CN108896944A - 一种同步测量装置实验室校准仪及其同步相量测量方法 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了属于同步相量测量与同步测量装置测试技术领域的一种同步测量装置实验室校准仪及其同步相量测量方法。该装置包括GPS同步授时模块、信号采集模块和控制器模块；所述测量方法包括对硬件选型，用误差传递理论揭示硬件误差对相量量测的影响；稳态测试时利用改进的能量重心法和改进的DFT算法进行量测，动态测试时构建非线性拟合模型，利用高斯牛顿法进行求解，对于静动态测试信号的频率变化率，采用对频率进行多项式拟合求解。所述校准仪能可靠工作，并能保证采集***对相量量测精度的较小影响，为误差分析提供高精度的基准值。所述测量方法使相量量测精度高于误差标准四倍以上，并且对谐波和间谐波干扰有很好的抑制效果。
Description
技术领域
本发明属于同步相量测量与同步测量装置测试技术领域，尤其涉及一种同步测量装置实验室校准仪及其同步相量测量方法。
背景技术
同步相量测量单元(Phasor measurement unit,PMU)等同步测量装置是监测电力***动态变化的有效工具，其量测数据在模型验证、状态估计和振荡监测方面发挥着越来越重要的作用。为保证上述应用能有效可靠工作，需对PMU等同步测量装置进行准确度检测，以确定其在电力***静动态条件下的量测精度。目前，国内外有两类同步测量装置测试***，其中一种是基于高精度信号源的同步测量装置测试***，该类测试***中，信号源根据数学模型生成同步测试信号，并由数学模型生成基准值与待测同步测量装置的量测值进行比较，得出待测同步测量装置的量测性能，然而该类测试***对信号源的精度要求非常高，并且随着使用时间的增加，信号源等客观因素会产生不可补偿的误差，导致测试结果不可靠。为此，相关研究者提出了基于高精度校准仪的同步测量装置测试***，该类测试***中，校准仪提供高精度的量测量作为误差分析的基准值，信号发生器同时发送信号给待测同步测量装置和校准仪，并将两者的量测量进行比较得出同步测量装置的量测精度。ANSI/NCSL Z540.3-2006规定，校准仪测量精度需比待校准设备精度高出四倍以上，如何保证校准仪高精度的量测性能是基于高精度校准仪的同步测量装置测试***可靠工作的前提。为了提高校准仪的量测精度，可分别从硬件和软件方面进行研究；在硬件方面，可选择精度较高的板卡来减小误差；在软件方面，当前的同步相量测量算法的实时性较高并且算法复杂度较低，导致量测精度低，无法直接应用于同步测量装置校准仪，因此，需根据同步测量装置实验室测试的特点设计一种高精度的相量测量算法。
发明内容
针对上述问题，本发明提出了一种同步测量装置实验室校准仪及其同步相量测量方法，其特征在于，
一种同步测量装置实验室校准仪，包括：GPS同步授时模块、信号采集模块和控制器模块；
所述GPS同步授时模块用于接收GPS信号，为信号采集模块提供同步信号实现同步采集；
所述信号采集模块用于将电压电流信号由模拟量向数字量转换；
所述控制器模块用于完成同步测量装置实验室校准仪的同步相量测量，量测量的存储以及与主站的通信。
一种同步测量装置实验室校准仪的同步相量测量方法，包括以下步骤：
步骤1：利用误差传递理论分析硬件误差对相量量测量的影响，在此基础上确定硬件型号，具体包括以下步骤：
步骤101、对误差传递函数进行化简并求解，得到硬件误差与相量量测量之间的关系，进而分析出硬件误差对相量量测量的影响；
步骤102、选取硬件误差对相量量测影响小的硬件作为同步测量装置校准仪的组成部分；
步骤2：对校准仪进行稳态测试，在稳态测试时，首先对传统的能量重心法和DFT算法进行改进，利用改进的能量重心法求解电力信号频率，当求解出电力信号频率后，采用多项式拟合来求解频率变化率，在此基础上再利用改进的DFT算法求解信号的幅值和相角；
步骤3：对校准仪进行动态测试，在动态测试时，首先构建非线性拟合模型，通过对频率进行多项式拟合，再利用高斯牛顿法对拟合模型进行迭代求解，得出信号的幅值、相角和频率的量测量。
所述步骤101中，硬件误差与相量量测量之间的关系包括同步授时偏差与相角之间的关系，以及采样误差与幅值和相角之间的关系；
其中，同步授时偏差与相角之间的关系为：
δθ＝2πfδt
采样误差与幅值和相角之间的关系为：
式中，δs为采样误差，δA为幅值误差，δθ为相角误差，A为信号幅值，f为信号频率，δt为同步授时偏差。
所述对传统的能量重心法进行改进是在传统的能量重心法的基础上，利用补零法增加真实频率附近有效谱线的个数，所述补零法即在FFT分析时，在有效数据后增加无效的0，其中，传统的能量重心法校正公式为：
式中，fs为采样频率，N为谱点数，m为主瓣内峰值的谱线号，Yi是功率谱的第i条谱线值，x0是需要校正的频率值。
所述步骤2中采用多项式拟合来求解频率变化率，计算方法如下所述：
a)采用2阶多项式对计算得到的频率进行拟合，即f＝a0+a1t+a2t2；
b)利用最小二乘法求解参数[a0,a1,a2]，计算公式如下：
A＝(TTT)-1(TTF)
c)对频率进行求导，得到频率变化率Δf＝a1+2a2t。
所述改进的DFT算法的计算公式为：
式中，x(kΔt)为采样值，h(kΔt)为窗系数，fc是由改进的能量重心法计算所得频率；为计算所得向量，N为谱点数，k为数据下标，Δt为数据采集间隔。
所述稳态测试包括额定频率幅值扫描测试、频率偏移影响测试、谐波测试和带外测试。
所述动态测试包括幅值调制测试、相角调制测试、幅值相角同时调制测试和频率斜坡测试。
所述非线性拟合模型包括：
(1)幅值调制测试模型：
(2)相角调制测试、幅值相角同时调制测试模型：
(3)频率斜坡测试模型：
式中，X0、X1、X2为幅值二次多项式拟合的系数，为初始相角，f、f0、f1、f2为频率二次多项式拟合的系数，t为时间，Xrms为相量幅值。
本发明的有益效果在于：
本发明提出的同步测量装置实验室校准仪在静动态测试信号下，能够提供高于国标规定的误差标准四倍以上的量测量。所选的硬件精度高，能保证采集***对相量量测精度的影响很小，整套校准仪能可靠工作，为误差分析提供高精度的基准值。基于本发明的同步测量装置实验室校准仪，本发明所提出了相应的相量量测算法，该算法针对不同类型的测试信号设置不同的估计方法，尤其在谐波影响测试、带外测试中能够提供高精度的频率和频率变化率量测结果，对谐波和间谐波干扰有很好的抑制效果。
附图说明
附图1为一种同步测量装置实验室校准仪结构示意图；
附图2为基于同步测量装置实验室校准仪的同步相量测量方法流程图；
附图3为传统同步相量量测算法在含噪声条件下的频率计算误差；
附图4为本发明提出的改进的能量重心法的频率计算误差；
附图5为本发明提供的多项式拟合求解频率变化率方法的频率变化率误差；
具体实施方式
下面结合附图和实施例对本发明进行详细说明。
附图1为一种同步测量装置实验室校准仪结构示意图，如图1所示，本发明提出的一种同步测量装置实验室校准仪由GPS同步授时模块、信号采集模块和控制器模块组成，所述GPS同步授时模块用于接收GPS信号，为信号采集模块提供同步信号实现同步采集；所述信号采集模块用于将电压电流信号由模拟量向数字量转换；所述控制器模块用于完成同步测量装置实验室校准仪的同步相量测量，量测量的存储以及与主站的通信。
为了实现对同步测量装置实验室校准仪高精度的相量测量，本发明提供了一种基于同步测量装置实验室校准仪的同步相量测量方法，如图2所示，主要包括如下步骤：
步骤1：利用误差传递理论分析硬件误差对相量量测量的影响，在此基础上确定硬件型号；
步骤2：对校准仪进行稳态测试，在稳态测试时，首先对传统的能量重心法和DFT算法进行改进，利用改进的能量重心法求解电力信号频率，当求解出电力信号频率后，采用多项式拟合来求解频率变化率，在此基础上再利用改进的DFT算法求解信号的幅值和相角；
步骤3：对校准仪进行动态测试，在动态测试时，首先构建非线性拟合模型，通过对频率进行多项式拟合，再利用高斯牛顿法对拟合模型进行迭代求解，得出信号的幅值、相角和频率的量测量。
具体的，所述步骤1中，利用误差传递理论分析硬件误差对相量量测的影响，通过推导出硬件误差与相量量测量之间的关系，为硬件选型提供理论基础。所述硬件误差与相量量测量之间的关系包括同步授时偏差与相角之间的关系，以及采样误差与幅值和相角之间的关系，其推到过程如下：
依据误差传递理论列出直接测量量与间接测量量的关系方程：
式中，δg为直接测量量的误差，即采样值；xi为间接测量量，Xi为xi的真值，δxi为测量误差，本发明中指相量幅值与相角；h(·)为直接测量量与间接测量量的关系方程。
为简化分析，将δg在Xi处进行一阶泰勒展开，得到线性的误差传递关系如下：
由于同步授时偏差会造成相角θ的测量误差，两者的关系方程h(·)为θ＝2πft，代入式(2)，得到同步授时偏差与相角之间的关系：
δθ＝2πfδt (3)
由于采样误差会造成相量幅值与相角测量同时产生误差，某一采样值s与相量幅值A与相角θ的关系方程h(·)为s＝Acosθ，代入式(2)可得，
δs＝δA·cosθ-A·δθ·sinθ (4)
式中，δs、δA和δθ分别为采样误差、幅值误差和相角误差。将一段时间内的采样值s1，s2，…，sN代入式(4)，可得到采样误差与幅值和相角之间的关系式：
采用最小二乘法法对上述方程求解，即可得到幅值误差δA和相角误差δθ。
通过上述方法即可得到同步授时板卡和信号采集板卡的硬件误差对相量量测的影响，选取影响较小的硬件作为同步测量装置校准仪的组成部分。通过对比分析，本发明优选GPS同步授时模块的型号为NI 9467，优选电压信号采集模块的型号为NI 9244，优选电流信号采集模块的型号为NI 9246，优选控制器模块的型号为NI cRIO-9039。
具体的，所述步骤2中，利用改进的能量重心法和改进的DFT算法进行稳态测试，首先利用改进的能量重心法求解信号频率，在已知信号频率的基础上利用改进的DFT算法求解信号的幅值和相角。所述稳态测试包括额定频率幅值扫描测试、频率偏移影响测试、谐波测试和带外测试；
1)改进的能量重心法
传统的同步相量测量算法是通过相角来求解频率和频率变化率的，即相角的一次导数为频率，二次导数为频率变化率，这导致当电力信号中的噪声含量较大时，采用这种算法会导致测量的频率和频率变化率的精度较差。随着同步测量装置校准器采集板卡使用时长的增加及其内部器件的老化，其***噪声加大，传统的同步相量测量算法在稳态测试时难以满足校准器要求，导致待测同步测量装置的测试结果不准确，附图3为传统同步相量量测算法在含噪声条件下的频率计算误差，如图3所示，FE(frequency error)表示频率误差，其测试信号为已校准的高精度信号源发出的50Hz稳态正弦电压信号，采用使用时间较长的某电压采集板卡对其进行同步采样，经同步相量量测算法量测后，可以看出，最大FE接近0.02Hz，高于标准要求0.002Hz近10倍，因此无法应用于同步测量装置校准仪中。为解决此问题，本发明提出了改进的能量重心法直接计算频率，并采用多项式拟合求解频率变化率，以克服由相角的差分计算频率和频率变化率引起的误差，提高量测精度，具体分析计算过程如下所述：
对于稳态正弦信号，经典的频率求解算法为快速傅里叶变换(fast FourierTransforms,FFT)，但该方法存在频谱泄漏和栅栏效应的问题，导致求解得出的频率存在较大误差。对于频谱泄漏现象，本发明采用汉宁窗进行窗处理，对于栅栏效应，本发明采用改进的能量重心法进行频谱校正。传统能量重心法的频谱校正本质上是利用真实谱线邻近的2s+1条谱线，通过加权、归一化等操作逼近真实频率值，可通过增加s的值来提高频率的校正精度。本发明提出的一种改进的能量重心法是在传统的能量重心法的基础上，利用补零的方法来增加真实频率附近有效谱线的个数以提高频率校正的精度，即在FFT分析时，在有效数据后增加无效的0。附图3为传统同步相量量测算法在含噪声条件下的频率计算误差，本发明采用该方法对图3中的采样信号进行频率计算，计算结果如图4所示，从图4中可以看出，最大FE不足0.0002Hz，比标准要求0.002Hz小10倍以上，满足同步测量装置校准仪的精度需求。
传统的能量重心法校正公式为：
式中，fs为采样频率，N为谱点数，m为主瓣内峰值的谱线号，Yi是功率谱的第i条谱线值，x0是主瓣中心，即需要校正的频率值。
当求解出电力信号的频率后，采用多项式拟合来求解频率变化率。本发明采用2阶多项式对频率进行拟合，即f＝a0+a1t+a2t2，利用最小二乘法求解参数，求解公式如下：
A＝(TTT)-1(TTF) (8)
求解出[a0,a1,a2]后，对频率进行求导，可得频率变化率Δf＝a1+2a2t。
采用该方法对图4所示的频率求解频率变化率Δf，计算结果如图5所示，由图5可以看出，频率变化率误差(rate-of-change of frequency error,RFE)最大值约为0.001Hz/s，低于标准要求0.01Hz/s的10倍左右，满足同步测量装置校准仪的精度需求。
2)改进的DFT算法
对于稳态信号，传统DFT算法的计算公式为：
式中，x(kΔt)为采样值，h(kΔt)为窗系数，f0为，取f0＝50Hz，k为，Δt为，为，N为。
当测试信号频率发生偏移或信号中含有间谐波时，采用公式(9)计算相量时，所得相量会发生高频振荡。为解决该问题，本发明将f0改为信号的实际频率fc，即将公式(9)改为：
其中，实际频率fc由上述的改进的能量重心法计算所得。
具体的，所述步骤3中，构建非线性拟合模型，利用高斯牛顿法进行求解，进行动态测试，即对频率进行多项式拟合，利用高斯牛顿法对拟合模型进行迭代求解，得出信号的幅值、相角和频率的量测量。其中动态测试包括幅值调制测试、相角调制测试、幅值相角同时调制测试和频率斜坡测试。
所述非线性拟合模型包括：
(1)幅值调制测试模型：
(2)相角调制测试、幅值相角同时调制测试模型：
(3)频率斜坡测试模型：
式中，X0、X1、X2为幅值二次多项式拟合的系数，为初始相角，f、f0、f1、f2为频率二次多项式拟合的系数，t为时间，Xrms为相量幅值。
依据以上构建的三种模型进行动态测试，测试过程如下所述：
(a)幅值调制测试
幅值以一定的频率正弦变化，其信号模型为：
式中，Xrms为相量幅值，km为幅值调制深度，fm为调制频率，φam为调制初相角，fc为基频，φ0为初始相角。
信号的频率和频率变化率可由上述改进的能量重心法和多项式拟合求得，相量求解过程如下：
对幅值进行多项式拟合，以2阶为例，则公式(6)经拟合后变为：
对其进行三角展开，得：
对上式整理得到：
其中，
采用最小二乘法求解公式(17)的参数P，得出X0、X1、X2和从而得到幅值和相角。
(b)频率斜坡测试
频率斜坡测试的信号模型为：
式中，Rf为频率变化率，在国标中为1Hz/s。采用非线性拟合的思想对该测试信号进行求解，其中拟合模型为：
对上式进行泰勒展开并略去二次及高次项得：
对式(22)进行三角展开并整理得：
式中，
a＝sin(2πt(f0+f1t))，b＝cos(2πt(f0+f1t))；
h＝[a,b,at,bt,at2,bt2],A＝[S0,C0,S1,C1,S2,C2]。
运用最小二乘法求解参数A，得到相量：
频率参数变化量为：
则最终的频率参数为：
f'0＝f0+Δf0,f'1＝f1+Δf1 (26)
采用迭代法进行拟合模型的求解，迭代过程如下：
结合信号的额定频率，给出参数初始值：f0＝50，f1＝0；
按照上述过程更新f0和f1，当超过迭代最大值，或Δf0和Δf1超过限定值，停止迭代，否则继续迭代求解；
根据式(24)计算相量，根据f＝f0+f1t计算频率；
采用多项式拟合求解频率变化率，见公式(7)与公式(8)。
(c)相角调制测试和幅值相角同时调制测试
在相角调制测试中相角以一定的频率正弦变化，其信号模型为：
式中，ka表示相角调制深度，φpm表示相角调制初相角。
幅值相角同时调制测试中幅值和相角以相同的频率正弦变化，其信号模型为：
以上两种测试的拟合模型为：在计算窗内幅值当作恒定，频率进行2阶多项式拟合，
该模型的求解过程与频率斜坡测试一致。
实施例1
下面以具体的实例对本发明提供的同步测量装置实验室校准仪进行带硬件测试，具体来说，同步测量装置测试标准中规定的静动态测试信号包括：以额定频率幅值扫描测试、频率偏移测试、谐波测试、带外测试为代表的稳态测试；以幅值调制测试、相角调制测试、幅值相角同时调制测试和频率斜坡测试为代表的动态测试。本实施例对上述各测试的测试条件如下所述：
1、额定频率幅值扫描测试：信号频率为50Hz，幅值为0.1Un～2.0Un(Un＝57.73V)，发送三相对称电压信号至校准仪的信号采集模块；
2、频率偏移测试：幅值为Un，信号频率为45Hz～55Hz，发送三相对称电压信号至校准仪的信号采集模块；
3、谐波测试：幅值为Un，信号的基波频率分别为49.5Hz、50Hz、50.5Hz，谐波次数为2～25次，谐波幅值为0.1Un，发送三相对称电压信号至校准仪的信号采集模块；
4、带外测试：幅值为Un，信号的基波频率分别为49.5Hz、50Hz、50.5Hz，当同步测量装置校准仪的上传频率为100Hz时，带外干扰信号的频率需大于100Hz，当上传频率为50Hz时，带外干扰信号的频率为0～25Hz和75～100Hz，带外信号的幅值为0.1Un，发送三相对称电压信号至校准仪的信号采集模块；
5、幅值调制测试：信号模型如式(14)所示，幅值为Un，幅值调制深度为0.1Un，调制频率为0.1Hz～5.0Hz，基波频率为49.5Hz、50Hz和50.5Hz，发送三相对称电压信号至校准仪的信号采集模块；
6、相角调制测试：信号模型如式(27)所示，幅值为Un，相角调制深度为0.1rad，调制频率为0.1Hz～5.0Hz，基波频率为49.5Hz、50Hz和50.5Hz，发送三相对称电压信号至校准仪的信号采集模块；
7、幅值相角同时调制测试：信号模型如式(28)所示，幅值为Un，幅值调制深度为0.1Un，相角调制深度为0.1rad，调制频率为0.1Hz～5.0Hz，基波频率为49.5Hz、50Hz和50.5Hz，发送三相对称电压信号至校准仪的信号采集模块；
8、频率斜坡测试：信号模型如式(20)所示，幅值为Un，基波频率的起始值为45Hz，频率变化率为1Hz/s，测试时长为10s，即基波频率的终止频率为55Hz，发送三相对称电压信号至校准仪的信号采集模块；
在上述测试条件下，对本发明提出的同步测量装置实验室校准仪进行精度测试，测试结果如表1所示，其中，AE表示幅值误差，PE表示相角误差，FE表示频率误差，RFE表示频率变化率误差，std表示同步测量装置测试标准中规定的测试精度，N/A表示标准中没有规定的测试精度。
表1同步测量装置校准仪测试结果
从表1可以看出，本发明提出的改进的DFT算法在稳态测试时能够得到较高的计算精度，其中，幅值至少比标准要求高20倍，谐波测试和带外测试则高出50倍，由此可见该算法对谐波和带外干扰具有很好的抑制作用。本发明提出的非线性拟合方法在动态测试时相较于静态测试，幅值和相角精度有所下降，但依然高于标准要求的四倍以上。频率和频率变化率的计算精度普遍高于标准要求2～3个数量级，由此可见该算法通过直接计算信号频率能够得到较高的精度。
由本实施例可以看出，本发明提出的同步测量装置实验室校准仪在静动态测试信号下，能够提供高于标准规定的误差标准四倍以上的量测量。所选的硬件精度高，能保证采集***对相量量测精度的较小影响。本发明提出的同步相量测量方法针对不同类型的测试信号设置不同的估计方法，尤其在谐波影响测试、带外测试中，能够提供高精度的频率和频率变化率量测结果，对谐波和间谐波干扰有很好的抑制效果。
此实施例仅为本发明较佳的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应该以权利要求的保护范围为准。
Claims (9)
1.一种同步测量装置实验室校准仪，其特征在于，包括：GPS同步授时模块、信号采集模块和控制器模块；
所述GPS同步授时模块用于接收GPS信号，为信号采集模块提供同步信号实现同步采集；
所述信号采集模块用于将电压电流信号由模拟量向数字量转换；
所述控制器模块用于完成同步测量装置实验室校准仪的同步相量测量，量测量的存储以及与主站的通信。
2.一种同步测量装置实验室校准仪的同步相量测量方法，其特征在于，包括以下步骤：
步骤1：利用误差传递理论分析硬件误差对相量量测量的影响，在此基础上确定硬件型号，具体包括以下步骤：
步骤101、对误差传递函数进行化简并求解，得到硬件误差与相量量测量之间的关系，进而分析出硬件误差对相量量测量的影响；
步骤102、选取硬件误差对相量量测影响小的硬件作为同步测量装置校准仪的组成部分；
步骤2：对校准仪进行稳态测试，在稳态测试时，首先对传统的能量重心法和DFT算法进行改进，利用改进的能量重心法求解电力信号频率，当求解出电力信号频率后，采用多项式拟合来求解频率变化率，在此基础上再利用改进的DFT算法求解信号的幅值和相角；
步骤3：对校准仪进行动态测试，在动态测试时，首先构建非线性拟合模型，通过对频率进行多项式拟合，再利用高斯牛顿法对拟合模型进行迭代求解，得出信号的幅值、相角和频率的量测量。
3.根据权利要求2所述的一种同步测量装置实验室校准仪的同步相量测量方法，其特征在于，所述步骤101中，硬件误差与相量量测量之间的关系包括同步授时偏差与相角之间的关系，以及采样误差与幅值和相角之间的关系；
其中，同步授时偏差与相角之间的关系为：
δθ＝2πfδt
采样误差与幅值和相角之间的关系为：
式中，δs为采样误差，δA为幅值误差，δθ为相角误差，A为信号幅值，f为信号频率，δt为同步授时偏差。
4.根据权利要求2所述的一种同步测量装置实验室校准仪的同步相量测量方法，其特征在于，所述对传统的能量重心法进行改进是在传统的能量重心法的基础上，利用补零法增加真实频率附近有效谱线的个数，所述补零法即在FFT分析时，在有效数据后增加无效的0，其中，传统的能量重心法校正公式为：
式中，fs为采样频率，N为谱点数，m为主瓣内峰值的谱线号，Yi是功率谱的第i条谱线值，x0是需要校正的频率值。
5.根据权利要求2所述的一种同步测量装置实验室校准仪的同步相量测量方法，其特征在于，所述步骤2中采用多项式拟合来求解频率变化率，计算方法如下所述：
a)采用2阶多项式对计算得到的频率进行拟合，即f＝a0+a1t+a2t2；
b)利用最小二乘法求解参数[a0,a1,a2]，计算公式如下：
A＝(TTT)-1(TTF)
c)对频率进行求导，得到频率变化率Δf＝a1+2a2t。
6.根据权利要求2所述的一种同步测量装置实验室校准仪的同步相量测量方法，其特征在于，所述改进的DFT算法的计算公式为：
式中，x(kΔt)为采样值，h(kΔt)为窗系数，fc是由改进的能量重心法计算所得频率；为计算所得向量，N为谱点数，k为数据下标，Δt为数据采集间隔。
7.根据权利要求2所述的一种同步测量装置实验室校准仪的同步相量测量方法，其特征在于，所述稳态测试包括额定频率幅值扫描测试、频率偏移影响测试、谐波测试和带外测试。
8.根据权利要求2所述的一种同步测量装置实验室校准仪的同步相量测量方法，其特征在于，所述动态测试包括幅值调制测试、相角调制测试、幅值相角同时调制测试和频率斜坡测试。
9.根据权利要求2所述的一种同步测量装置实验室校准仪的同步相量测量方法，其特征在于，所述非线性拟合模型包括：
(1)幅值调制测试模型：
(2)相角调制测试、幅值相角同时调制测试模型：
(3)频率斜坡测试模型：
式中，X0、X1、X2为幅值二次多项式拟合的系数，为初始相角，f、f0、f1、f2为频率二次多项式拟合的系数，t为时间，Xrms为相量幅值。
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