CN1090851C - 代码检测装置 - Google Patents

Abstract

一种代码检测装置，包括有用来正交地检测一扩展频谱调制接收信号的单元，用来向正交检测信号分量提供相位补偿以产生正交信号(I，Q)的单元，用来以一予定次数累加该相位补偿正交信号(I，Q)的装置，用来产生正交信号(I，Q)的累加值的平方和(∑I²]∑Q²)的装置，和用来根据通过改变相位补偿量所获得的产生和输出的平方和(∑I²∑Q²)检测扩展频谱调制接收信号的代码的装置。

Description

代码检测装置

本发明涉及一种代码检测装置，该代码检测装置检测由在码分多址(CDMA)蜂窝型通信***以及与此等效的一些通信***中的每个蜂窝区域内的一基地电台所传送的一导频信号中所包括的频谱扩展代码。

在CDMA蜂窝型通信***中，由一频谱扩展代码(PN代码)所调制的一导频信号(导频通道)从一蜂窝区域的一基地电台被不断地传送。这种导频信号用来检测和保持移动单元中的同步。作为导频信号，使用了相同周期和不同伪随机数序列的pn_i和pn_q两种类型的PN代码。

但是，在其初始阶段，与在一基地电台和一移动单元之间建立同步时，存在着在基地电台侧的发送载波信号频率ω1和在移动单元侧的接收载波频率ω2相互间有偏离的情况。在这种情况下，在同步处理计算中的误差变得较大并且有时不能令人满意地执行同步检测和保持其同步。

本发明意欲克服有关技术的这种缺点，并且本发明的一个目的是提供一种代码检测装置和方法，这种装置和方法可以在检测CDMA蜂窝型通信***等的一基地电台和一移动单元之间的同步的过程的初始阶段中降低计算误差并且可以令人满意地检测和保持同步。

本发明的另一目的是提供一种可以高速执行代码检测的代码检测装置和方法。

本发明还有一目的是提供一种可以低功耗执行代码检测的代码检测装置和方法。

为了实现上述目的，本发明提供的一种代码检测装置，包括：用来正交地检测一扩展频谱调制接收信号的装置；用来向该正交地检测信号分量提供相位补偿以产生正交信号(I，Q)的装置；用来使该相位补偿正交信号(I，Q)累加一预定次数的装置；用来产生该正交信号(I，Q)的累加值的平方和(∑I²∑Q²)的装置，和用来根据通过改变相位补偿量而得到的所产生和输出的平方和(∑I²∑Q²)来检测该扩展频谱调制接收信号的代码的装置。

更可取的是，相位分量被提供给正交检测的信号分量且正交信号(I，Q)是根据相位补偿信号分量而产生的。

另一方面，更可取的是正交信号(I，Q)是根据正交地被检测信号分量所产生的并且相位补偿被提供给这样产生的正交信号(I，Q)。

另一方面，更可取的是，通过改变相位补偿量所产生和输出的的平方和(∑I²∑Q²)的最大值被存贮起来，被存贮起来的所产生和输出的平方和(∑I²∑Q²)被选择，并且根据所选择的输出来检测扩展频谱调制接收信号的代码。

另一方面，更可取的是，多个相位补偿量被同时地给予正交信号(I，Q)，正交信号(I，Q)的平方和(∑I²∑Q²)从相位补偿正交信号(I，Q)产生并输出，选择所产生并输出的平方和(∑I²∑Q²)的最大值，和根据所选择的输出检测扩展频谱调制接收信号的代码。

另一方面，更可取的是，多个相位补偿量被同时地给予正交地被检测的信号分量，根据被相位补偿的正交地被检测的信号分量产生和输出该正交地被检测信号分量的平方和(∑I²∑Q²)，选择所产生和输出的平方和(∑I²∑Q²)的最大值，和根据所选择的输出检测扩展频谱调到接收信号的代码。

另一方面，更可取的是，用于相位补偿的变化量是在π/2(弧度)单位内。

另一方面，更可取的是，用于相位补偿的变化量是在π/2(弧度)单位内并且根据π/2(弧度)相位变化来反转该正交地被检测的正交信号分量的代码。

另一方面，更可取的是，用于相位补偿的变化量是在π/2单位内，并且根据π/2(弧度)相位变化来反转该正交信号的代码。

根据本发明的第二方面，提供了一种代码检测方法，其中一扩展频谱调制接收信号被正交地检测，相位补偿被提供给正交地被检测的信号分量，产生正交信号(I，Q)，相位补偿正交信号(I，Q)被累加一予定的次数，产生正交信号(I，Q)的累加值的平方和(∑I²∑Q²)，和根据由相位补偿量的变化所产生和输出的平方和(∑I²∑Q²)来检测扩展频谱调制接收信号的代码。

本发明的这些和其它的目的和特性通过参照附图所作的如下的最佳实施例的说明将变得更为清楚，在附图中：

图1说明了在一CDMA蜂窝通信***中所使用的导频信号的产生过程；

图2示出了一种用来实现在一移动单元侧接收由图1所示的产生过程所产生的导频信号的电路；

图3是一种用来改变图2所示电路的代码检测特性的电路；

图4是一种用来改变图3所示电路的代码检测特性的电路；

图5A到5C是一组根据图4所示电路表示一DN代码的检测特性；

图6示出了根据本发明的第二实施例的代码检测装置的构成；

图7示出了一种通过旋转正交信号I和Q的相位以便删除一频率差Δωt的代码检测装置的构成；

图8示出了根据本发明的第三实施例的一种代码检测装置的构成；

图9示出了根据本发明的第四实施例的一种代码检测装置的构成；

图10示出了根据本发明的第五实施例的一种代码检测装置的构成；

图11示出了根据本发明的第六实施例的一种代码检测装置的构成；

图12示出了根据本发明的第七实施例的一种相位旋转量发生器的构成；

图13示出了通过图12所示的相位旋转量发生器所产生的一相位旋转量；

图14示出了根据本发明的第八实施例的一种相位旋转单元的构成；

图15示出了根据本发明的第九实施例的一种相位旋转量发生器的构成；

图16示出了一种用来传送2-相位PSK***的一信号的电路。

根据本发明的该代码检测装置基本上包括有一用来由一予定的相位旋转角来旋转包括在一扩展频谱调制接收信号中的一组正交信号分量的相位以便删除在正交信号分量之中的一组相位旋转以产生正交信号的相位旋转装置；一用来对每个正交信号累加一予定的次数以计算一累加值的累加装置；一用来根据每个所予定的相位旋转角来对每个正交信号的累加值平方以计算一平方值并加上以相同相位旋转值的相位所旋转的正交信号的平方值以计算一平方和的平方和计算装置；和用来相应于作为一代码的该予定相位旋转角来检测该平方和之中的最大值的一代码检测装置。

相位旋转装置使一组正交信号的相位旋转一予定的相位旋转值以便删除在一接收信号中所包含的一组正交信号分量(正交分量r_i和r_q或正交信号I_i和I_q)的相位旋转并输出作为正交信号I和Q或相位旋转正交信号I_p和Q_p的结果信号。

累加装置把与由相位旋转装置在相位上旋转了予定相位旋转角的一组正交信号分量中每一个相对应的正交信号(正交信号I和Q或正交信号I_p和Q_p)分别累加一予定次数。

平方和计算装置对由累加装置所计算的累加值平方，加上一组与在这些平方值之中在相位上被旋转了相同相位旋转角的一组正交信号分量相对应的一组平方值，并计算相应于每个正交信号周期的予定相位旋转角的平方和(能量值(∑I²)+(∑Q²)或能量值(∑I^p)²+(∑Q^p)²))。

代码检测装置检测相应于相位旋转角的平方和的最大值并作为检测代码将其输出。

下面将说明本发明的第一实施例。

在一CDMA蜂窝通信***中(没有语音数据等)仅由一扩展代码(PN码)调制的称之为导频信号的一信号从基地电台被不断地传送。这个导频信号被用来检测和保持和移动单元的同步。

图1示出了上述导频信号的产生过程。

如图1所示，基地电台的发送单元包括有两类PN发生器110和111。这两类PN发生器110和111产生相同周期和不同伪随机数序列的代码。

由PN发生器110所产生的PN代码通过一乘法器112与振荡器114的输出相乘。由PN发生器111所产生的PN代码通过一乘法器113与在π/2延迟单元115中将振荡器114的输出延迟1/4周期所得到的载波信号相乘。在乘法器112和113中相乘的结果在加法器116中被相加并作为一传送信号被输出。

下面说明从由基地电台产生的引导信号(传送信号S(t))被移动单元接收到该代码被再现的过程。

当指定由基地电台的传送单元的PN发生器110所产生的PN代码作为代码pn_i(t)、指定由PN发生器111所产生的PN代码作为代码PNpn_q(t)、和指定振荡器114的输出信号作为载波信号Cos(ωt)时，传送信号S(t)由下面的等式1所表示。

S(t)＝pn_i(t)·Cos(ωt)+pn_q(t)·sin(ωt)

                                                   …(1)

当由图1所示的基地电台传送单元的振荡器114所产生的载波信号的角频率被指定为角频率ω₁、其相位被指定为相位ψ、和其增益被指定为增益a_o时，基地电台的传送信号S(t)是由下面等式2表示。

      S(t)＝a_o(pn_i(t)·cos(ω₁t+ψ)

        +pn_q(t)·sin(ω₁t+ψ))

                                             …(2)

等式2中所示的传送信号S(t)由于该传输通路的传播损耗而衰减。当考虑到该衰减而指定在接收点(移动单元)处的传送信号r(t)(按收信号r(t))的增益为常数a₁时，则由下面等式3表示。

        r(t)＝a₁(pn₁(t)·cos(ω₁t+ψ)

             +pn_q(t)·sin(ω₁t+ψ))

                                        …(3)

由等式3所表示的接收信号r(t)分别与具有一相位差π/2(拉德)的载波信号cos(ω₂t)和sin(ω₂t)相乘，得到由下面等式4和5表示的正交分量r_i和r_q。

      r_i＝a_i(pn_i(t)·cos(ω₁t+ψ)·cos(ω₂.t)

          +pn_q(t)·sin(ω₁t+ψ)·cos(ω₂t))

                                                     …(4)

      r_i＝a_i(pn_i(t)·cos(ω₁t+ψ)·sin(ω₂.t)

          +pn_q(t)·sin(ω₁t+ψ)·sin(ω₂t))

                                                     …(5)

通过一低通滤波器而从这些正交分量r_i和r_q中消除高频分量之后所保留的基带分量r_i和r_q变为如下面等式6和7所示。

        r_i＝a_i(pn_i(t)·cos(ω₁t+ψ-ω₂t)

           +pn_q(t)·sin(ω₁t+ψ-ω₂t))

                                            …(6)

        r_q＝a_i(-pn_i(t)·sin(ω₁t+ψ-ω₂t)

           +pn_q(t)·cos(ω₁t+ψ-ω₂t))

                                             …(7)

接着，在下面等式8和9中示出了由代码pn_i(t)和pn_q(t)的值所产生的正交信号I和Q。

        I＝r_i·pn_i(t)

        Q＝r_q·pn_q(t)           …(8)

注：其中pn_i(t)等于pn_q(t)。

        I＝r_q·pn_q(t)

        Q＝r_i·pn_i(t)           …(9)

注：其中pn_i(t)等于pn_q(t)。

结果，得到如下面等式10和11所示的二个正交信号I和Q。

    I＝a₁(cos(ω₁t+ψ-ω₂t)+sin(ω₁t+ψ-ω₂t))

                                               …(10)

    Q＝a₁(cos(ω₁t+ψ-ω₂t)+sin(ω₁t+ψ-ω₂t))

                                               …(11)

求得正交信号的能量(I²+Q²)/2变为由下面等式12所示。

       r_e＝(I²+Q²)/2

         ＝a₁ ²(cos²(ω₁t-ψ-ω₂t)

         +2cos(ω₁t+ψ-ω₂t)·sin(ω₁+ψ-ω₂t)

         +sin²(ω₁t+ψ-ω₂t)+cos²(ω₁t+ψ-ω₂t)

         -2cos(ω₁t+ψ-ω₂t)·sin(ω₁t+ψ-ω₂t)

         +sin²(ω₁t+ψ-ω₂t))/2

         ＝a₁ ²(2cos²(ω₁t+ψ-ω₂t)

         +2sin²(ω₁t+ψ-ω₂t))/2

         ＝a₁ ²

                                                    …(12)

图2示出了一种完成在上述移动单元侧的处理的电路。

接收信号r(t)输入到乘法器10和11的第一输入端。由振荡器12产生的载波信号cos(ω₂t)直接输入到乘法器10的第二输入端，并且由π/2相位延迟电路13准确地延迟了π/2(弧度)相位(1/4周期)的载波信号sin(ω₂t)被输入到乘法器11的第二输入端。乘法器10和11分别对输入的二个信号相乘并输出正交分量r_i和r_q。

I分量析取电路14和Q分量析取电路15分别用上述方法从相乘信号r_i和r_q产生正交信号I和Q。

平方和电路16计算来自它们的正交信号I和Q的能量值(I²+Q²)/2。

当仅用于一单个芯片时以上述方式求得的正交信号I和Q的能量值(I²+Q²)/2对噪声具有一低的比值。因此，实际上使用如图3所示的实现频谱反转扩展的电路。图3所示电路与图2所示电路的不同之处是在对正交信号I和Q累加之后来计算平方和。

在图3所示的电路中，与图2中所示电路相似该接收信号r(t)输入到乘法器20和21，分别与由振荡器22所产生的载波信号cos(ωt)和由π/2相位延迟电路23准确地延迟π/2(弧度)相位的载波信号sin(ωt)相乘，这样产生正交分量r_i和r_q。

I分量析取电路24和Q分量析取电路25从正交分量r_i和r_q分别产生正交信号I和Q。

通过累加电路26和27分别使正交信号I和Q被累加，以产生累加信号∑I和∑Q。

平方和电路28使累加信号∑I和∑Q平方以计算其能量(∑I²)+(∑Q²)。

这里，在传送侧和接收侧的载波频率相等的场合(在上述等式ω₁＝ω₂)，等式10和11变为如下面等式13和14所示。

       I＝a₁(cos(ψ)+sin(ψ))               …(13)

       Q＝a₁(cos(ψ)-sin(ψ))               …(14)

在等式13和14所示的情况中，在接收侧该正交信号I和Q变为不依从于时间的恒定值。因此，在图3的电路中所计算的正交信号I和Q的能量值E′变成如等式15中那样。

    E′＝((∑I/n)²+(∑Q/n)²)/2

       ＝((∑(a₁(cos(ψ)-sin(ψ)))/n)²

       +(∑(a₁(sin(ψ)+cos(ψ))/n)²)/2

       ＝a₁ ²((cos(ψ)-sin(ψ))²

       +(sin(ψ)+cos(ψ))²/2

       ＝a₁ ²                                     …(15)

在这种方式中，在传送侧和接收侧的二个载波信号的频率ω₁ω₂是相等的场合，等式15的结果和等式12的结果相符合。

但 是，在传送侧和接收侧的载波信号的频率ω₁和ω₂不同的场合(ω₁不等于ω₂)，在不同时间由相乘信号分量相乘而获得一分量，例如在该能量值E′中产生cos(ω₁t_i+ψ-ω₂t_i)·sin(ω₁t_j+ψ-ω₂t_j)。这个分量不可能被删除，因而等式12和15的结果不重合并且在这两个结果之间将产生一误差。

为此，当在传送侧和接收侧的载波信号的频率ω₁和ω₂不同(ω₁不等于ω₂)时所产生的误差随着该载波信号频率ω₁和ω₂的差异越大而变得越大。

在图2和图3所示的接收侧的电路由接收信号r(t)同步操作的场合，载波信号的频率ω₁和ω₂的差异变得足够的小，并且因而该误差也变得非常地小。但是，在接收侧开始接收之后并与传送侧的同步不能立即建立的情况下，有时载波信号的频率ω₁和ω₂之间的差异变得较大。

作为参考，在通常使用的CDMA蜂窝通信***的频段中，虽然取决于载波信号ω₁和ω₂的值，但它们之间的差必须小于0.5ppm(不能超过0.5ppm)，最好是0.2ppm或更小。

但是，在一移动单元内提供这样一高精度的振荡器将使得该移动单元的价格大大提高，因此这是不现实的。

而且，在图3的电路中，如果正交信号I和Q的累加数减小，则作为扩展频谱通信***的特征的扩展增益不可能被有效地利用，因而在等式15所示的处理中被计算的累加信号∑I和∑Q的能量值中所产生的误差变大。

图4示出了一种能克服所述缺点的在接收侧的电路。

在图4所示电路中，乘法器30和31、振荡器32、π/2相位延迟电路33、I分量析取电路34、Q分量析取电路35、累加电路36和37，以及平方和电路38与图3中所示电路相类似地计算来自接收信号r(t)的累加信号∑I和∑Q的能量值(∑I)²+(∑Q)²。

累加电路39进一步累加能量值(∑I)²+(∑Q)²以计算累加能量值∑((∑I)²+(∑Q)²)。

选择单元40由一计算机等的CPU构成，根据下面的CPU等的指令选择平方和电路38的输出信号(能量值(∑I)²+(∑Q)²)或累加电路39的输出信号(累加能量值∑((∑I)²+(∑Q)²)中的任一个并将其作为代码输出信号输出。

在图3所示的电路中，为了检测来自具有一高精度的接收信号，的PN代码，在累加电路36和37中累加的次数必须增加到例如512(用于512芯片选择)。但是，在接收侧和传送侧的载波信号频率ω₁和ω₂存在有一误差的场合，如果累加次数增加将产生一误差。

另一方面，在图4所示的电路中，累加电路36、37和39是在平方和电路38之前和之后被提供的。当假定在累加电路36和37中的累加次数例如为64和在累加电路39中的累加次数例如为8时，可以得到在图3所示的电路中将累加电路26和27的累加次数设置为512时相同的精度。

也就是，通过将在累加电路36和37中的累加次数压缩到64那样小时，由于该误差或在传送侧和接收侧的载波频率ω₁和ω₂的差异而引起的恶化也被抑制。在累加电路36和37中用该累加数(64)不可能获得一对噪声的充分的比值的情况下，通过在累加电路39中进一步累加8次则可能改善对噪声的比值。选择器40的CPU等在通过平方和电路38的输出信号得到对噪声的一充分比值的情况下选择平方和电路38的输出信号作为代码输出信号而在不能获得对噪声的一充分比值的情况下选择累加电路39的输出信号作代码输出信号。

累加电路36和37的累加次数以及累加电路39的累加次数是根据所期望的载波信号频率ω₁和ω₂的误差或差异、对噪声所需的比率、以及功耗来确定的并且不可能作为固定值给出。

在移动单元启动时，根据该接收信号不能建立同步，因而在基地电台和移动单元之间产生载波频率ω₁和ω₂的差异。在这种情况中，如图4所示，选择器40将选择和输出累加电路39的输出信号。

在移动单元开始对接收信号解调并建立同步之后，基地电台和移动单元的载波频率ω₁和ω₂之间的差异变得足够地小，因而足以使选择器40选择和输出平方和电路38的输出信号。

与图3所示的电路相比，在图4所示的电路中，平方和电路38的累加次数变得很小，因而其功耗也小。

图5A的图形示出了在图4中所示的电路的累加电路36和37中在用于64芯片时正交信号I和Q的累加情况下该PN代码的检测结果。在图5A所示情况中，存在着所检测的PN代码与噪声没有充分分离的现象并且例如在图5A中由该波状线所指出的尖峰是在该噪声的内部并且不可能被检测出。

在传送侧和接收侧的载波信号频率ω₁和ω₂之间没有误差或差异存在的情况下，如果在图3所示的电路的累加电路26和27中该正交信号I和Q是用于512芯片而累加时，则如图5C所示该PN代码可很好地被分离，并且在图5A中由用间断线所指出的尖峰可被检测出。

当假定在图4中所示的累加电路36和37中的累加次数为64(相当于64芯片)并且在累加电路39中的累加次数为8时，则代码检测的结果变为如图5B所示。

虽然该噪声电平没有降低到如图5C中所示的累加电路26和27的累加次数设置为512时的情况的程度，但与图5A中所示的将累加电路36和37的累加次数设置为64时的情况相比较其噪声电平的离散(变化)变得较小，并且PN代码的分离程度得以改善。

但是，只在图4中所示的电路被使用，即使累加电路39的累加次数增加，也仅仅是超过在累加电路36和37中所得到的噪声平均电平(在图5B中由间断线所指明的水平线)的信号才可被分离出。因而，例如由图5B中的间断线所指明的尖峰不可能被检测出。

第二实施例

下面将说明本发明的第二实施例。

由于传送侧和接收侧的载波频率ω₁和ω₂之间的误差和差异的影响而在正交信号I和Q中呈现出波动。

根据在图6中所示的本发明的第二实施例的代码检测装置1，通过删除正交信号I和Q的相位旋转来消除由于载波信号ω₁和ω₂之间的误差或差异而造成的影响。

为了删除该相位旋转，使用在第一实施例中所说明的在等式6和7中所示的方法和使用在等式10和11中所示的方法。以下将说明这些方法。

当改变等式6和7时，得到下面等式16和17。 $r_i=\sqrt{2}{a}_1\·\cos (-\mathrm{\Δ\ωt}-\mathrm{\α})\…\left(16\right)$ $r_q=\sqrt{2}{a}_1\·\sin (-\mathrm{\Δ\ωt}-\mathrm{\α})\…\left(17\right)$

注：Δω＝ω₁-ω₂，

    α＝π/4(pn_i＝1，pn_q＝1)；

       -π/4(pn_i＝1，pn_q＝-1)；

       3π/4(pn_i＝-1，pn_q＝1)；和

       -3π/4(pn_i＝-1，pn_q＝-1)。

假定有一个使用二个正交信号分量作为坐标轴的坐标***，使用正交分量r_i和r_q作为要素的坐标(r_i，r_q)随着时间的推移环绕该原点以顺时针方向移动而存在一正的频率差(ω₁＞ω₂)。因而，如果以反时针方向旋转而得到该正交分量r_i和r_q，则可删除这种旋转。

R_p＝AR                                    …(18)

注：R_p是2×1矩阵，和

    R_p的元素是r₁₁＝r_ip和r₂₁＝r_qp，

    A是2×2矩阵，和

    A的元素是：

    a₁₁＝cos(Δωt)；

    a₁₂＝-sin(Δωt)；

    a₂₁＝sin(Δωt)；和

    a₂₂＝cos(Δωt)。

    R是2×1矩阵，和

    R的元素是r₁₁＝r_i和r₂₁＝r_q。

在由上式所得到的校正之后的正交分量r_ip和r_qp是由下面等式指明的。可以看出该频率差Δωt被消除掉了。

    r_ip＝a₁(pn_i·cos(ψ)+pn_q·sin(ψ))

                                             …(19)

    r_qp＝a₁(-pn_i·sin(ψ)+pn_q·cos(ψ))

                                             …(20)

利用等式18的原理来消除频率差Δωt的影响的本发明的该代码检测装置1的构成如图6所示。应注意的是，在该代码检测装置1的前面设置的乘法器407、408，振荡器409，和π/2相位延迟电路410与图2中所示的电路10、11、12和13是基本相同的。

通过在第一实施例中所示的处理，由接收信号r(t)所得到的每个芯片周期的正交分量r_i和r_q被输入到相位旋转单元400中。

相位旋转单元400通过执行如等式18中所示的计算来旋转正交分量r_i和rq的相位。由相位旋转单元400进行了相位旋转的正交分量r_ip和r_qp被分别输入到I分量析取电路401和Q分量析取电路402。

在相位旋转单元400中给予正交分量r_i和r_q的旋转量(频率差Δωt)是由相位旋转量发生器406计算的并设置在相位旋转单元400中。

I分量析取电路401和Q分量析取电路402根据正交分量r_ip和r_qp分别执行等式8和9所示的计算，以产生正交信号I和Q。

为了精确地予定芯片部分，累加电路403和404顺序地累加正交信号I和Q，并产生累加信号∑I和∑Q。

平方和电路405对累加信号∑I和∑Q平方，使被平方的累加信号相加，并顺序计算累加信号∑I和∑Q的能量值(∑I)²+(∑Q)²。

下面将说明该代码检测装置1的一种变型。

当变化在第一实施例中的等式10和11时，得到下面等式21和22。 $I=\sqrt{2}{a}_1\·\cos (-\mathrm{\Δ\ωt}-\mathrm{\ψ}+\mathrm{\π}/4)\…\left(21\right)$

注：Δω＝ω₁-ω₂。 $Q=\sqrt{2}{a}_1\·\sin (-\mathrm{\Δ\ωt}-\mathrm{\ψ}+\mathrm{\π}/4)\…\left(22\right)$

            注：Δω＝ω₁-ω₂。

从等式21和22可见坐标(I，Q)使用二个正交信号作为坐标轴并且正交信号I和Q作为元素随着时间的推移围绕原点以顺时针方向移动。因此，通过以反时针方向对正交信号I和Q进行旋转，就可删除正交信号I和Q的相位旋转。

    Q＝BC                                    …(23)

    注：Q是2×1矩阵，和

        Q是元素是P₁₁＝I_p和P₂₁＝Q_p，

        B是2×2矩阵，和

        B的元素是：

        b₁₁＝cos(Δωt)；

        b₁₂＝-sin(Δωt)；

        b₂₁＝sin(Δωt)；和

        b₂₂＝cos(Δωt)，

        C是2×1矩阵，和

        C的元素是C₁₁＝I和C₂₁＝Q。

由等式23得到的相位被旋转的正交信号I_p和Q_p变为如下面等式24和25中所示的并且消除了频率差Δωt的I_p和Q_p。

         I_p＝a₁(cos(ψ)+sin(ψ))            …(24)

         Q_p＝a₁(cos(ψ)-sin(ψ))            …(25)

因此，通过如等式23所示的计算可以删除传送侧和接收侧的载波频率ω₁和ω₂之间的差异(频率差Δωt)。

如图7所示，根据上面所述的原理，代码检测装置2的构成能够通过旋转正交信号I和Q的相位而删除频率差Δωt。应注意的是，在图7中省略了置予图6所示的代码检测装置2前面的乘法器等。

从接收信号r(t)得到的每个芯片部分的正交分量r_i和r_q被分别输入到I分量析取电路200和Q分量析取电路201。

I分量析取电路200和Q分量析取电路201分别执行等式8和9所示的计算，以产生正交信号I和Q。

相位旋转单元202通过进行等式23所示的计算旋转正交信号I和Q的相位并产生相位旋转正交信号I_p和Q_p。

这里，相位旋转量发生器206计算在相位旋转单元202中的相位旋转值(频率差Δωt)并将其设置在相位旋转单元202中。

为了精确地予置芯片周期该累加电路202和203累加该相位旋转正交信号I_p和Q_p并顺序地产生累加信号∑I_p和∑Q_p。

平方和电路205对累加信号∑I_p和∑Q_p平方，将它们相加，并顺序地计算累加信号∑I_p和∑Q_p的能量值(∑I_p)²+(∑Q_p)²。

第三实施例

下面，将说明本发明的第三实施例

图8示出了根据本发明的第三实施例代码检测装置3的构成。应注意的是，与代码检测装置2相似，在代码检测装置3的前面安置了一从接收信号r(t)产生正交分量r_i和r_q的电路，但为了描述简化起见在图8中将该电路省略了。

从接收信号r(t)得到的正交分量r_i和r_q被分别地输入到I分量析取电路220和Q分量析取电路221。

I分量析取电路220和Q分量析取电路221分别执行等式8和9所示的计算，以产生正交信号I和Q。

相位旋转单元222通过进行等式23中所示的计算旋转正交信号I和Q的相位以产生相位旋转正交信号I_p和Q_p。

这里，相位旋转量发生器226根据自控制电路231输入的指令数据产生在相位旋转单元222中的相位旋转量(在等式23中的频率差Δωt)并将其设置在相位旋转单元222中。

对于精确地所予置的芯片周期，累加电路223和224累加正交信号I_p和Q_p以分别产生累加信号∑I_p和∑Q_p。

平方和电路225将累加信号∑I_p和∑Q_p进行平方，将其平方结果相加，并计算累加信号∑I_p和∑Q_p的能量值(∑I_p)²+(∑Q_p)²。

由平方和电路225所计算的累加信号∑I_p和∑Q_p的能量值(∑I_p)²+(∑Q_p)²被输入到寄存器227、228和229中，并且表明各自同步存贮的写信号由控制电路231输入到寄存器227、228和229。

在寄存器227、228和229中存贮的能量值(∑I_p)²+(∑Q_p)²在由控制电路231所指明的同步的情况下输入到选择电路230，选择电路230选择在这些能量值(∑I_p)²+(∑Q_p)²之中具有最大值的一能量值并将其作为一最终检测值输出。

这里，控制电路231对于相同PN同步向相位旋转量发生器226输出三种不同指令数据并且根据这些指令数据该相位旋转量发生器226在相位旋转单元222中设置三种不同的相位旋转量。

相位旋转单元222对于相同的PN同步向正交信号I和Q给出三种不同的相位旋转并且向累加电路223和224输出三种相位旋转正交信号I_p和Q_p。

因此，累加电路223和224以及平方和电路225相应于这三种正交信号I_p和Q_p计算能量值(∑I_p)²+(∑Q_p)²并将其输出到寄存器227，228和229。

控制电路231调整该同步使得通过写信号使寄存器227、228和229存贮正交信号I_p和Q_p并使得寄存器227相应于在三种正交信号I_p和Q_p之中的第一正交信号I_p和Q_p存贮能量值(∑I_p)²+(∑Q_p)²；使得寄存器228相应于第二正交信号I_p和Q_p存贮能量值(∑I_p)²+(∑Q_p)²；和使得寄存器229相应于第三正交信号I_p和Q_p存贮能量值(∑I_p)²+(∑Q_p)²。其结果，由不同相位旋转量旋转了相位的正交信号I_p和Q_p将被存贮在寄存器227、228和229中。

选择电路230选择在寄存器227、228和229中所存贮的这些能量值(∑I_p)²+(∑Q_p)²之中的最大能量值，因而在相位旋转单元222中相位被最佳地旋转了的正交信号I_p和Q_p的能量值(∑I_p)²+(∑Q_p)²被作为最终PN代码输出(最终检测输出)。

如上述方式构成的代码检测装置3，即使在频率差Δωt是未知的情况下也可获得良好的PN代码的检测。

应注意的是，在第三实施例中示出了使用三种相位旋转量的情况，但是也可构成这样的***使得相应于正交信号I和Q的相位旋转是通过设置二个或四个或多个相位旋转量的类型数的更好的间隔上来执行的并且适当的改变寄存器数和相应于该寄存器的控制。

第四实施例

下面，将说明本发明的第四实施例。

图9示出了根据本发明的第四实施例的代码检测装置4的构成。应注意的是，与代码检测装置2和3相似，在代码检测装置4的前面安置了一从接收信号r(t)产生正交分量r_i和r_q的电路，但为了描述简化起见在图9中将它省略。

从接收信号r(t)获得的正交分量r_i和r_q被分别输入到I分量析取电路240和Q分量析取电路241。

I分量析取电路240和Q分量析取电路241通过进行等式8和9中所示的计算产生正交信号I和Q。

相位旋转单元242、243和244执行等式23所示的计算通过各自不同的相位旋转量，旋转正交信号I和Q的相位，并产生三种相位旋转正交信号I_p和Q_p。

应注意的是，相位旋转量发生器255产生三种不同相位旋转量(在等式23中的频率差Δωt)并将相位旋转量分别设置在相位旋转单元242，243和244。

累加电路245、247和249以及累加电路246、248和250对于每个予置的芯片部分累加分别自相位旋转单元242、243和244输入的正交信号I_p和Q_p并产生累加信号∑I_p和∑Q_p。

平方和电路251、252和253相应于分别由累加电路245、247和249以及累加电路246、248和250所计算的累加信号∑I_p和∑Q_p而分别产生能量值(∑I_p)²+(∑Q_p)²。

选择电路254将由各个平方和电路251，252和253计算的能量值之中的最大能量值作为最终PN代码输出。

应注意的是，代码检测装置4具有三种设置的相位旋转单元、累加电路和平方和电路并且其构成使得将三种相位旋转量给予正交信号I和Q，但是它还可能这样构成使得这些电路的二种设置或四种或更多的设置能将二种或四种或多种相位旋转量给予正交信号I和Q并且检测PN代码。

另外，它还可能这样构成使得由这些相位旋转单元中的一个单元向正交信号I和Q给出的相位旋转量被设置为0。在这种情况中，可以省略具有相位旋转量为0的相位旋转单元。

第五实施例

下面，将说明本发明的第五实施例。

图10示出了本发明第五实施例的代码检测装置5的构成。应注意的是，类似于代码检测装置1至4，在代码检测装置5的前面安置了一从接收信号r(t)产生正交分量r_i和r_q的电路，但为了描述简化起见而在图10中将它省略了。

在图10所示的代码检测装置5的构成部分之中，相位旋转单元420，I分量析取电路421，Q分量析取电路422，累加电路423和424，控制电路431，相位旋转量发生器426，寄存器427、428和429以及选择电路430分别相应于图8所示的第三实施例的代码检测装置3的相位旋转单元222，I分量析取电路220，Q分量析取电路221，累加电路223和224，控制电路231，相位旋转量发生器226，寄存器227、228和229以及选择电路230，并且执行相似的操作。

由此可见，代码检测装置5和代码检测装置3的构成相似，但不同之处是I分量析取电路以及Q分量析取电路与相位旋转单位的位置被相互交换。

下面，将说明代码检测装置5的操作。

从接收信号r(t)得到的正交分量r_i和r_q被输入到相位旋转单元420。

控制电路431在相同的芯片部分向相位旋转量发生器426输出三种不同指令数据，相位旋转量发生器426根据这些指令数据在相位旋转单元422中设置三种不同相位旋转量。

相位旋转单元422在相同芯片部向正交分量r_i和r_q给予三种不同相位旋转并分别向累加电路423和424输出三种相位旋转正交分量r_ip和r_qp。

相应于三种正交分量r_ip和r_qp的每一种，I分量析取电路421、Q分量析取电路422，累加电路423和424、和平方和电路425计算正交信号I和Q的能量值(∑I_p)²+(∑Q_p)²，并且将这三种能量值(∑I_p)²+(∑Q_p)²存贮在寄存器427、428和429中。

选择电路430将在寄存器427、428和429存贮的能量值(∑I_p)²+(∑Q_p)²中的最大能量值作为最终PN代码输出。

如上所述构成的代码检测装置5，可以实现一等效于代码检测装置3的性能。

应注意的是，有关代码检测装置3的同样的变型也可适用于代码检测装置5。

第六实施例

下面，将说明本发明的第六实施例。

图11示出了根据本发明第六实施例的代码检测装置6的构成。应注意的是，与代码检测装置1至5相类似，在代码检测装置6的前面安置了一从接收信号r(t)产生正交分量r_i和r_q的电路，但为了描述简明起见在图11中将它省略了。

图11所示的代码检测装置6是在第四实施例中所示的代码检测装置4的变型，并且代码检测装置6的相位旋转单元440、441和442，I分量析取电路443、444和445，Q分量析取电路446、447和448，累加电路449、450和451、累加电路452、453和454，平方和电路455、456和457，以及选择电路458分别相应于代码检测装置4的相位旋转单元242、243和244，I分量析取电路240，Q分量析取电路241，累加电路245、246和247，累加电路248、249和250，平方和电路251，252和253以及选择电路254，并且执行相似的操作。

由此可见，代码检测装置6和代码检测装置4具有相似的结构，但是不同之处是I分量析取电路和Q分量析取电路与相位旋转单元的位置被相互交换。

从接收信号r(t)所得到的正交分量r_i和r_q被输入到相位旋转单元440、441和442。

相位旋转量发生器459产生三种不同的相位旋转量(在等式23中的频率差Δωt)并且在相位旋转单元440、441和442中设置这些相位旋转量。

相位旋转单元440、441和442利用由相位旋转量发生器所设置的相位旋转量执行等式23中所示的计算，旋转正交分量r_i和r_q的相位，并且产生三种相位旋转正交分量r_ip和r_qp。

I分量析取电路443、444和445以及Q分量析取电路446、447和448分别相应于从相位旋转单元440、441和442输入的正交分量r_ip和r_qp执行在等式8和9中所示的计算并产生正交信号I和Q。

累加电路449、450和451以及累加电路452、453和454对于每个予置芯片部分分别累加从I分量析取电路443、444和445以及Q分量析取电路446、447和448输入的正交信号I和Q并产生累加信号∑I和∑Q。

相应于分别由累加电路449、450和451以及累加电路452、453和454计算的累加信号∑I和∑Q该平方和电路455、456和457产生能量值(∑I_p)²+(∑Q_p)²。

选择电路458将由各个平方和电路455、456和457所计算的能量值中的最大能量值作为最终PN代码输出。

应注意的是，类似于用于代码检测装置4的类型还可用于代码控制装置6。

第七实施例

下面，将说明本发明的第七实施例。

图12示出了根据本发明的第七实施例的相位旋转量发生器7的构成。

图13示出了由图12所示的相位旋转量发生器7所增生的相位旋转量。

相位旋转量发生器7用来替代图9中的第四实施例的代码检测装置4中的相位旋转量发生器255。

如图12所示，相位旋转量发生器7是由初始级的计数器340和下一组的计数器341所组成，在计数器340中设置了从外部来的频率分割比M而在计数器341中具有频率分割比为N(M和N为整数)，向上或向下计数的数是与包括在接收信号r_(t)中的PN代码相同步的时钟信号同步，以产生在相位旋转单元中用于计算的相位旋转量，并将其设置在相位旋转单元中。

由相位旋转量发生器7所产生的相位旋转量变成如图13所示。

由相位旋转单元给予正交信号I和Q或正交分量r_i和r_q的相位旋转值是在0到2π的范围之内。这个相位旋转量正比于计数器341相应的计数0到N-1。也就是，当假定计数器341的数为n(0≤n≤N-1，n是一整数)时，其相位旋转值(在等式18等之中的频率差Δωt)可以表示为Δωt＝2nπ/N。

如上所述，计数器340的频率分割比M是可变的，并且可以通过改变它而调整相位旋转值。也就是，当计数器340的频率分割比小时，N-频率分割计数的计数变快，并且从相位旋转量发生器7输出的相位旋转值变大。

再有，当计数器341向下计数时，它可能使得相位旋转量发生器7进入相应于负相位旋转量。

利用计数器340和341所构成的两级结构的相位旋转量发生器7，第二级的计数器341的计数还总是可以在从0到N-1的范围，因而利用相位旋转单元的这个特性可以容易地对输入和输出进行匹配。

再有，与相位旋转量发生器是由单级组成的情况相比较，该计数范围不与频率分割值的变化一起变化，因而一种如图13所示的表明计数和相位旋转量之间对应关系的表就足够。

第八实施例

下面，将说明本发明的第八实施例。

图14示出了根据本发明第八实施例的相位旋转单元8的构成。该相位旋转单元8例如是在图8中所示的代码检测装置3的相位旋转单元222的简化变型并用来替代该相位旋转单元222。

由相位旋转单元8对相位进行了旋转的正交信号I和Q或正交分量r_i和r_q(信号X_i和X_q)被分别输入到代码反相电路262和263以及选择器264和265。

代码反相电路262和263分别反相输入信号X_i和X_q的代码并产生信号-X_i和-X_q。

选择器264和265根据表1中所示的规则选择信号X_i、X_q、-X_i和-X_q并将其作为相位旋转正交信号I_p和Q_p或正交分量r_ip和r_qp(信号Y_i，Y_q)输出。

                       表1

相位旋转值(2比特)和相位旋转单元的输出的关系

相位旋转值    选择器264的输出    选择器265的输出

00(0)             X_i                  X_q

01(π/2)         -X_q                  X_i

10(π)           -X_i                 -X_q

11(3π/2)         X_q                 -X_i

也就是，在选择器264和265中，由相位旋转量发生器269所产生的2比特相位旋转值数据(00)表示0(弧度)的一相位旋转值，(01)表示π/2(弧度)的一相位旋转值，(10)表示π(弧度)的一相位旋转值和(11)表示3π/2(弧度)的一相位旋转值。

由指定的0(弧度)、π/2(弧度)、π(弧度)、和3π/2(弧度)所得出的对于相位旋转矩阵P的相位旋转值(频率差Δωt)由下面等式26表示。该相位旋转矩阵P的分量是0或±1的值并且因此相位旋转单元8的构成变得非常简单。

P是2×2矩阵，和

P的元素是：

    P₁₁＝cos(Δωt)；

    P₁₂＝-sin(Δωt)；

    P₂₁＝sin(Δωt)；和

    P₂₂＝cos(Δωt)。                …(26)

第九实施例

下面，将说明本发明的第九实施例。

图15示出了根据本发明第九实施例的相位旋转量发生器9的构成。该相位旋转量发生器9是在第七实施例所示的相位旋转量发生器7的一种变型，并且相位旋转量发生器9的计数器350和351对应于相位旋转发生器7的计数器340和341并且执行相同的操作。

相位旋转量发生器9由和在图14所示的第八实施例的相位旋转单元8一起的相位旋转量发生器226所置换而图14所示的第八实施例的相位旋转单元8用来替代图8所示的第三实施例的相位检测装置中的相位旋转单元222。

如上所示，该相位旋转量发生器9是与相位旋转单元8一起被使用，因而具有一适应于相位旋转单元8操作的结构，也就是，由从外部设置了频率分割比M的初始级的计数器350和具有频率分割比4的计数器351(M为一整数)而构成，类似于相位旋转量发生器7，向上计数或向下计数的数是与包含在接收信号r_(t)内的PN代码的芯片部分同步的时钟信号同步的，产生在相位旋转单元中用来计算的相位旋转量，并将其设置在该相位旋转单元中。

通过使用上述实施例中所示的本发明的代码检测装置3和6、相位旋转量发生器7和9、以及相位旋转单元8，即使在传送侧(基地站)和接收侧(移动单元)的载波频率ω₁和ω₂之间出现误差或差异，该移动单元仍可实现对自基本站传送的PN代码的检测。

另外，如同在第三到第五实施例所示的代码检测装置3和5中那样，为改变在相位旋转单元中所设置的相位旋转量时通过使用所设置的I分量析取电路、Q分量析取电路、相位旋转单元、累加电路、和平方和电路(检测装置)，可提供一具有电路数量少和功耗小的代码检测装置。

另一方面，通过并行操作如第四至第六实施例的代码检测电路4和6那样的多个检测装置可提供一高速代码检测装置。

按照其所期望的用途而选择代码检测装置3和5或者代码检测装置4和6的任一个，根据本发明的代码检测装置可以处理一宽范围的用途。

应注意的是，在移动单元侧开始接收直至建立同步之后的期间内由移动单元所产生的载波频率ω₂具有一与基地电台的载波频率ω₁不同的误差或差异。在此之后，成为一个问题的误差或差异在这些频率中不再产生。

因此，在使用代码检测装置3和5的情况下，在传送侧和接收侧之间建立同步。直到除了PN代码之外的有效数据的解调开始为止，检测装置通过所设置的相应的各自频率差而***作若干次。  在有效数据的数据解调开始和频率差被消除的情况下，代码检测装置3和5被改变以便相应于这种状态而实现一设置，因而在此之后可以缩短PN代码检测时间。

还有，在代码检测装置4和6被使用的情况下，在数据的解调开始之后，相应于不存在频率差的情况通过仅操作该检测装置可以降低功耗。

应注意的是，在上述的实施例中，说明了通过使用图1所示的电路一CDMA蜂窝通信***的基地电台传送一导频信号的情况，但即使在通过图16所示的电路传送2相位PSK***的信号的情况下，通过在本发明的技术观点的范围内的一种变型如用代码检测装置3到6以相同的方式也可以检测该代码。

如上所述，根据本发明的代码检测装置，由于对一CDMA蜂窝型通信***等的基地电台和移动单元之间的同步的检测可以降低该处理的初始级的计算误差并且可更好地执行该同步的检测和处理。

还有，根据本发明的代码检测装置，可以高速并低耗的执行该代码检测。

Claims (18)

1.一种代码检测装置包括：

用来正交地检测一扩展频谱调制接收信号的第一检测装置；

用来对所述正交检测信号分量执行相位补偿以产生正交信号(I，Q)的相位补偿装置；

用来对所述相位补偿正交信号(I，Q)累加一予定的次数，并且累加该正交信号(I，Q)的所述累加值的平方和(∑I²∑Q²)的累加平方求和装置；和

用来根据通过改变相位补偿量所得到的所述被计算的平方和(∑I²∑Q²)检测所述扩展频谱调制接收信号的代码的第二检测装置。

2.如权利要求1所述的代码检测装置，其中所述相位补偿装置相位补偿所述正交检测信号分量，和其中所述累加平方求和装置根据所述相位补偿信号分量产生正交信号(I，Q)。

3.如权利要求1所述代码检测装置，其中所述第一检测装置相应于所述每个正交检测信号分量产生各自正交信号(I，Q)，和其中所述相位补偿装置补偿所述产生的正交信号(I，Q)的相位。

4.如权利要求1所述的代码检测装置，其中所述累加平方求和装置存贮所述产生并输出由改变所述相位补偿、选择所存贮的平方和(∑I²∑Q²)的最大值所产生的平方和(∑I²∑Q²)，和

其中所述第二检测装置根据所选择的输出检测所述扩展频谱调制接收信号的代码。

5.如权利要求3所述的代码检测装置，其中所述相位补偿装置同时地向所述正交信号(I，Q)给出多个相位补偿量，其中所述累加平方求和装置产生来自所述相位补偿正交信号(I，Q)的平方和(∑I²∑Q²)，并选择产生和输出的平方和(∑I²∑Q²)的最大值，和其中所述第二检测装置根据所选择的输出检测所述扩展频谱调制接收信号。

6.如权利要求2所述的代码检测装置，其中所述相位补偿装置同时给予所述正交检测信号分量多个相位补偿量，其中所述累加平方求和装置根据相位补偿正交信号分量产生平方和(∑I²∑Q²)，并选择产生和输出平方和(∑I²∑Q²)的最大值，和其中所述第二检测装置根据所选择的输出检测所述扩展频谱调制接收信号的代码。

7.如权利要求1所述的代码检测装置，其中在所述相位补偿装置中用于相位补偿的变化量是π/2(弧度)单元。

8.如权利要求2所述的代码检测装置，其中在所述相位补偿装置中用于相位补偿的变化量是π/2(弧度)单元，和其中所述第二检测装置根据π/2(弧度)相位变化反相被反相的正交地被检测的正交信号分量的代码。

9.如权利要求3所述的代码检测装置，其中在所述相位补偿装置中用于相位补偿的变化量是π/2(弧度)单元，和其中所述第二检测装置根据π/2(弧度)相位变化反相正交信号的代码。

10.一种代码检测方法，包括：

正交地检测一扩展频谱调制接收信号；

对所述正交检测信号分量执行相位补偿并产生正交信号(I，Q)；

以一予定的次数累加所述相位补偿正交信号(I，Q)；

计算所述正交信号(I，Q)的所述累加值的平方和(∑I²∑Q²)；

根据通过改变所述相位补偿量所得到的所述所产生的平方和(∑I²∑Q²)检测所述扩展频谱调制接收信号的代码。

11.如权利要求10所述的代码检测方法，其中对所述正交检测信号分量执行相位补偿，和其中正交信号(I，Q)是根据相位补偿信号分量而产生的。

12.如权利要求10所述的代码检测方法，其中正交信号(I，Q)是根据正交检测信号分量而产生的，和其中相位补偿被加到这样产生的正交信号(I，Q)。

13.如权利要求10所述的代码检测方法，其中通过改变相位补偿量所计算的平方和(∑I²∑Q²)被存贮起来，其中选择所存贮的所产生和输出的平方和(∑I²∑Q²)的最大值，和其中根据所选择的输出来检测扩展频谱调制接收信号的代码。

14.如权利要求12所述的代码检测方法，其中同时向正交信号(I，Q)给出多个相位补偿量，其中从相位补偿正交信号(I，Q)产生并输出平方和(∑I²∑Q²)，其中选择产生和输出平方和(∑I²∑Q²)的最大值，和其中根据所选择的输出选择扩展频谱调制接收信号的代码。

15.如权利要求11所述的代码检测方法，其中同时向正交检测信号分量给予多个相位补偿量，其中根据相位补偿正交检测信号分量产生和输出其平方和(∑I²∑Q²)，其中选择所产生和输出的平方和(∑I²∑Q²)的最大值，和其中根据所选择的输出检测扩展频谱调制接收信号的代码。

16.如权利要求10所述的代码检测方法，其中用于相位补偿的变化量是在π/2(弧度)单元。

17.如权利要求11所述的代码检测方法，其中用于相位补偿的变化量是在π/2(弧度)单元，和其中根据π/2(弧度)相位变化反相正交检测的正交信号分量的代码。

18.如权利要求12所述的代码检测装置，其中用于相位补偿的变化量是在π/2(弧度)，和其中根据π/2(弧度)相位变化反相正交信号的代码。

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