基站服务于扇区2的同步信号，假设需要超过6dB的附加功率来进行同步信号的传输。

首先，为了服务扇区2，基站能够使用波束形成方案获得6dB的附加增益。通过这种波束形成过程，服务半径能够从A1扩展到B1。然而，因为通过波束形成减小波束宽度，所以不能同时服务于A2至 A3。因此，当执行波束形成时，应该将同步信号单独地分别发送到 A2～B2、A3～B3和A4～B4扇区中的每一个。可以说，为了服务于扇区 2，基站应通过执行四次波束形成来发送同步信号。

另一方面，考虑到前述的同步信号的重复传输，基站可能能够将同步信号发送到整个扇区2。然而，同步信号应该在时间轴上重复发送同步信号四次。因此，服务于扇区2所需的资源对于波束形成方案和重复传输方案这两者都是相同的。

然而，因为在波束形成方案的情况下波束宽度窄，所以快速移动的UE或位于扇区边界的UE难以稳定地接收同步信号。相反，如果 UE定位波束的ID是可识别的，则UE能够通过同步信号来有利地掌握其位置。相反，因为在重复传输方案的情况下波束宽度宽，所以UE错过同步信号的可能性较小。相反，UE无法掌握其位置。

图5示出在使用毫米波的通信环境中提出的帧结构的示例。

首先，单个帧配置有Q个子帧，并且单个子帧配置有P个时隙。并且，一个时隙配置有T个OFDM符号。这里，与其他子帧不同，帧中的第一子帧使用第0个时隙(由“S”表示的时隙)，用于同步的使用。并且，第0个时隙配置有用于定时和频率同步的A个OFDM符号、用于波束扫描的B个OFDM符号、以及用于向UE通知***信息的C 个OFDM符号。并且，剩余的D个OFDM符号用于到每个UE的数据传输。

同时，这种框架结构仅是简单的示例。Q、P、T、S、A、B、C 和D是随机值，并且可以包括由用户设置的值或在***上自动设置的值。

在下文中，描述基站和UE之间的定时同步的算法。让我们考虑基站发送图5中的相同同步信号A次的情况。基于由基站发送的同步信号，UE使用等式3的算法执行定时同步。

[等式3]

其中

在等式3中，N、N_g和i分别指示OFDM符号的长度、CP的长度 (循环前缀)和OFDM符号的索引。r指示接收机中接收信号的向量。这里，等式

是用从接收到的信号向量r的第

个元素到第

个元素的元素定义的向量。

等式3的算法在2个彼此相邻的OFDM接收信号在时间上彼此相等的条件下操作。因为这种算法能够使用滑动窗口方案，所以能够以低复杂度实现并且具有对频率偏移具有鲁棒性的特性。

同时，等式4表示使用接收信号与基站发送的信号之间的相关性来执行定时同步的算法。

[等式4]

在等式4中，s意指由基站发送的信号，并且是UE和基站之间预先约定的信号向量。虽然等式4的方式可能具有比等式3更好的性能，但是因为等式4不能通过滑动窗口方案实现，其需要高复杂度。并且，等式4的方式具有易受频率偏移影响的特性。

继续描述定时同步方案，如下描述波束扫描过程。首先，波束扫描意指发射机和/或接收机的操作，其寻找使接收机的接收SINR最大化的波束方向。例如，基站在将数据发送到UE之前确定通过波束扫描的波束的方向。

通过将图4作为一个示例来进行进一步的描述。图4示出由单个基站服务的扇区被划分成8个区域。这里，基站向(A1+B1)、(A2 +B2)、(A3+B3)和(A4+B4)区域中的每一个发送波束，并且 UE能够识别由基站发送的波束。在这种情况下，光束扫描过程能够被体现成4种过程。首先，基站按顺序向4个区域发送波束[i]。在接收到的SINR方面，UE确定波束当中被决定为最合适波束的波束[ii]。UE 将关于所选波束的信息反馈给基站[iii]。基站使用具有反馈方向的波束发送数据[iv]。通过上述波束扫描过程，UE能够通过具有优化的接收SINR的波束接收DL数据。

以下描述Zadoff-Chu序列。Zadoff-Chu序列称为Chu序列或ZC 序列，并定义为等式5。

[等式5]

在等式5中，N指示序列的长度，r指示根值，并且x_r[n]指示ZC 序列的第n个元素。ZC序列的特征在于所有元素的大小彼此相等[恒定幅度]。此外，ZC序列的DFT结果对于所有元素也是相同的。

在下面，ZC序列和ZC序列的循环移位版本具有以下相关性，诸如等式6。

[等式6]

在等式6中，

是从将X_r循环移位了i产生的序列，并且除了ZC 序列的自相关是i＝j的情况之外指示0。ZC序列还具有零自相关特性，并且可以被表达为具有CAZAC(恒定幅度零自相关)特性。

关于ZC序列ZC的最终性质，在具有作为序列长度N的互质的根值的ZC序列之间建立等式7中所示的相关性。

[等式7]

在等式7中，r₁或r₂是N的互质。例如，如果N＝111，则 2≤r₁，r₂≤110始终满足等式7。与等式6的自相关不同，ZC序列的互相关不完全变为0。

在继续ZC序列中，描述Hadamard矩阵。Hadamard矩阵定义为等式8。

[等式8]

其中H₁＝[1]

在等式8中，2^k指示矩阵的大小。Hadamard矩阵是单一的矩阵，无论大小n如何，总是满足

此外，在Hadamard矩阵中，所有列和所有行彼此正交。例如，如果n＝4，则将Hadamard矩阵定义为等式9。

[等式9]

从等式9，能够观察到列和行彼此正交。

图6示出OVSF(正交可变扩频因子)码的结构。OVSF码是基于 Hadamard矩阵生成的码，并且具有特定的规则。

首先，在OVSF码[下分支]中向右发散时，第一码原样重复左母码两次，并且通过重复上码一次生成第二码，反转其并且然后重复反转的码一次。图6示出OVSF码的树结构。

除了码树上的相邻母码和子码之间的关系之外，这种OVSF码确保所有正交性。例如，在图6中，码[1 -1 1 -1]与[1 1]、[1 1 1 1]和[1 1 -1 -1]的全部正交。此外，关于OVSF码，码长度等于可用码的数量。即，从图6中能够观察到，特定码的长度等于具有相应码属于的分支中的总数。

图7是描述用户设备的部署情况的图。参考图7描述RACH(随机接入信道)。

在LTE***的情况下，当UE发送的RACH信号到达基站时，基站接收的UE的RACH信号的功率应该彼此相等。为此，基站定义参数′preambleInitialReceivedTargetPower′，从而通过SIB(***信息块)2 将参数广播到相应小区内的所有UE。UE使用参考信号计算路径损耗，并且然后使用计算的路径损耗和参数′preambleInitialReceivedTargetPower′确定RACH信号的发射功率，如公式10。

[等式10]

P_PRACH_Initial＝

min{P_CMAX，preambleInitialReceivedTargetPower+PL}

在等式10中，P_PRACH_Initial、P_CMAX和PL分别指示RACH 信号的发射功率、UE的最大发射功率和路径损耗。

等式10被视为以下描述的一个示例。假设UE的最大可发送功率为23dBm，并且假设基站的RACH接收功率为-104dBm。并且，假设如图7假定UE配置情况。

首先，UE使用接收的同步信号和波束扫描信号计算路径损耗，并且然后基于该计算确定发射功率。表3示出UE的路径损耗和相应的发射功率。

[表3]

在表3中的UE K1的情况下，路径损耗非常小。然而，为了匹配 RACH接收功率，应以非常小的功率(-44dBm)发送RACH信号。同时，在UE K2的情况下，尽管路径损耗很大，但是必要的发送功率是 6dBm。然而，在UE K3的情况下，因为路径损耗非常大，所以必要的发射功率超过P_CMA＝23dBm。在这种情况下，UE应执行以作为最大发射功率的23dBm的传输，并且UE的RACH接入成功率降低了 3dB。

在下文中，解释与本发明相关的相位噪声。在时间轴上生成的抖动在频率轴上作为相位噪声出现。如下面的等式11所示，相位噪声随机地改变时间轴上的接收信号的相位。

[等式11]

其中，

等式11的参数r_n,s_n,d_k,φ_n分别指示由于相位噪声引起的接收信号、时间轴信号、频率轴信号和相位旋转值。在等式11中，如果接收信号通过DFT(离散傅立叶变换)过程，则能够具有下面描述的等式 12。

[等式12]

在等式12中，

参数分别指示CPE(共同相位误差)和ICI (小区间干扰)。在这种情况下，随着相位噪声之间的相关性变大，等式12的CPE具有更大的值。CPE是无线LAN***中的一种CFO(载波频率偏移)。然而，因为CPE对应于终端方面的相位噪声，所以能够类似地理解CPE和CFO。

终端通过估计CPE/CFO来消除与频率轴上的相位噪声相对应的 CPE/CFO。应优先由终端执行对接收信号估计CPE/CFO的过程，以准确地解码接收信号。具体地，为了使终端精确地估计CPE/CFO，基站能够向终端发送规定的信号。由基站发送的信号对应于用于估计相位噪声的信号。该信号可以对应于预先在终端和基站之间共享的导频信号，或者从数据信号改变或复制的信号。在下文中，用于估计相位噪声的信号通常被称为PCRS(相位补偿参考信号)、PNRS(相位噪声参考信号)或PTRS(相位跟踪参考信号)。在下文中，为了清楚起见，信号通常被称为PTRS。

图8是图示在使用毫米波的通信***中使用的资源区域结构的图。使用诸如毫米波的超高频带的通信***使用具有与传统 LTE/LTE-A通信***不同的物理特性的频带。因此，对于使用超高频带的通信***来说，有必要使用与传统通信***中使用的资源区域的结构不同的资源区域的结构。图8图示新通信***的下行链路资源结构的示例。

可以考虑由水平轴中的14个OFDM(正交频分复用)符号和垂直轴中的12个子载波组成的RB对。在这种情况下，前2(或3)个OFDM 符号810被分配给控制信道(例如，PDCCH(物理下行链路控制信道))，接下来的一个OFDM符号820被分配给DMRS(去调制参考信号)，并且剩余的OFDM符号830被分配给数据信道(例如，PDSCH(物理下行链路共享信道))。

同时，在图8中所示的资源区域结构中，用于估计前述的CPE(或 CFO)的PCRS、PNRS或PTRS能够以对指配数据信道的区域830的部分RE(资源元素)承载的方式发送到终端。该信号对应于用于估计相位噪声的信号。如在前面的描述中提到的，信号可以对应于导频信号或从数据信号改变或复制的信号。

2.提出的用于发送PTRS的方法

根据提出的实施例，基站将PTRS(或PCRS或PNRS)发送到终端以使终端能够估计接收信号的相位噪声。PTRS对应于在基站和终端之间共享的导频信号，并且对应于被定义为补偿相位噪声的参考信号。

图9至图11是图示根据提出的实施例的、基站将PTRS排列(或映射)到资源区域的方法的图。在图9至图11中所示的资源结构中，水平轴对应于OFDM符号，并且垂直轴对应于子载波。在图9至图11 中示出的左图分别图示天线端口7的DMRS结构和PTRS结构，并且右图分别图示天线端口8的DMRS结构和PTRS结构。首先解释图9 的实施例。

基站可以将PTRS排列到特定天线端口的DMRS被指配到的频率轴上的位置。具体地，因为指配DMRS的频率轴上的位置(例如，子载波索引)根据天线端口而不同，所以彼此不同的天线端口的PTRS 被排列在频率轴上的不同位置。

图9(a)和图9(b)被解释。图9(a)图示天线端口7的DMRS 结构和PTRS结构。参考图9(a)中所示的3个连续的RB对，天线端口7的DMRS被排列到第三OFDM符号(l＝2，k＝0,2,4，...，10)并且天线端口7的PTRS被布置到DMRS被排列的一个(k＝6)子载波。

在这种情况下，被排列到排列DMRS的频率轴上的位置(即，子载波)的PTRS没有被排列到每个OFDM符号。PTRS能够在时间轴上以规定的空间被排列。图9(a)图示PTRS以一个OFDM符号的间隔排列的实施例，本发明可以不受限制。能够将具有整数(例如，0、1、 2、3......等)个OFDM符号的空间PTRS被排列在子载波上。特别地，当PTRS在时间轴上以规定的空间排列时，能够将其称为梳型结构。

当PTRS以梳型结构排列时，其能够减少PTRS的总体开销。例如，可以比较将PTRS排列到所有OFDM符号的情况与将PTRS排列到以多达2个OFDM符号的间隔定位的OFDM符号的情况。在这种情况下，PTRS的开销示出高达两倍的差异。然而，当PTRS以梳状结构排列时，如果CPE在时间轴上快速地改变，则可能具有估计性能降低的缺点。

同时，随着每个子载波的排列PTRS的数量变得越来越大，CPE 估计性能越来越好。但是，PTRS传输的开销增加。

图9(b)图示天线端口8的DMRS结构和PTRS结构。参考图9 (b)中所示的RB对，天线端口8的DMRS被排列到第3个OFDM符号(l＝2，k＝1,3,5，...，11)并且天线端口8的PTRS被排列到排列 DMRS的1个(k)＝7)子载波。当然，在图9(a)和图9(b)两者中，如果DMRS能够被排列到不同的频率轴，则PTRS也可以被排列到不同的频率轴。

随后，解释图10(a)和(b)。参考图10(a)和图10，与图9 (a)和(b)相比，排列到同一资源区域的PTRS的数量在频率轴上是双倍的。参考图10(a)，天线端口7的PTRS被排列到排列天线端口 7的DMRS的子载波当中的两个子载波(k＝2,8)。参考图10(b)，天线端口8的PTRS被排列到排列天线端口8的DMRS的子载波当中的两个子载波(k＝3,9)。

特别地，图10中所示的实施例示出，与图9的实施例中所示的 PTRS的密度相比，频率轴上的PTRS的密度增加多达两倍的形式。该排列结构使终端不仅能够估计CPE，还能够估计频率轴上的信道。特别地，PTRS不仅能够被用于经由CPE估计来估计相位噪声，而且还能够用于估计频域的信道。当信道在时间轴上快速改变时，信道估计能够补偿恶化的信道估计结果。

随后，图11(a)和(b)的实施例被解释。当图10(a)和(b) 中所示的PTRS排列结构与图11(a)和(b)中所示的PTRS排列结构进行比较时，排列PTRS的RE的数量在RB对中是相同的。然而，参考图11(a)和(b)，PTRS的起始OFDM符号在每个频率轴上不同地排列。例如，当PTRS被排列到K对应于2的子载波时，PTRS的排列从1对应于4的OFDM符号开始。相反，当PTRS被排列到其K 对应于8的子载波时，PTRS的排列从1对应于5的OFDM符号开始。

具体地，PTRS排列开始的OFDM符号可以取决于PTRS所排列的子载波而变化。这能够被理解为PTRS以在时间轴上跳跃的方式被排列到子载波。图11中所示的PTRS排列结构的优点在于在所有OFDM 符号中定义PTRS。特别地，参考图11(a)，PTRS被排列到其中对于偶数编号的OFDM符号(l＝4,6,8,10和12)k对应于2的子载波，并且PTRS被排列到其中对于奇数编号的OFDM符号(l＝5,7,9,11和 13)k对应于8的子载波。特别地，图11中所示的方案优点在于PTRS 在时间轴上连续定义。当信道快速改变时，因为终端在每个OFDM符号中需要信道估计值，所以图11中所示的排列结构可以是有利的。

参考图9至图11中所示的实施例，天线端口的PTRS和天线端口的DMRS被定位在相同的子载波上。然而，本发明不受实施例的限制。天线端口的PTRS也能够位于没有排列DMRS的子载波上。

图12和13是用于解释根据所提出的实施例的在子帧中映射PTRS 的位置的图。在图12和13中，水平轴对应于子帧中的OFDM符号索引，并且垂直轴对应于彼此不同的子帧配置。

终端经由控制信道(例如，PCFICH(物理控制格式指示符信道)) 或信令确定在子帧中PDCCH被排列到的OFDM符号的位置。例如，终端能够经由PCFICH或信令获知在子帧中向其指配PDCCH的OFDM 符号。根据传统LTE/LTE-A，PDCCH能够最多被指配给来自于子帧内的第一PFDM符号的第三OFDM符号。在这种情况下，与应用于数据信道(例如，PDSCH)的预编码不同的预编码被应用于诸如PDCCH 的控制信道。具体地，PTRS未在资源区域中指配控制信道的区域中定义。

同时，根据提出的实施例，基站可以不明确地向终端通知在子帧中将PTRS排列到的OFDM符号。尽管没有明确指出PTRS的位置，如在前面的描述中所提到的，终端能够在除了在子帧中指配控制信道的OFDM符号之外的区域中接收PTRS。例如，终端能够将紧接着在其中发送PDCCH的OFDM符号的OFDM符号确定为在子帧中排列 PTRS的位置。

例如，在图12中，当子帧配置对应于0时，PDCCH被指配给OFDM 符号索引对应于0的位置(“DL控制”)。终端能够获知数据被排列到OFDM符号索引1到13(“DL数据”)。因此，终端能够确定PTRS 被排列到OFDM符号索引1到13。

图13图示考虑到CSI-RS(信道状态信息-RS)和SRS(探测RS) 的排列来确定PTRS的位置的过程。如果终端接收到指示在来自基站的子帧中发送CSI-RS和/或SRS的信息，则终端确定未在排列CSI-RS或 SRS的OFDM符号中发送PTRS。这是因为，与PDCCH类似，不同的预编码被应用于其中发送CSI-RS的OFDM符号。并且，因为在其中发送SRS的OFDM符号和由GP(保护时段)配置的OFDM符号中不执行DL传输，所以终端还确定未在与SRS和GP相对应的OFDM符号中发送PTRS。

同时，在图13中，配置成“UL控制”的OFDM符号可以对应于根据新RAT(无线电接入技术)的独立模型。具体地，如果在子帧中执行DL传输和UL传输两者，则终端也能够确定PTRS也不在下行链路子帧的对应OFDM符号中发送。

参考图12和13，基站向终端通知指配控制信道的位置而不是明确地指示PTRS的映射位置，以使终端隐含地获知PTRS的映射位置。另一方面，基站能够通过通知终端发送数据信道的最后一个OFDM符号使终端获知PTRS被排列的位置。

图14是根据提出的实施例的发送PTRS的方法的流程图。首先，基站生成PTRS(或，PCRS或PNRS)[S1410]。如在前面的描述中所提到的，PTRS对应于用于通过使终端估计CPE来估计相位噪声的信号，并且可以对应于在终端和基站之间预先共享的导频信号。

基站将PTRS映射到资源区域[S1420]。特定天线端口的PTRS能够被映射到相同天线端口的DMRS被映射到的一个或多个子载波。并且，PTRS能够在单个子载波上以规定的OFDM符号的间隔映射。如果PTRS被映射到RB对中的两个或更多个子载波，则PTRS排列开始的OFDM符号可以在每个子载波中变化。

随后，基站将映射到资源区域的PTRS发送到终端[S1430]，并且终端使用PTRS估计CPE(或CFO)[S1440]。终端通过消除估计的CPE 的影响来估计来自接收到的信号的相位噪声[S1450]。

在图9至图14中提出的实施例中，已经解释在DL中发送PTRS 的实施例。然而，实施例能够被扩展到终端在UL中将PTRS发送到基站的实施例。

3.设备配置

图15是示出根据本发明的一个实施例的用户设备和基站的配置的框图。在图15中，用户设备100和基站200可以分别包括射频(RF) 单元110和210、处理器120和220以及存储器130和230。尽管在图 15中示出用户设备100和基站200之间的1:1通信环境，但是可以在多个用户设备和基站之间建立通信环境。另外，图15中所示的基站200 可适用于宏小区基站和小型小区基站。

RF单元110和210可以分别包括发射机112和212以及接收机114 和214。用户设备100的发射机112和接收机114被配置成向基站200 和其他用户设备发送信号和从基站200和其他用户设备接收信号，并且处理器120在功能上连接到发射机112和接收机114以控制在发射机112和接收机114处向其他装置发送信号和从其他装置接收信号的过程。处理器120处理要发送的信号，将处理后的信号发送到发射机 112并处理由接收机114接收的信号。

如果必要，处理器120可以将包括在交换的消息中的信息存储在存储器130中。通过这种结构，用户设备100可以执行本发明的各种实施例的方法。

基站200的发射机212和接收机214被配置成向另一基站和用户设备发送信号和从另一基站和用户设备接收信号，并且处理器220在功能上连接到发射机212和接收机214以控制在发射机212和接收机 214处向其他装置发送信号和从其他装置接收信号的过程。处理器220 处理要发送的信号，将处理后的信号发送到发射机212并处理由接收机214接收的信号。如有必要，处理器220可以将包括在交换的消息中的信息存储在存储器230中。通过这种结构，基站200可以执行本发明的各种实施例的方法。

用户设备100和基站200的处理器120和220分别指示(例如，控制、调整、或管理)用户设备100和基站200的操作。处理器120 和220可以分别连接到存储器130和230，用于存储程序代码和数据。存储器130和230分别连接到处理器120和220，使得存储操作***、应用程序和通用文件。

本发明的处理器120和220可以被称为控制器、微控制器、微处理器、微计算机等。处理器120和220可以通过硬件、固件、软件或其组合来实现。

如果本发明的实施例由硬件实施，则专用集成电路(ASIC)、数字信号处理器(DSP)、数字信号处理设备(DSPD)、可编程逻辑器件(PLD)、现场可编程门阵列(FPGA)等可以包括在处理器120和 220中。

同时，前述方法可以实现为在计算机中可执行的程序，并且在使用计算机可读介质操作程序的通用计算机中执行。另外，可以通过各种手段将前述方法中使用的数据记录在计算机可读记录介质中。应理解，能够被用于描述包括可执行以执行本发明的各种方法的计算机代码的存储设备的程序存储设备不包括诸如载波或信号的临时对象。计算机可读介质包括存储介质，诸如磁记录介质(例如ROM、软盘和硬盘)和光学读取介质(例如，CD-ROM和DVD)。

对于本领域的技术人员来说显而易见的是，在不脱离本发明的精神或范围的情况下，能够在本发明中进行各种修改和变化。因此，本发明旨在覆盖落入所附权利要求及其等效物的范围内的本发明的修改和变化。

工业实用性

前述内容不仅能够被应用于3GPP LTE和LTE-A***，还能够被应用于包括IEEE802.16x***和IEEE 802.11x***的各种无线通信***。此外，所提出的方法还能够被应用于使用超高频带的毫米波通信***。

Claims

1.一种通过在无线通信***中操作的通信设备执行的方法，所述方法包括：

生成相位噪声参考信号PNRS；

生成解调参考信号DMRS；

将所述PNRS映射到用于下行链路数据传输的资源，使得：

(i)基于所述DMRS被映射到频域中的多个子载波：将所述PNRS映射到所述DMRS被映射到的所述多个子载波当中的至少一个子载波，以及

(ii)基于所述DMRS被映射到时域中的正交频分复用OFDM符号：将所述PNRS映射到在所述DMRS被映射到的所述OFDM符号之后出现的多个OFDM符号，其中，所述多个OFDM符号彼此间隔一个或多个OFDM符号持续时间；以及

向用户设备发送(i)被映射到所述至少一个子载波和所述多个OFDM符号的所述PNRS，和(ii)被映射到所述多个子载波和所述OFDM符号的所述DMRS。

2.根据权利要求1所述的方法，其中，所述PNRS被映射到的所述多个OFDM符号彼此间隔2个OFDM符号持续时间或4个OFDM符号持续时间。

3.根据权利要求1所述的方法，其中，所述PNRS被映射到的所述至少一个子载波取决于所述DMRS的天线端口，并且

其中，所述PNRS被映射到的所述多个OFDM符号取决于所述DMRS的所述天线端口。

4.根据权利要求1所述的方法，其中，所述DMRS被映射到的所述多个子载波被排列在频域中连续的12个子载波的组内，并且

其中，所述PNRS被映射到的所述至少一个子载波包括在所述12个子载波的组内所述DMRS被映射到的所述多个子载波当中的单个子载波。

5.根据权利要求1所述的方法，其中，所述DMRS被映射到的所述多个子载波延伸遍及多个子载波组，每个组包括在频域中连续的12个子载波，并且

其中，所述PNRS被映射到的所述至少一个子载波包括多个子载波，在每个12个子载波的组中具有单个子载波。

6.根据权利要求1所述的方法，其中，所述PNRS被映射到的所述多个OFDM符号排除控制信道被映射到的OFDM符号。

7.根据权利要求1所述的方法，其中，所述PNRS被映射到的所述多个OFDM符号排除信道状态信息参考信号CSI-RS被映射到的OFDM符号。

8.一种被配置为在无线通信***中操作的通信设备，所述通信设备包括：

至少一个射频RF模块；

至少一个处理器；以及

至少一个计算机存储器，所述至少一个计算机存储器可操作性地连接到所述至少一个处理器并且存储指令，所述指令当被所述至少一个处理器执行时执行操作，所述操作包括：

生成相位噪声参考信号PNRS；

生成解调参考信号DMRS；

将所述PNRS映射到用于下行链路数据传输的资源，使得：

(ii)基于所述DMRS被映射到时域中的正交频分复用OFDM符号：将所述PNRS映射到在所述DMRS被映射到的所述OFDM符号之后出现的多个OFDM符号，其中，所述多个OFDM符号彼此间隔一个或多个OFDM符号持续时间，并且

通过所述至少一个RF模块向用户设备发送(i)被映射到所述至少一个子载波和所述多个OFDM符号的所述PNRS，和(ii)被映射到所述多个子载波和所述OFDM符号的所述DMRS。

9.根据权利要求8所述的通信设备，其中，所述PNRS被映射到的所述多个OFDM符号彼此间隔2个OFDM符号持续时间或4个OFDM符号持续时间。

10.根据权利要求8所述的通信设备，其中，所述PNRS被映射到的所述至少一个子载波取决于所述DMRS的天线端口，并且

11.根据权利要求8所述的通信设备，其中，所述DMRS被映射到的所述多个子载波被排列在频域中连续的12个子载波的组内，并且

12.根据权利要求8所述的通信设备，其中，所述DMRS被映射到的所述多个子载波延伸遍及多个子载波组，每个组包括在频域中连续的12个子载波，并且

13.根据权利要求8所述的通信设备，其中，所述PNRS被映射到的所述多个OFDM符号排除控制信道被映射到的OFDM符号。

14.根据权利要求8所述的通信设备，其中，所述PNRS被映射到的所述多个OFDM符号排除信道状态信息参考信号CSI-RS被映射到的OFDM符号。