CN108964466A - 电力转换器***和用于操作电力转换器***的方法 - Google Patents

电力转换器***和用于操作电力转换器***的方法 Download PDF

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Abstract

公开了用于操作包括LLC谐振转换器和位于所述LLC谐振转换器之前的非反相升降压转换器的电力转换器***的技术。在一个实施例中，响应于LLC谐振转换器的输入电压和输出电压来调节非反相升降压转换器的输出电压，以便保持LLC谐振转换器的输入电压和输出之间的期望比率。例如，LLC谐振转换器的输入电压和输出电压之间的比率被控制为与LLC谐振转换器的变压器的匝数比相匹配并且也可以与Lr/Lm比相匹配(作为二阶效应)的期望比率。

Description

电力转换器***和用于操作电力转换器***的方法
技术领域
本发明总体上涉及电力转换器。
背景技术
电力转换器可与多种类型的电子装置一起使用。某些装置从交流市电等市电源接收电力，某些装置从电池接收电力，其它装置可能从交流市电和电池接收电力。电力转换器用于将电力源转换为负载所需的电平。
发明内容
根据本发明的一个实施例，响应于LLC谐振转换器的输入电压和输出电压来调节非反相升降压转换器的输出电压，以便保持LLC谐振转换器的输入电压和输出之间的期望比率。例如，LLC谐振转换器的输入电压和输出电压之间的比率被控制为与LLC谐振转换器的变压器的匝数比相匹配并且也可以与Lr/Lm比相匹配(作为二阶效应)的期望比率。
在根据本发明的一个实施例中，用于操作包括LLC谐振转换器和位于LLC谐振转换器之前的非反相升降压转换器的电力转换器***的方法涉及标识LLC谐振转换器的输入电压与输出电压的期望比率，和基于LLC谐振转换器的输入电压与输出电压的期望比率来调节非反相升降压转换器的输出。
在该方法的一个实施例中，调节非反相升降压转换器的输出包括测定LLC谐振转换器的输入电压与输出电压的比率。
在该方法的一个实施例中，调节非反相升降压转换器的输出包括响应于测定比率与固定比率的比较来生成控制信号。
在一个实施例中，该方法涉及响应于输入到非反相升降压转换器的整流交流市电电压来调节非反相升降压转换器。
在一个实施例中，该方法涉及响应于整流交流市电电压的相位角来调节非反相升降压转换器。
在一个实施例中，该方法涉及响应于整流交流市电电压的振幅和相位角来调节升降压转换器。
在一个实施例中，该方法涉及响应于输入到非反相升降压转换器的整流交流市电电压来停止非反相升降压转换器内的开关的开关操作。
在一个实施例中，该方法涉及响应于LLC谐振转换器的输出和基准之间的比较来调整LLC谐振转换器的参数以调节LLC谐振转换器。
在该方法的一个实施例中，调整LLC谐振转换器的参数涉及调整LLC谐振转换器的电容器电压。
在该方法的一个实施例中，调整LLC谐振转换器的参数涉及调整LLC谐振转换器的频率。
在该方法的一个实施例中，调整LLC谐振转换器的参数涉及当LLC谐振转换器的输出下降到功率电平阈值以下时选择低功率模式。
公开了用于操作包括LLC谐振转换器和位于LLC谐振转换器之前的非反相升降压转换器的电力转换器***的另一种方法。该方法涉及标识LLC谐振转换器的输入电压与输出电压的期望比率，和基于LLC谐振转换器处的输出电压来调节非反相升降压转换器的输出以保持LLC谐振转换器的输入电压与输出电压的期望比率。
在该方法的一个实施例中，调节非反相升降压转换器的输出涉及测定LLC谐振转换器的输入电压与输出电压的比率。
在该方法的一个实施例中，调节非反相升降压转换器的输出涉及响应于测定比率与期望比率的比较来生成控制信号。
在一个实施例中，该方法涉及响应于输入到非反相升降压转换器的整流交流市电电压来调节非反相升降压转换器。
在一个实施例中，该方法涉及响应于整流交流市电电压的相位角来调节非反相升降压转换器。
在一个实施例中，该方法涉及响应于整流交流市电电压的振幅和相位角来调节升降压转换器。
公开了一种电力转换器***。该电力转换器***包括非反相升降压转换器、LLC谐振转换器和比率检测器，该比率检测器用于检测LLC谐振转换器的输入电压和LLC谐振转换器的输出电压之间的比率并向非反相升降压转换器提供控制信号给。非反相升降压转换器被配置成基于控制信号和LLC谐振转换器的输入电压与输出电压的期望比率来调节非反相升降压转换器的输出。
在该***的一个实施例中，非反相升降压转换器被配置成调节非反相升降压转换器的输出以保持LLC谐振转换器的输入电压与输出电压的固定比率。
在一个实施例中，该***包括模式检测器，该模式检测器用于响应于整流交流市电电压和非反相升降压转换器的输出电压来生成模式控制信号。
通过以下结合附图的详细描述，本发明的其它方面和优点将变得显而易见，附图以举例方式说明本发明的原理。
附图说明
图1描绘了包括LLC谐振转换器和位于LLC谐振转换器之前的非反相升降压转换器的电力转换器***的一个实施例。
图2A描绘了针对期望输出电压Vout分别为5V和12V的两种情况的示例控制信号(控制1)的图表。
图2B描绘了针对期望输出电压Vout分别为5V和12V的两种情况的控制信号(控制1)的另一图表，其中使用了另一个比例因数。
图3A描绘了图1的非反相升降压转换器的一个实施例的展开图。
图3B描绘了图1的非反相升降压转换器的另一个实施例的展开图。
图4描绘了增加了模式检测器的图1的电力转换器***的一个实施例。
图5描绘了图4的非反相升降压转换器、比率检测器和模式检测器的展开图。
图6示出了随时间变化的模式控制信号相对于整流交流市电电压Vrect和总线电压Vbus的幅值的状态的例子。
图7A示出了在一个可能的操作模式中的非反相升降压转换器的整流交流市电电压Vrect和总线电压Vbus，其中升压动作发生在整流市电电压Vrect最小值和最大值之间。
图7B描绘了应用软开关的升压模式操作。
图7C描绘了应用硬开关的升压模式操作。
图7D描绘了应用软开关的降压模式操作。
图7E描绘了应用硬开关的降压模式操作。
图8A示出了在整流交流市电电压Vrect高并且输出电压Vout高的情况下，取决于总线电压Vbus和整流市电电压Vrect而发生硬开关和软开关的区域。
图8B示出了在整流交流市电电压Vrect低并且输出电压Vout高的情况下，取决于总线电压Vbus和整流市电电压Vrect而发生硬开关和软开关的区域。
图8C示出了在整流交流市电电压Vrect高并且输出电压Vout低的情况下，取决于总线电压Vbus和整流市电电压Vrect而发生硬开关和软开关的区域。
图8D示出了在整流交流市电电压Vrect低并且输出电压Vout低的情况下，取决于总线电压Vbus和整流市电电压Vrect而发生硬开关和软开关的区域。
图9描绘了两个电压轨(总线电压Vbus和接地电压Vground)之间的LLC谐振转换器的一个实施例。
图10是用于操作包括LLC谐振转换器和位于LLC谐振转换器之前的非反相升降压转换器的电力转换器***的方法的过程流程图。
在整个描述中，可以使用相似的附图标记来标识相似的元件。
具体实施方式
将容易理解的是，如在本文中大体描述并在附图中示出的实施例的组件可以以各种不同的配置来布置和设计。因此，如附图中所表示的各种实施例的以下更详细的描述并非旨在限制本发明的范围，而仅仅是各种实施例的代表。虽然在附图中呈现了实施例的各个方面，但附图不一定按比例绘制，除非具体指示。
本发明可以在不脱离其精神或基本特性的情况下以其它具体形式来实施。所描述的实施例应在所有方面仅被认为是说明性的而非限制性的。因此，本发明的范围由所附权利要求而不是由该详细描述来指示。在权利要求的等同物的含义和范围内的所有变化都将被包含在其范围内。
贯穿本说明书对特征、优点或类似语言的引用并不意味着可以用本发明实现的所有特征和优点应该在或在本发明的任何单个实施例中。而是，涉及特征和优点的语言被理解为表示结合一个实施例描述的具体特征、优点或特性被包括在本发明的至少一个实施例中。因此，贯穿本说明书的特征和优点以及类似语言的讨论可以但不一定涉及同一实施例。
此外，本发明所描述的特征、优点和特性可以在一个或多个实施例中以任何合适的方式组合。根据本文的描述，相关领域的技术人员将认识到，可以在不使用一个具体实施例的一个或多个具体特征或优点的情况下实践本发明。在其它情况下，在某些实施例中可以认识到其它特征和优点，这些其它特征和优点可能不存在于本发明的所有实施例中。
贯穿本说明书中对“一个(one)实施例”、“一个(an)实施例”或类似语言的引用意味着结合所指示的实施例描述的特定特征、结构或特性被包括在本发明的至少一个实施例中。因此，贯穿本说明书中的短语“在一个(one)实施例中”、“在一个(an)实施例中”以及类似语言可以但不一定都指同一实施例。
针对以满负载大于约100瓦的功率操作的电力转换器，可以使用谐振拓扑，因为谐振拓扑具有高效率和小体积/高功率密度的特性。在这样的功率电平下，由于其高效率和高功率密度，通常使用电感器-电感器-电容器(LLC)谐振转换器。
在LLC谐振转换器中，谐振电容器Cr与谐振电感器Lr谐振。此外，变压器的磁化电感Lm也可以参与谐振。当LLC谐振转换器的输入电压和输出电压之间的比率与变压器的匝数比相匹配并且与Lr/Lm比相匹配(作为二阶效应)时，通常会达到最佳效率。在最佳匹配的情况下，所产生的输出电流呈现出几乎正弦型的半周期，其中半桥节点处的电压Vhb和输出电容器中的电流在每个完整的半周期内同相并且是流动的。当输入电压与输出电压的比率(Vbus/Vout)远大于最佳值或者输入电压与输出电压的比率(Vbus/Vout)远小于最佳值时，性能会变差。在这种情况下，LLC谐振转换器的效率可能会较低，因为较大的初级电流会导致更多的损耗(例如，当输入电压与输出电压的比率(Vbus/Vout)远大于最佳值时)，或者因为非最佳电流形状会导致均方根(RMS)更大的电流(例如，当输入电压与输出电压的比率(Vbus/Vout)远小于最佳值时)。
针对功率超过75瓦的情况，可能需要功率因数校正(PFC)。通常，升压转换器用于此目的。升压转换器可以从整流市电电压中得到几乎正弦型的电流，并生成固定的中间电压作为LLC谐振转换器的输入。可以通过选择升压转换器开关的导通时间和开关周期的最佳组合来得到正弦电流。因此，可以结合LLC谐振转换器的预定匝数比来设置LLC谐振转换器的最优输入电压，使得能够在期望输出电压的情况下出现最佳效率。对于较低的功率范围(例如，低于约75瓦最大负载)，经常使用反激拓扑，因为其相对便宜且简单。但是，反激拓扑的效率和功率密度特性可能不适用于某些应用。可以考虑谐振拓扑，但由于谐振级对输入/输出电压的敏感性，谐振拓扑可能不支持通用市电输入。对于较低的功率范围，不需要功率因数校正，因此增加升压转换器可能会不必要地增加成本。
谐振拓扑的另一个问题是，对于低市电操作，整流交流市电电压在市电过零点处变为0V。因此，总线电解电容器(elcap)应具有相对较大的值，以防止中间电压下降太多，因为电力需要从总线电解电容器输送，而不是从市电接入口输送。实际上，在低市电情况下(例如，低市电为例如110V交流电)，这会使Vbus上的电压降低至60V。这可能会使LLC谐振转换器的设计进一步复杂化，至少是因为输入电压与输出电压的比率变得更大了。
对于移动充电设备而言，由于LLC谐振转换器对改变输入电压和输出电压的敏感性，需要支持通用市电输入并且需要与USB电力输送(USBPD)兼容，因此使用LLC谐振转换器变得更加困难。对于USBPD，期望输出电压可以是5V、9V、12V，也可以是20V。手机也可以使用直接充电进行充电。因此，充电器通过开关直接连接到电话的电池。在一般情况下，电池电压可以在3V和6V之间变化，具体取决于电池的充电状态。
在LLC谐振转换器前增加升压转换器可以实现LLC谐振转换器的更优操作，但是，如果还需要USBPD和/或直接充电，即使采用了固定输入电压，即便并非不可能，但也很难为整个***实现足够高的效率和功率密度。造成这种情况的部分原因是，由于输入和输出之间的整流器和电感器，升压转换器限于产生高于市电峰值电压的输出电压。这样，就需要一个非常大的中间电压，其范围应可达市电峰值电压的四倍，以使LLC谐振转换器可在高输出电压的最佳操作点上操作。如果没有这种最佳操作，则同时使用升压转换器和LLC谐振转换器可能无法提供对反激拓扑的改进。
升降压拓扑是周所周知的，通常用于低电压直流-直流转换。通常，这样的直流-直流转换器由电池供电，并且输出电压可以低于或高于电池电压。尽管应用受到限制，但已经有人将升降压转换器与LLC谐振转换器结合在一起使用。
根据本发明的一个实施例，响应于LLC谐振转换器的输入电压和输出电压来调节非反相升降压转换器的输出电压，以便保持LLC谐振转换器的输入电压和输出电压之间的期望比率。在一个实施例中，调节非反相升降压转换器的输出电压以保持LLC谐振转换器的输入电压和输出电压之间的恒定比率。例如，将LLC谐振转换器的输入电压与输出电压之间的比率保持在一个值，该值与LLC谐振转换器的变压器的匝数比相匹配并且可以另外与Lr/LM比相匹配(作为二阶效应)。也可以响应于交流市电电压和升降压转换器的输出来调节非反相升降压转换器，以提高非反相升降压转换器的效率。此外，可以调节LLC谐振转换器的输出功率，以提供功率控制来避免下冲和过冲。在一个实施例中，LLC谐振转换器还可以在低负载电平下使用低功率模式，以在低负载下为LLC谐振转换器获得更高的效率。使用上述技术，电力转换器***可以根据需要和条件高效地向上转换和向下转换。这使得LLC谐振转换器具有正常的输入电压(例如，低于450V)，同时仍然具有通过将LLC谐振转换器的输入电压降低至整流交流市电峰值电压以下来在期望低输出电压的情况下实现LLC谐振转换器的高效操作点的能力。对于更高功率的应用，该技术允许进行功率因数校正，包括将输入电压范围设置为高于或低于整流交流市电峰值，使得可以以最佳效率实现USBPD输出电压规格。因此，上述技术实现了与通用市电相结合的支持USBPD或直接充电的电力转换器***。
图1描绘了包括LLC谐振转换器102和位于LLC谐振转换器之前的非反相升降压转换器104的电力转换器***100的一个实施例。电力转换器***还包括整流器106、比率检测器110以及比较模块114。整流器被配置成接收交流市电作为输入并且提供整流交流市电作为输出，该输出被提供为非反相升降压转换器的输入。在一个实施例中，交流市电可以在80-264V交流的范围内。在一种情况下，相对较高的交流市电电压处于约190-264V交流的范围内，并且相对较低的交流市电电压处于约80-120V交流的范围内。在一个实施例中，整流器是本领域公知的常规整流器，然而，整流器的其它实施例也是可能的，包括利用至少一些开关的“有源”整流器。整流器的输出被称为整流交流市电电压Vrect，并被提供作为非反相升降压转换器的输入。
非反相升降压转换器104将整流交流市电电压Vrect转换为输出到非反相升降压转换器和LLC谐振转换器102之间的总线116上的电压，该电压在本文中被称为总线电压Vbus。以下参照图3A和3B描述非反相升降压转换器的示例性实施例。当非反相升降压转换器作为降压转换器操作时，使总线电压Vbus低于整流市电电压Vrect，使得Vbus＜Vrect。当非反相升降压转换器作为升压转换器操作时，使总线电压Vbus高于整流市电电压Vrect，使得Vbus＞Vrect。如下面更详细描述的，非反相升降压转换器至少部分地由从比率检测器接收的控制信号来控制。
LLC谐振转换器102将总线电压Vbus转换为在输出端120上提供的输出电压Vout。输出电压Vout连接到负载(未示出)，该负载可以包括如本领域已知的电池和/或电路等。图1还描绘了用于反馈回路中以调节LLC谐振转换器的LLC谐振转换器的输出122。在一个实施例中，输出可以例如用电压、电流或功率来表征。在一个实施例中，输出122是输出电压Vout。可以在比较模块114处将输出与基准信号(基准)相比较，并且可以在控制输入124(控制输入2)处将控制信号(控制2)提供给LLC谐振转换器。LLC谐振转换器的示例性实施例在下面参照图9进行描述。
LLC谐振转换器102的输出电压Vout被反馈到比率检测器110。比率检测器被配置成生成控制信号(控制1)，该生成控制信号(控制1)在控制输入126(控制输入1)处被提供给非反相升降压转换器104并用于控制非反相升降压转换器。如上所述，当总线电压Vbus和输出电压Vout之间的比率与LLC谐振转换器的变压器的匝数比相匹配并且可选地还与Lr/Lm比匹配(作为二阶效应)时，LLC谐振转换器可以实现最佳性能。因此，在一个实施例中，生成控制信号以将总线电压Vbus和输出电压Vout之间的比率保持在恒定值，特别是保持在一个与LLC谐振转换器的变压器的匝数比相匹配并且与Lr/LM比相匹配(作为二阶效应)的值。在一个实施例中，将输出电压Vout与总线电压Vbus的实际比率与输出电压Vout与总线电压Vbus的期望比率进行比较，并且响应于该比较来控制非反相升降压转换器。由于Vbus现在可以被调节到一个固定值，同时还可以在瞬时市电电压低于Vbus时从交流市电获取电力，所以与单级解决方案相比，总线电解电容器可以具有低得多的值，这可能比单级解决方案具有成本优势。
在一个实施例中，控制信号(控制1)是总线电压Vbus和输出电压Vout之间的比率的函数，其可以表示为：
控制1＝(F)(Vout/Vbus)
在一个实施例中，控制信号(控制1)被生成为：
控制1(Vbus，Vout)＝1-k1·(Vout/Vbus)；
其中k1比例因数，该比例因数是期望Vout/Vbus比的函数，用于按比例调节Vout/Vbus比。
图2A描绘了针对期望输出电压Vout分别为5V和12V的两种情况的示例控制信号(控制1)的图表。在图2A的图表中，线130对应于期望输出电压Vout为5V的情况下的控制信号，并且线132对应于期望输出电压Vout为12V的情况下的控制信号。
在一个实施例中，可能需要进一步按比例调节控制信号以获得两种情况下控制信号相对于电压比(Vout/Vbus)的类似敏感度。因此，在另一个实施例中，控制信号被生成为：
控制1(Vbus，Vout，k2)＝(1-k1·(Vout/Vbus))·k2；
其中k2是另一个比例因数。
图2B描绘了针对期望输出电压Vout为5V和12V的两种情况的控制信号(控制1)的图表。在图2B的图表中，线134对应于期望输出电压Vout为5V的情况下的控制信号，并且线136对应于期望输出电压Vout为12V的情况下的控制信号。如图2B所示，在期望输出电压Vout为5V的情况下，比例因数k2被设置为“1”，并且在期望输出电压Vout为12V的情况下，比例因数k2被设置为“5/12”。当与图2A的图表比较时，在图2B的图表中可以看出，在Vout＝5V的情况下生成较不敏感的控制信号(控制1)，使得在5V和12V两种情况下的从Vbus到控制1的敏感度相等。
返回参照图1，比率检测器110可以体现在模拟电路、数字电路或模拟和数字电路的组合中。在一个实施例中，比率检测器包括用于计算Vbus和Vout的模拟电压信号之间的比率(例如，Vout/Vbus)的电路。在另一个实施例中，比率检测器包括模拟-数字(A/D)转换器，该模拟-数字(A/D)转换器将Vbus和Vout转换为数字信号，然后该数字信号被用于生成控制信号(控制1)。在一个实施例中，比例因数k1和/或k2可以被编程到***中，例如编程到比率检测器中。在另一个实施例中，比例因数k1和/或k2可以在***内预先配置并固定。
如图1所示，在控制输入126处将控制信号(控制1)从比率检测器110提供给非反相升降压转换器104。控制信号(控制1)被用于控制非反相升降压转换器以影响输出电压Vout的幅值。在一个实施例中，控制信号(控制1)被用于控制非反相降压升压转换器内的开关的定时以将LLC谐振转换器102的总线电压Vbus和输出电压Vout之间的比率保持在一个恒定值，特别是保持在一个与LLC谐振转换器的变压器的匝数比相匹配并且可以另外与Lr/LM比相匹配(作为二阶效应)的恒定值。
图3A描绘了图1的非反相升降压转换器104的一个实施例的展开图。在图3A的实施例中，非反相升降压转换器304A具有为整流交流市电电压Vrect的输入电压(例如，表示为电压源310)和为总线电压Vbus的输出电压。非反相升降压转换器的输出电压Vout被提供给负载312，该负载312在这种情况下是LLC谐振转换器。非反相升降压转换器包括第一开关SW1、第二开关SW2、第一二极管D1、第二二极管D2、电感器L以及电容器C。非反相升降压转换器在降压模式下的操作可能涉及保持第二开关SW2关断(即断开)并且使用第一开关SW1产生某一占空比。非反相升降压转换器在升压模式下的操作可以涉及保持第一开关SW1导通(即闭合)并且调制第二开关SW2。在一个实施例中，响应于控制信号(控制1)来控制第一和第二开关SW1和SW2(参见图1)。尽管参照图3A描述了非反相升降压转换器的一个特定实施例，但是非反相升降压转换器的其它实施例也可以用在本文描述的电力转换器***中。例如，图3B描绘了非反相升降压转换器304B的另一个实施例，其中二极管D1和D2被开关SW3和SW4代替。使用如图3B所示的带有四个开关的非反相升降压转换器，可以将额外的能量存储到电感器L中，以实现更宽范围的Vbus和Vrect的软开关。例如，通过在电流反向时控制开关，可以使用负电感电流来对开关节点的寄生电容进行充电，这可以实现与图3A的非反相升降压转换器相比更宽范围的Vbus和Vrect的软开关。将额外的能量存储到电感器L可以实现进一步优化总效率，并且可以稍微改变非反相升降压转换器在开关(例如，开关被主动切换)和非开关(例如，开关被设置在固定状态)之间变化的点。例如，在降压模式中，当开关SW1和SW2保持关断时，非反相升降压转换器被有效地关断(例如，不转换能量)，并且在升压模式中，当开关SW2和SW4保持关断时，非反相升降压转换器被有效地关断(例如，不转换能量)。在一个实施例中，可能期望在整流器106之后使用小的(并且相对便宜的)电容器，因为电压源310不是直流电压，其只是或多或少地遵循市电的时间依赖形状。
结合LLC谐振转换器102使用非反相升降压转换器104，并且根据LLC谐振转换器的总线电压Vbus和输出电压Vout之间的比率来控制非反相升降压转换器，使得总线电压Vbus能够在一个范围内设置，该范围包括将总线电压Vbus和输出电压Vout之间的比率保持在期望值的在交流市电电压峰值之下的区域。当整流交流市电电压较低(例如，Vrect≈80-120V)并且需要较大的输出电压Vout时，可以通过使第一开关SW1持续保持导通，使用非反相升降压转换器的升压动作以驱动总线电压Vbus高于交流市电峰值。当整流交流市电电压较高时，可以根据期望总线电压Vbus使用非反相降压转换器的降压或升压动作。如果需要，还可以使用非反相升降压转换器进行功率因数校正。
除了根据LLC谐振转换器102的总线电压Vbus和输出电压Vout之间的比率来控制非反相升降压转换器104之外，还可能需要控制非反相升降压转换器104以优化非反相升降压转换器的效率。例如，可以响应于交流市电电压的相位和/或响应于交流市电电压相对于总线电压的振幅来控制非反相升降压转换器的模式。图4描绘了电力转换器***138的一个实施例，其类似于图1的电力转换器***100，增加了模式检测器140。模式检测器接收总线电压Vbus和整流交流市电电压Vrect作为输入，并在模式控制输入142处将模式控制信号提供给非反相升降压转换器。图5描绘了图4的非反相升降压转换器104、比率检测器110和模式检测器140的展开图。如图5所示，模式检测器接收整流交流市电电压Vrect和总线电压Vbus作为输入，并且比率检测器接收输出电压Vout和总线电压Vbus作为输入。在一个实施例中，模式检测器在Vrect＞Vbus时输出具有指示降压模式的分量146的模式控制信号144，并在Vrect＜Vbus时输出具有指示升压模式的分量148的模式控制信号。如上所述，比率检测器输出控制信号(控制1)。图6示出了随时间变化的模式控制信号相对于整流交流市电电压Vrect和总线电压Vbus的幅值的状态的例子。如图6所示，当整流交流市电电压大于总线电压，即Vrect＞Vbus时，模式控制信号指示降压模式，并且当整流交流市电电压小于总线电压，即Vrect＜Vbus时，模式控制信号指示升压模式。
此外，在交流市电的过零点附近或者在非反相升降压转换器中将发生硬开关的区域中，可以在非反相升降压转换器104中停止电力转换。在这两种情况下，可能需要停止非反相升降压转换器中的电力转换，使得电力仅在效率最高的时间窗期间进行转换。在一个实施例中，可以允许硬开关向上达到一定程度，直到硬开关开始显着影响效率(例如，当开关SW1和SW2两端的电压在开关导通时大于50V)。硬开关还显示出骤升的dv/dt和di/dt特性，这可能会导致电磁干扰(EMI)。因此，可能需要尽可能避免或限制硬开关。如本文所使用，“软”(例如，零电压)开关涉及在开关上的电压由于振荡而较低(例如，处于或接近零伏)时，开关被导通(即，闭合或启用)，使得开关损耗相对较低；“硬”开关涉及必须降低开关上的电压以使开关导通(即闭合或禁用)，这会导致相对较高的开关损耗，因为耗散能量等于0.5×C×Vds^2，因此损耗随着开关导通时开关两端电压的平方而增加。在一个实施例中，模式检测器140可以在导通/关断输入152处向非反相升降压转换器提供导通/关断信号150以控制非反相升降压转换器是否执行电力转换(例如，以中断在非反相升降压转换器内的开关)。例如，“关断”非反相升降压转换器可能涉及在降压或升压模式期间停止开关的开关操作，以便防止在效率较差的情况下或者在将生成很多可听噪声的情况下(例如，接近交流市电的过零点或在降压模式下在Vbus正上方的Vrect处)发生电力转换，。
下面参照图7A-7E和图8A-8D来描述用于操作非反相升降压转换器(诸如参照图3A和3B描述的非反相升降压转换器304A和304B)以提高非反相升降压转换器的效率的技术。在一个实施例中，控制非反相升降压转换器以根据整流交流市电电压Vrect的瞬时相位来选择降压或升压模式。图7A-7E示出了整流交流市电电压半周期内的几个时刻以及使用非反向升降压转换器的降压或升压动作的效果。实际上，位于桥式整流器之后并且可能包括电感器和电容器以阻止高频噪声传输回整流器的交流市电滤波器的一部分可能会由于电容保持部分充电而导致在过零点附近的整流市电电压Vrect在低功率电平的情况下仍然保持在0V以上。
图7A示出了根据一个实施例的可能的操作模式，其中升压动作发生在整流市电电压Vrect最小值和最大值之间，其中最小值基于交流市电过零点附近的可接受效率来设置，而最大值根据可接受的硬开关损耗量或达到总线电压Vbus的整流市电电压Vrect来设置。在图3B的实施例中，其中D2被开关SW4代替，可以防止开关SW2的硬开关，使得与图3A的转换器相比，保持升压动作的最大Vrect可以不同。在Vrect＞Vbus时发生降压动作，直到硬开关以可接受的损耗量发生。在降压模式下，可以通过用如图3B所示的开关代替二极管D1和D2来改善硬开关，使得与图3A的转换器相比，保持降压动作的最小Vrect可以更低。图7A示出了相对于总线电压Vbus的整流交流市电Vrect(例如，所示的1个半市电周期)。水平线750和752标识软开关和硬开关之间的示例限度。下水平线752示出了升压动作(例如，Vrect＜Vbus/2)的软开关/硬开关的示例限度，并且上水平线750示出了降压动作(例如，Vrect＞2×Vbus)的软开关/硬开关的示例限度。在图3B的实施例中，由于二极管D2进入反向并防止二极管D1的寄生电容充分充电，所以降压动作的软开关/硬开关的限度可能低于图7A中所示。这在图3B的实施例中得以解决，因为SW4在降压模式下保持导通。
当整流交流市电电压小于Vbus时，可能会发生升压动作。图7B描绘了应用软开关的升压模式操作。具体地说，图7B描绘了当第一开关SW1导通(即，闭合)时，电压Vd1等于整流市电电压Vrect。Vd2是第二开关SW2的漏极处的电压。在次级冲程结束之后，第二开关SW2关断(即断开)，而第二二极管D2也不导通。这样会产生实现软开关的电压振铃，只要总线电压Vbus大于2×Vrect。在升压模式下，开关1SW1持续导通，而开关2SW2导通和关断，以将能量转换为输出电压Vbus。当Vd2在t＝10μs处振铃至0V时，表明了软开关。因此，在开关2SW2两端的电压接近0V时，可以导通开关2SW2，从而在开关导通时几乎不产生损耗，或不产生损耗。
图7C描绘了应用硬开关的升压模式操作。具体地说，图7C描绘了在总线电压Vbus小于2×Vrect时应用部分硬开关发生升压动作的情况。参照图7C，这可以被看作是Vd2不振铃至0V。在这个例子中，Vd2振铃至约60V。因此，只有在最佳情况下开关2SW2两端的电压为60V时，才可以导通开关2SW2，这会导致一些开关损耗。在图3B的实施例中，可以保持软开关。在这种情况下，在电感器L中的电流达到0(例如，在图7C中的t＝11μs附近)之后开关保持导通一段时间，以便在电感器L中累积负电流，从而基本上将能量从Vout重新存储到电感器L。在断开开关后，存储在电感器L中的能量被用于对Vd2放电，然后其可在存储适量能量的情况下振铃至0V。
图7D描绘了应用软开关的降压模式操作。在降压模式下，第二开关SW2关断(即断开而不导通)。在图3B的实施例中，开关SW4可保持导通，使得当整流市电电压Vrect低于2×Vbus时，开关SW1发生软开关。在图3A的实施例中，当电感器L中的电流达到0时，二极管D2停止导通，如图7D所示。在这种情况下，在Vrect高于Vbus时已经发生开关SW1的硬开关。在图3B的实施例中，随着开关SW4在降压模式下持续处于导通，可以避免这种情况。在一个实施例中，对于真正的降压模式操作，D2应该短路。在图7D的例子中，在电流达到0A之后(例如在t＝6.5μs处)，不可能保持D1导通。在图3B的实施例中，D1被开关SW3代替，并且在电感器L中的电流达到0之后开关保持导通一小段时间。以这种方式，电感器L中出现轻微负电流，从而将额外的能量从整流市电电压Vrect输入电感器L。在关断开关SW3之后，使用额外的能量将SW3的漏极节点充电至Vrect，使得第一开关SW1在降压模式操作期间在Vrect＞2×Vbus时也可以在软开关条件下导通。
图7E描绘了应用硬开关的降压模式操作。在图7E的例子中，当整流市电电压Vrect高于2×Vbus时发生硬开关。如上所述，可以通过用开关SW3代替二极管D1并且在电感器L中的电流反向之后将开关保持短时间导通来保持在降压模式操作期间Vrect＞2×Vbus时的软开关条件。然后，二极管D2也被开关SW4代替，并且开关SW4在降压模式期间持续保持导通。
图8A-8D示出了根据总线电压Vbus和整流市电电压Vrect发生硬开关和软开关的区域。图8A描绘了整流交流市电电压Vrect高且总线电压Vbus高的情况。如本文所使用，软开关/硬开关限度取决于非反相升降压转换器是包括如图3A所示的二极管D1和D2还是如图3B所示的开关SW3和SW4。在一个实施例中，当二极管D2被在降压模式下持续导通的开关SW4代替时，Vrect＞2×Vbus的降压模式的硬开关限度有效。在图8A中标识了整流交流市电的四个区域，当整流交流市电电压Vrect处于区域3或4时发生降压动作，并且当整流交流市电电压Vrect处于区域1或2时发生升压动作。在区域1的下部，整流交流市电电压Vrect过低，以致无法高效转换，因此可以选择防止在区域1的这部分中的开关。在区域2中，硬开关损耗占主导地位。在区域3中，可以应用降压模式，但是在区域3的下部可能会出现非常长的降压第一间隔(上升电流)，这可能导致开关频率变得可听，而这通常是不允许的。因此，如果需要，可以防止开关。对于区域3的上部，可以以约20Hz以上的频率累积足够的初级电流。在区域4中，硬开关开始占主导地位。因此，根据区域内的实际区域或位置并根据配置(例如，在图3A中，存在D1和D2，或者在图3B中，通过允许电感器L中的反向电流累积而使用SW3和SW4来保持软开关)，可选择在降压或升压模式下使用转换器或保持转换器关断(例如，停止开关SW1、SW2、SW3和SW4的开关操作)。
图8B描绘了整流交流市电电压Vrect低且总线电压Vbus高的情况。在图8B中标识了整流交流市电的四个区域，当整流交流市电Vrect处于区域3或4时发生降压动作，并且当整流交流市电Vrect处于区域1或2时发生升压动作。在图8B的情况下，将使用升压动作来生成期望总线电压Vbus。在区域1中，整流交流市电过低，以致无法高效转换。在区域2中，硬开关损耗占主导地位。在区域3中，可以以约20hHz以上的频率累积足够的初级电流。在区域4中，硬开关开始占主导地位。
图8C描绘了整流交流市电电压Vrect高且总线电压Vbus低的情况。在图8C中标识了整流交流市电的四个区域，当整流交流市电Vrect处于区域3或4时发生降压动作，并且当整流交流市电Vrect处于区域1或2时发生升压动作。在图8C的情况下，将使用降压和升压动作来生成期望总线电压Vbus。在区域1中，整流交流市电过低，以致无法高效转换。在区域2中，硬开关损耗占主导地位。在区域3中，可以以约20hHz以上的频率累积足够的初级电流。在区域4中，硬开关开始占主导地位。
图8D描绘了整流交流市电电压Vrect低且总线电压Vbus低的情况。在图8D中标识了整流交流市电的四个区域，当整流交流市电电压Vrect处于区域3或4时发生降压动作，并且当整流交流市电Vrect处于区域1或2时发生升压动作。在图8D的情况下，将使用降压和升压动作来生成期望总线电压Vbus。在区域1中，整流交流市电过低，以致无法高效转换。在区域2中，硬开关损耗占主导地位。在区域3中，可以以约20hHz以上的频率累积足够的初级电流。在区域4中，硬开关开始占主导地位。
在一个实施例中，根据交流市电的相位角来选择降压或升压动作或不选择电力转换，从而尽可能地防止硬开关，同时在硬开关损耗、RMS损耗和高于可听限度的可接受开关频率之间找到最佳组合。在一个实施例中，非反相升降压转换器的第二开关SW2控制交流市电的过零点附近的升压动作，直到约Vrect＝0.5×Vbus或者甚至达到Vrect＝Vbus，这取决于从几种耗损机制得到的最佳值。考虑到在Vrect＝2×Vbus处开始发生硬开关，在Vrect＞0.5×Vbus时，会发生降压动作，。因此，在一个实施例中，当Vrect＞k×Vbus(其中k是约为2的常数)时，降压动作停止。由于硬开关损耗取决于Vrect和Vbus两者而占主导地位，因此用开关SW4(其在降压模式下持续导通)代替二极管D2，可以在实际应用中设置最佳比例因数k，作为几种损耗机制之间的折衷方案。在一个实施例中，k的最佳值主要取决于Vbus，并且在Vbus＝100V时约为1.5并在Vbus＝400V时约为1.05。
对于需要功率因数校正的75瓦以上的应用，可以使用根据以上描述的本发明的一个实施例进行在交流市电半周期上的降压和升压动作的组合，其中两个开关SW1或SW2的导通时间可以在边界导通模式或非持续模式下与周期时间组合设置。另外，开关导通时间可以与交流市电电压的相位角一起定义，以便保持足够的功率因数和/或降低市电谐波。
图9描绘了图1的LLC谐振转换器102的一个实施例。图9中描绘的LLC谐振转换器900连接在两个电压轨(总线电压Vbus处的总线电压轨916和接地Vground处的接地电压轨918)之间。在图9的实施例中，LLC谐振转换器包括控制器960、两个开关962、半节点桥966、谐振电容器Cr、谐振电感器Lr、包括初级绕组972和次级绕组974的变压器970和二极管976。在一个实施例中，变压器绕组的匝数比表示为Np/Nsec，其中Np是初级绕组972中的匝数，Nsec是次级绕组974中的匝数。在一个实施例中，LLC谐振转换器可以响应于响应于控制信号(控制2)来调整，该控制信号(控制2)响应于LLC谐振转换器的输出与图1中所示的基准之间的比较而生成。例如，LLC谐振转换器的可调整参数包括LLC谐振转换器的电容器电压或电流电平和/或LLC谐振转换器的开关的开关频率。在一个实施例中，当LLC谐振转换器的输出下降到功率电平阈值以下时，LLC谐振转换器可以以低功率模式操作。例如，低功率模式使用开关的特定开关顺序，以便在变压器中的磁化损耗和所转换的电力之间获得更好的最佳值，这在低负载下产生更高的效率。
如上所解释，通过感测输出电压Vout和总线电压Vbus，由比例检测器控制非反相升降压转换器。由于输出电压Vout处于市电隔离的另一侧，因此可能需要感测LLC谐振转换器的初级辅助绕组两端的输出电压Vout。因此，在一个实施例中，在LLC谐振转换器的初级辅助绕组两端测量输出电压Vout。
图10是用于操作包括LLC谐振转换器和位于LLC谐振转换器之前的非反相升降压转换器的电力转换器***的方法的过程流程图。在框1002处，标识LLC谐振转换器的输入电压与输出电压的期望比率。在框1004处，基于LLC谐振转换器的输入电压与输出电压的期望比率来调节非反相升降压转换器的输出。在一个实施例中，图10的方法在以上参照图1-9描述的电力转换器***中实现。
尽管以特定顺序示出和描述了本文的方法的操作，但是可以改变该方法的操作顺序，使得某些操作可以以相反的顺序执行，或者某些操作可以至少部分地与其它操作同时执行。在另一个实施例中，不同操作的指令或子操作可以以间歇和/或交替的方式来实现。
另外，尽管已经描述或描绘的本发明的具体实施例包括本文描述或描绘的若干组件，但是本发明的其它实施例可以包括更少或更多的组件以实现更少或更多的特征。
此外，尽管已经描述和描绘了本发明的具体实施例，但是本发明不限于如此描述和描绘的部分的具体形式或布置。本发明的范围应由所附权利要求及其等同限定。
尽管已经描述和示出了本发明的具体实施例，但是本发明不限于本文描述和示出的部件的具体形式或布置。本发明仅受权利要求的限制。

Claims (10)

1.一种用于操作电力转换器***的方法，所述电力转换器***包括LLC谐振转换器和位于所述LLC谐振转换器之前的非反相升降压转换器，其特征在于，所述方法包括：
标识所述LLC谐振转换器的输入电压与输出电压的期望比率；以及
基于所述LLC谐振转换器的输入电压与输出电压的期望比率来调节所述非反相升降压转换器的输出。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，调节所述非反相升降压转换器的输出包括测定所述LLC谐振转换器的输入电压与输出电压的比率。
3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，调节所述非反相升降压转换器的输出包括响应于测定比率与固定比率的比较来生成控制信号。
4.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述方法进一步包括响应于输入到所述非反相升降压转换器的整流交流市电电压来调节所述非反相升降压转换器。
5.根据权利要求4所述的方法，其特征在于，所述方法进一步包括响应于所述整流交流市电电压的相位角来调节所述非反相升降压转换器。
6.根据权利要求4所述的方法，其特征在于，所述方法进一步包括响应于所述整流交流市电电压的振幅和相位角来调节所述升降压转换器。
7.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述方法进一步包括响应于输入到所述非反相升降压转换器的整流交流市电电压来停止所述非反相升降压转换器内的开关的开关操作。
8.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述方法进一步包括响应于所述LLC谐振转换器的输出和基准之间的比较来调整所述LLC谐振转换器的参数以调节所述LLC谐振转换器。
9.一种用于操作电力转换器***的方法，所述电力转换器***包括LLC谐振转换器和位于所述LLC谐振转换器之前的非反相升降压转换器，其特征在于，所述方法包括：
标识所述LLC谐振转换器的输入电压与输出电压的期望比率；以及
基于所述LLC谐振转换器处的输出电压来调节所述非反相升降压转换器的输出以保持所述LLC谐振转换器的输入电压与输出电压的期望比率。
10.一种电力转换器***，其特征在于，包括：
非反相升降压转换器；
LLC谐振转换器；以及
比率检测器，其用于检测所述LLC谐振转换器的输入电压和所述LLC谐振转换器的输出电压之间的比率，并向所述非反相升降压转换器提供控制信号；
其中，所述非反相升降压转换器被配置成基于所述控制信号和所述LLC谐振转换器的输入电压与输出电压的期望比率来调节所述非反相升降压转换器的输出。
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