CN112467891B - 一种基于全桥半桥切换的ipt***效率优化方法 - Google Patents

一种基于全桥半桥切换的ipt***效率优化方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种基于全桥半桥切换的IPT***及其效率优化方法，属于无线充电技术领域，目的在于解决感应式无线供电***在轻载条件下效率较低的问题。其包括以下步骤：a.建立基于全桥半桥切换的IPT***基波等效模型；b.分析基于全桥半桥切换的SS补偿IPT***效率模型；c.分析基于全桥半桥切换的SS补偿IPT***控制策略。该方法能够在***工作在轻载与重载时将***切换为半桥逆变模式与全桥逆变模式，可以有效提高轻载条件下的能量传输效率。本发明适用于基于全桥半桥切换的IPT***及其效率优化方法。

Description

一种基于全桥半桥切换的IPT***效率优化方法
技术领域
本发明属于无线充电技术领域，具体涉及一种基于全桥半桥切换的IPT***及其效率优化方法。
背景技术
感应式无线传能(Inductance Power Transfer,IPT)技术是一种基于电磁场为传输媒介，通过磁耦合作用实现能量从电源到负载的供电方式。IPT技术最早由美国麻省理工学院 M.Soljacic教授及其研究团队提出，于2008年被美国麻省理工技术评论为影响未来发展的十大新兴技术之一。该技术的提出为无线供电研究开辟出新的方向，引起了国内外相关领域学者和企业的研究热潮。近几年来，IPT技术的研究取得一定成果，由于其安全、可靠、灵活的优势，已经被广泛用于电动汽车、医疗电子设备、消费电子等领域，为用电设备的非接触供电和电池无线充电提供了一种高效、可靠的技术路径。
IPT***主要由逆变器、谐振网络、磁耦合机构以及整流器组成。在大多数应用场合，由于用电设备的功率需求变化或电池充电状态的变化，***负载变化范围极大，需要通过对接收端变流器进行动态闭环控制以适应***输出功率和电压需求。同时，为提高IPT***的经济性和高效性，在满足***输出功率和电压需求的同时，应着重考量***体积和能量传输效率。
发明内容
本发明的目的在于：为了改变感应式无线供电***在轻载条件下效率较低的问题，提出了一种基于全桥半桥切换的IPT***及其效率优化方法，该***通过切换逆变器的工作模式，在保障负载功率需求的同时，通过控制接受端有源整流器的移相角及交流电压电流相角差，减少轻载条件下***变流器开关损耗及线圈损耗，提升***能量传输效率。
本发明采用的技术方案如下：
一种基于全桥半桥切换的IPT***，包括直流侧电压源Uin、发射端、接收端，发射端包括由四个MOS管组成的全桥逆变器，Q1、Q2、Q3、Q4分别为发射端的四个MOS管开关信号， Q1、Q2、Q3、Q4的开关频率为f，发射端并联有用于作为第三个桥臂的电容Cl1、电容Cl2，发射端还电连接有开关S，控制开关S的闭合/断开实现全桥半桥逆变器的切换，接收端包括由四个MOS管组成的有源整流器，Q5、Q6、Q7、Q8为分别为接收端的四个MOS管开关信号， Q5、Q6、Q7、Q8的开关频率为f，接收端还电连接有直流侧滤波电容Cd和***负载电阻R，还包括发射线圈自感L1、接收线圈自感L2、发射线圈和接收线圈之间的互感M，发射线圈自感的补偿电容C1、接收线圈自感的补偿电容C2，补偿电容C1和补偿电容C2的补偿网络采用串联谐振型补偿网络结构。
一种基于全桥半桥切换的IPT***效率优化方法，包括如下步骤：
a.建立基于全桥半桥切换的IPT***基波等效模型；
b.分析基于全桥半桥切换的SS补偿IPT***效率模型；
c.分析基于全桥半桥切换的SS补偿IPT***控制策略。
进一步地，所述步骤a中等效模型建立的步骤如下：
步骤1.根据基波等效电路列出矩阵方程：
Figure SMS_1
步骤2.根据各环路的自阻抗和互阻抗计算方程组的阻抗矩阵：
Figure SMS_2
步骤3.计算发射线圈和接收线圈的电流表达式：
Figure SMS_3
步骤4.计算整流器输出直流电压为：
Figure SMS_4
步骤5.计算整流器输入直流电流为：
Figure SMS_5
步骤6.计算等效阻抗ZL为
Figure SMS_6
进一步地，所述步骤b中效率模型分析的步骤如下：
步骤1.计算全桥逆变器的输出电压U1和输出电流I1：
Figure SMS_7
Figure SMS_8
步骤2.计算全桥逆变器模式下发射端与接收端线圈中电流I1和I2的大小：
Figure SMS_9
步骤3.计算半桥逆变器的输出电压U1和输出电流I1：
Figure SMS_10
/>
Figure SMS_11
步骤4.计算半桥逆变器模式下发射端与接收端线圈中电流I1和I2的大小：
Figure SMS_12
进一步地，所述步骤c中控制策略分析的步骤如下：
步骤1.在全桥逆变器模式下，当***输出电压Uout恒定时，计算整流器移相角α为：
Figure SMS_13
步骤2.在半桥逆变器模式下，当***输出电压Uout恒定时，计算整流器移相角α为：
Figure SMS_14
综上所述，由于采用了上述技术方案，本发明的有益效果是：
1、本发明中，根据***的工况(重载/轻载)，将***逆变器在全桥半桥之间切换，减少轻载条件下***变流器开关损耗及线圈损耗，提升***能量传输效率。以调节***增益。该***在保障***输出功率和电压的同时，降低了轻载条件下有源整流器的开关损耗以及***电流无功分量。实验结果表明，与传统的IPT***进行相比，所提出的IPT***可有效提升***在宽负载范围条件下的能量传输效率，为IPT***的设计提供了良好的参考。
2、本发明中，通过控制接受端有源整流器的移相角及变流电压电流相角差，在维持***输出电压稳定的同时实现***变流器ZVS操作。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，应当理解，以下附图仅示出了本发明的某些实施例，因此不应被看作是对范围的限定，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他相关的附图，其中：
图1为基于全桥半桥切换的IPT***结构图；
图2为基于SS补偿拓扑的IPT***基波等效电路图；
图3为SS补偿IPT***交流电压电流及变流器驱动信号波形图。
具体实施方式
为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。通常在此处附图中描述和示出的本发明实施例的组件可以以各种不同的配置来布置和设计。
因此，以下对在附图中提供的本发明的实施例的详细描述并非旨在限制要求保护的发明的范围，而是仅仅表示本发明的选定实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
应注意到：标号和字母在下面的附图中表示类似项，因此，一旦某一项在一个附图中被定义，则在随后的附图中不需要对其进行进一步定义和解释。
在本发明的描述中，需要说明的是，术语“中心”、“上”、“下”、“左”、“右”、“竖直”、“水平”、“内”、“外”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，或者是该发明产品使用时惯常摆放的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明的简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本发明的限制。此外，术语“第一”、“第二”、“第三”等仅用于区分描述，而不能理解为指示或暗示相对重要性。
此外，术语“水平”、“竖直”等术语并不表示要求部件绝对水平或悬垂，而是可以稍微倾斜。如“水平”仅仅是指其方向相对“竖直”而言更加水平，并不是表示该结构一定要完全水平，而是可以稍微倾斜。
在本发明的描述中，还需要说明的是，除非另有明确的规定和限定，术语“设置”、“安装”、“相连”、“连接”应做广义理解，例如，可以是固定连接，也可以是可拆卸连接或一体地连接；可以使机械连接，也可以是电连接；可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，可以是两个原件内部的连通。对于本领域的普通技术人员而言，可以具体情况理解上述术语在本发明中的具体含义。
一种基于全桥半桥切换的IPT***效率优化方法，包括如下步骤：
a.建立基本全桥半桥切换的IPT***基波等效模型；
b.分析基于全桥半桥切换的SS补偿IPT***效率模型；
c.分析基于全桥半桥切换的SS补偿IPT***控制策略；
进一步地，所述步骤a中建立基本全桥半桥切换的IPT***基波等效模型的步骤如下：
基于全桥半桥逆变切换的串联补偿IPT***如图1所示，Uin为直流侧电压源，发射端采用由四个MOS管组成的全桥逆变器，Q1-Q4为其开关信号，开关频率为f。左侧并联两个电容Cl1、Cl2作为第三个桥臂，其中左MOS管桥臂的a点通过一个开关S与电容桥臂的中点相连。可以控制开关S的闭合/断开实现全桥半桥逆变器的切换。L1、L2分别是发射线圈和接收线圈自感，M为两线圈之间的互感。C1、C2分别为发射线圈和接收线圈自感的补偿电容，补偿网络采用串联谐振型(series-series,SS)补偿网络结构。接收端采用同样由四个MOS 管组成的有源整流器，Q5-Q8为其开关信号，开关频率为f。Cd为直流侧滤波电容，R为***负载电阻。
基于全桥半桥逆变的SS补偿IPT***在两种工作模式下，其交流侧的基波模型可以等效成相同的电路，如图2所示。
当L1、L2与C1、C2分别谐振时，谐振网络参数与开关频率的关系满足：
Figure SMS_15
忽略寄生电阻和开关损耗，根据基波等效电路可列出其矩阵方程：
Figure SMS_16
方程组的阻抗矩阵由各环路的自阻抗和互阻抗组成：
Figure SMS_17
其中，ω＝2πf为***工作角频率，ZL为负载等效阻抗。将式(3)代入式(2)中，可以得到发射线圈和接收线圈的电流表达式：
Figure SMS_18
***发射和接收端的电压电流波形以及逆变器和整流器的驱动波形如图3所示。接收端采用有源整流器，其输入端电压和电流表示为：
Figure SMS_19
Figure SMS_20
其中，U2为u2的电压有效值，I2为i2的电流有效值，φv是逆变器输出电压与整流器输入电压的相角差；φi是逆变器输出电流与整流器输入电流的相角差，它们之间关系为：
Figure SMS_21
其中，β为逆变器输出电压与电流的相角差。此外，通过控制整流器左右桥臂之间的移相角α调节输出电压幅值，则整流器输出直流电压可以表示为：
Figure SMS_22
为降低IPT***开关损耗，可以通过调节整流器输入端电压电流的相角差β实现零电压开关(ZVS)状态，此时，整流器输入直流电流可以表示为：
Figure SMS_23
其中，为保障开关管的软开关状态，β和α应满足：
Figure SMS_24
由式(10)可知，为实现宽范围的ZVS，相角差β需要随着整流器移相角α的增大而增大。然而，β的增大会导致发射端无功电流的增加，降低***能量传输效率。当β＝α/2 时，恰好为实现ZVS操作所需的最小相角差，在之后的建模中，将基于此分析。此时，ZL可表示为：
Figure SMS_25
进一步地，所述步骤b中分析基于全桥逆变器的SS补偿IPT***模型的步骤如下：
根据开关S的状态不同，逆变器会工作在两种模式下。当S断开，Q1～Q4输出四路互补的PWM波形时，逆变器工作在全桥逆变器模式。令逆变器输出电压相位为参考相位，则其输出电压电流为：
Figure SMS_26
Figure SMS_27
其中，U1为u1的电压有效值，I1为i1的电流有效值。当***原副边完全谐振时，整流器输入电压和电流的相角差同样也为β。U1和I1的大小可通过下式进行计算：
Figure SMS_28
Figure SMS_29
将式(11)、式(14)和式(15)代入式(4)可得发射端与接收端线圈中电流I1和I2的大小：
Figure SMS_30
当S闭合时，Q2和Q4输出两路互补的PWM波形，Q1和Q3的信号闭锁时，逆变器工作在半桥逆变器模式。此时，U1和I1的大小可通过下式进行计算：
Figure SMS_31
Figure SMS_32
将式(18)和式(19)代入式(4)可得发射端与接收端线圈中电流I1和I2的大小：
Figure SMS_33
进一步地，所述步骤c中分析基于半桥逆变器的SS补偿IPT***模型的步骤如下：
由式(6)、(8)、(11)和(14)可解得，当***输出电压Uout恒定时，可得到整流器移相角α的计算公式：
Figure SMS_34
由式(16)和(17)可知，为了保持***输出电压Uout的恒定，整流器移相角α将随着负载电阻R的增大而增大，同时，发射端线圈电流I1的大小将随着负载电阻R的增大而减小。
由式(6)、(8)、(11)和(18)可解得，当***输出电压Uout恒定时，可得到整流器移相角α的计算公式：
Figure SMS_35
/>
由式(21)可知，逆变器工作在半桥逆变器模式时，在满足***输出电压Uout的条件下，整流器移相角α小于逆变器工作在全桥逆变器模式时，进而***开关损耗和线圈损耗也将较小。
本发明在实施过程中，当逆变器工作在全桥逆变器模式时，***可获得更大的接收端线圈电流I2，适用于IPT***的重载输出模式；然而，当***处于轻载条件下时，需增大α和β以适应***功率输出需求，这将会增加轻载条件下的***功率损耗；而逆变器工作在半桥逆变器模式时，接收端线圈电流I2的大小较小，可有效减小***轻载条件下的***功率损耗，但此时***最大输出功率则较小。为保障重载条件下的***功率需求，同时提升***轻载条件下的能量传输效率，可通过切换逆变器的工作模式，在重载时采用全桥逆变器模式，轻载时则采用半桥逆变器模式。
如上所述即为本发明的实施例。前文所述为本发明的各个优选实施例，各个优选实施例中的优选实施方式如果不是明显自相矛盾或以某一优选实施方式为前提，各个优选实施方式都可以任意叠加组合使用，所述实施例以及实施例中的具体参数仅是为了清楚表述发明的验证过程，并非用以限制本发明的专利保护范围，本发明的专利保护范围仍然以其权利要求书为准，凡是运用本发明的说明书及附图内容所作的等同结构变化，同理均应包含在本发明的保护范围内。

Claims (1)

1.一种基于全桥半桥切换的IPT***效率优化方法，其特征在于，包括如下步骤：
a.建立基于全桥半桥切换的IPT***基波等效模型；
b.分析基于全桥半桥切换的SS补偿IPT***效率模型；
c.分析基于全桥半桥切换的SS补偿IPT***控制策略；
所述步骤a中等效模型建立的步骤如下：
步骤1.根据基波等效电路列出矩阵方程：
Figure FDA0004156390170000011
步骤2.根据各环路的自阻抗和互阻抗计算方程组的阻抗矩阵：
Figure FDA0004156390170000012
步骤3.计算发射线圈和接收线圈的电流表达式：
Figure FDA0004156390170000013
步骤4.计算整流器输出直流电压为：
Figure FDA0004156390170000014
步骤5.计算整流器输入直流电流为：
Figure FDA0004156390170000015
步骤6.计算等效阻抗ZL为
Figure FDA0004156390170000016
所述步骤b中效率模型分析的步骤如下：
步骤1.计算全桥逆变器的输出电压U1和输出电流I1：
Figure FDA0004156390170000017
Figure FDA0004156390170000018
步骤2.计算全桥逆变器模式下发射端与接收端线圈中电流I1和I2的大小：
Figure FDA0004156390170000021
/>
步骤3.计算半桥逆变器的输出电压U1和输出电流I1：
Figure FDA0004156390170000022
Figure FDA0004156390170000023
步骤4.计算半桥逆变器模式下发射端与接收端线圈中电流I1和I2的大小：
Figure FDA0004156390170000024
所述步骤c中控制策略分析的步骤如下：
步骤1.在全桥逆变器模式下，当***输出电压Uout恒定时，计算整流器移相角α为：
Figure FDA0004156390170000025
步骤2.在半桥逆变器模式下，当***输出电压Uout恒定时，计算整流器移相角α为：
Figure FDA0004156390170000026
/>
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《基于最优等效负载控制的感应电能传输***效率优化方法研究》;麦瑞坤等;中国电机工程学报;第36卷(第23期);6468-6475 *
A Novel Integrated Boost Modular Multilevel Converter for High Power Wireless EV Charging;Wenwei Victor Wang.ect;2018 IEEE Energy Conversion Congress and Exposition (ECCE) *

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CN112467891A (zh) 2021-03-09

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