CN108880358A - 基于角位移无时滞观测器的永磁同步电机控制方法及装置 - Google Patents

Abstract

本发明实施例涉及基于角位移无时滞观测器的永磁同步电机控制方法及装置，用于消除控制***角位移采样计算过程产生的角位移反馈滞后延时，提高控制***的位置环响应速度。该种角位移观测方法依据永磁同步电机运动方程建立角位移观测模型，得到无时滞的角位移反馈信号，进而提高控制***角位移反馈速度，提高控制***的响应能力。

Description

基于角位移无时滞观测器的永磁同步电机控制方法及装置

技术领域

本发明主要是针对永磁同步电机的角位移无时滞观测方法，是基于永磁同步电机运动方程的角位移观测方法，该方法及装置可以有效解决永磁同步电机角位移采样计算延时问题，提高控制***位置环响应速度。

背景技术

交流伺服***的驱动控制过程采用脉宽调制器控制产生幅值相等、脉冲宽度不相等的脉冲序列波，用以驱动永磁同步电机旋转，对位置指令控制，反馈位置输入位置闭环回路进行计算，经过比例环节计算，得到速度指令值，进入速度闭环进行计算，经过比例积分环节计算，进而得到电流指令值，进入电流闭环进行计算，经过比例积分环节计算，最终输出控制电压值，转换为脉宽调制波形驱动永磁同步电机旋转。从位置环的伺服控制流程可知，位置反馈信息的实时性是十分重要的，位置反馈的滞后将直接导致伺服***位置响应速度的缓慢，另外，控制***速度环内速度反馈值的计算以及电流环内空间矢量坐标变换都需要角度反馈值，角度值的滞后将对控制***响应特性产生不良影响，常规的交流伺服控制***工作时序如图1所示，包括：程序启动①处，首先读取上一个控制周期的角位置AD(模数转换器)值，然后再次启动AD，此时，利用该值计算得到的角度值滞后了一个控制指令周期，在该控制周期内使用滞后一个控制周期的角度值θ_n-1计算下个控制周期的电压矢量值U_n+1。在程序末尾②处执行空间矢量2->3变换，此时，空间电压矢量的计算又滞后一个控制周期。由反馈角位移计算过程可知，角位移数值由模数采集到最终的脉宽调制波输出共延时了两个控制周期。

发明内容

针对上述问题，本发明提出基于角位移无时滞观测器的永磁同步电机控制方法及装置，旨在消除角位移反馈滞后问题，提高控制***响应能力。

为实现上述目的，本发明包含以下步骤：

(1)建立永磁同步电机数学模型，得到d-q电压指令输出方程及电机转子运动方程；

(2)通过磁电编码器得到永磁同步电机转子位置角度值；

(3)建立永磁同步电机角位移观测器；

(4)建立控制***的位置反馈闭环；

(5)建立控制***的速度反馈闭环；

(6)建立控制***的电流反馈闭环。

作为优选，所述的步骤(1)，通过以下方法实现：

永磁同步电机数学模型如式(1)所示：

式中：U_d、U_q为d轴和q轴定子电压指令；L_d、L_q为d轴和q轴等效电感；R_s为定子电阻；ω_e为电角速度；为转子磁链；i_d、i_q为d轴和q轴定子反馈电流；

电机力矩模型如式(2)所示：

式中：T_e为电磁转矩；P为电机极对数；

机械运动方程如式(3)所示：

式中：T₁为负载转矩；ω_m为机械角速度；f为电机摩擦因数；J为电机转动惯量；

为了实现最大力矩控制，令d轴电流指令i_d＝0，此时电机转矩输出方程如式(4)所示：

作为优选，所述的步骤(2)，通过以下方法实现：

采用磁电编码器对角度值进行采样计算，4个霍尔传感器相邻90°均匀分布在霍尔板上，在单对极磁钢的作用下，在4路霍尔(A⁺、A^-、B⁺、B^-)上产生相位相差90°的电压信号，4路霍尔信号 进行差分计算处理，得到的霍尔信号对径相减得到d-q轴霍尔信号如式(5)所示：

利用反正切公式计算磁电编码器角度θ_m如式(6)所示：

将永磁同步电机转子圆周划分为8个区间，并通过比较d-q轴霍尔信号(d_h,q_h)的大小及正负对当前角度值进行计算，由此实现每个角度计算区间的角度范围在0°到45°之间，反正切值在0到1之间，避免了反正切值出现正无穷或负无穷，由此得到磁电编码器角度θ_m。

作为优选，所述的步骤(3)，通过以下方法实现：

在一个控制周期T_s(50us)内，转轴加速度α可以认为是恒定不变的，所以电机转子在一个控制周期内的转动角度Δθ_m如式(7)所示：

式中：ω_m为电机转子转速；

则电机转轴角位移及速度微分方程如式(8)所示：

设电机输出转矩T_e(Nm)，J_m为电机及负载转动惯量，负载转矩T_L(Nm)，则转轴加速度α如式(9)所示：

在一个控制周期内(50us)电机负载转矩T_L变化很小，因此加速度变化d＝0。设电机转子角度θ_m，转速ω_m和加速度变化d如式(10)所示：

令转轴加速度i_q为q轴反馈电流，K_AT为电机力矩系数，设C＝[100]，由此可得：

角位置观测方程如式(12)所示：

式中：L_i是状态观测方程调节系数；

设观测角度观测角速度观测加速度扰动设 因此，电机角位置状态方程如式(13)所示：

根据公式(13)，得到父代角位置离散化状态方程如式(14)所示：

状态方程(14)极坐标可以通过调节l₁、l₂、l₃进行任意配置，根据第k周期的观测位移观测速度及观测加速度扰动值d_k可以估计出第k+1周期的变量值；

状态观测调节系数l₁、l₂、l₃关系到状态观测器极点坐标的确定，决定着观测误差收敛速度，选择合适的调节系数l₁、l₂、l₃，令状态误差方程的极点坐标位于复平面坐标系的左半部分以保证状态观测器的稳定性，若想加快状态观测误差的收敛速度，则需将极点坐标配置在距离虚轴尽量远的位置，从而使观测角度快速逼近真实值；

根据角位置采样解算过程及伺服控制过程可知，角度计算值存在着一个控制周期的滞后，空间矢量坐标2->3变换时又滞后了一个控制周期，根据式(14)，将父代状态观测器的输出作为子代观测器的输入，由此得到的子代观测器离散形式如式(15)所示：

式中：为T_(k+2)周期的角度观测值；为T_(k+2)周期的角速度观测值；为T_(k+2)周期的加速度扰动观测值；l₄、l₅、l₆为子代位置环状态观测器误差调节系数；

根据式(14)和(15)构造角位移状态观测器，子代位置状态观测器对位置观测的预计能力更强，消除角度滞后问题，并且具有一定的滤波作用。

作为优选，所述的步骤(4)，通过以下方法实现：

将步骤(3)得到的位置观测值作为反馈位置，经过比例环节得到速度环的速度指令值ω_ref。

作为优选，所述的步骤(5)，通过以下方法实现：

将步骤(3)得到的位置观测值进行微分计算，得到速度反馈值ω_m，将步骤(4)输出的速度指令ω_ref作为速度指令值，经过比例积分计算得到电流指令值i_dref、i_qref。

作为优选，所述的步骤(6)，通过以下方法实现：

将步骤(5)得到的电流指令值i_dref、i_qref作为电流环指令输入，使用步骤(3)输出的观测角位置用于空间电压矢量坐标变换，最终输出三相相电压指令值U_u、U_v、U_w，经过功率放大驱动电路，驱动电机旋转。

作为本发明的另一面，本发明提供一种基于角位移无时滞观测器的永磁同步电机控制装置，包括：

永磁同步电机单元，永磁同步电机单元的定子接收到功率调制单元输出的脉宽调制波形，驱动转子旋转；

编码器单元，用于对永磁同步电机单元转子当前位置进行测量，输出永磁同步电机单元转子机械转角θ_m；

角位置状态观测器，用于实现角度值的观测，消除角度值滞后误差输出角位置观测值

位置环解算单元，用于控制***位置环计算，将角位置状态观测器输出的观测角度值作为位置反馈，经过比例环节输出速度指令ω_ref；

速度计算单元，依据角位置状态观测器输出的观测角度值对转子转速进行计算，输出电机转子反馈速度ω_m；

速度环解算单元，用于实现速度闭环控制，输出电流指令值i_dref、i_qref；

电角度转换单元，用于将由角位置观测器得到的观测角度值转换为用于永磁同步电机空间矢量坐标变换计算用的电角度θ_e如式(16)所示：

电流传感器单元，用于将由永磁同步电机单元输出的三相电流转换为模拟信号；

模数转换单元，用于将电流传感器单元输出的模拟信号转换为数字信号i_u、i_v、i_w，便于后面计算处理；

三相电流空间矢量变换单元，用于将由模块转换单元得到的电流数字信号i_u、i_v、i_w以及电角度转换单元得到的电角度θ_e进行三相电流空间矢量坐标变化，得到d-q轴反馈电流i_d、i_q如式(17)所示：

电流环解算单元，依据d-q轴电流指令i_dref、i_qref计算电流环反馈环节d-q轴电压指令U_d、U_q，依据U_d、U_q进行空间矢量坐标变换，得到三相相电压输出指令值U_u、U_v、U_w如式(18)所示：

功率调制单元，用于将三相相电压输出信号U_u、U_v、U_w进行功率放大，输出幅值为母线电压V_dc的脉宽调制波形，驱动永磁同步电机单元旋转。

本发明的有益效果是：

(1)本发明提出的基于角位移无时滞观测器的永磁同步电机控制方法及装置能够有效消除角度值采样计算过程造成的角度值滞后。

(2)本发明提出的基于角位移无时滞观测器的永磁同步电机控制方法及装置，可以消除角位置计算滞后误差，进而提高速度计算精度，以及电压矢量的空间变化精度，可以有效提高控制***的响应特性。

附图说明

图1交流伺服控制***工作时序分析图；

图2编码器霍尔分布示意图；

图3霍尔及磁钢结构分布图；

图4单对极磁电编码器工作原理图；

图5磁电编码器模拟信号图；

图6角位移状态观测器结构图；

图7角位置观测全图；

图8角位置观测局部视图Ⅰ放大图；

图9角位置观测局部视图Ⅱ放大图；

图10角位置观测局部视图Ⅲ放大图；

图11位置环控制框图；

图12速度反馈回路结构图；

图13控制***反馈单元的电流控制结构图；

图14采用本发明方法高响应定位实验图；

图15未采用本发明传统PI控制高响应定位实验图；

图16基于角位移无时滞观测器的永磁同步电机控制结构示意图；

具体实施方式

以下，参考附图，详细描述本发明的实施例。

本发明实例包含以下步骤：

(1)建立永磁同步电机数学模型，得到d-q电压指令输出方程及电机转子运动方程，具体实施方法如下：

永磁同步电机数学模型如式(1)所示：

式中：U_d、U_q为d轴和q轴定子电压指令；L_d、L_q为d轴和q轴等效电感；R_s为定子电阻；ω_e为电角速度；为转子磁链；i_d、i_q为d轴和q轴定子反馈电流；

电机力矩模型如式(2)所示：

式中：T_e为电磁转矩；P为电机极对数；

机械运动方程如式(3)所示：

式中：T₁为负载转矩；ω_m为机械角速度；f为电机摩擦因数；J为电机转动惯量；

为了实现最大力矩控制，令d轴电流指令i_dref＝0，此时电机转矩输出方程如式(4)所示：

(2)通过磁电编码器得到永磁同步电机转子位置角度值，具体实施方法如下：

磁电编码器霍尔分布示意图如图2所示，单对极磁钢表贴在电机转轴端面上,随着轴的转动，产生正弦磁场，如图3所示，利用霍尔元器件A+，A-，B+，B-对磁电模拟信号进行采集，4个霍尔传感器相邻90°均匀分布在霍尔板上。图4为磁电编码器工作原理图，4路霍尔信号经过差分，模数转换计算出当前角度值θ_m；

在单对极磁钢的作用下，磁钢旋转一周，在4路霍尔(A⁺、A^-、B⁺、B^-)上产生相位相差90°的电压信号，如图5所示：

将霍尔A⁺、A^-、B⁺、B^-采集得到的霍尔信号对径相减得到d-q轴霍尔信号如式(5)所示：

利用反正切公式计算磁电编码器角度如(6)所示：

将单对极角度值圆周划分为8个区间,并通过比较d-q轴霍尔信号(d_h,q_h)的大小及正负对当前角度值θ_m进行计算,由此实现每个小区间的角度范围在0°到45°之间，反正切值在0到1之间，避免了反正切值出现正无穷及负无穷，反正切角度计算区间划分如下表所示，由此得到角度值输出θ_m；

(3)建立永磁同步电机角位移观测器，具体实施方法如下：

在一个控制周期T_s(50us)内，转轴加速度α可以认为是恒定不变的。所以电机转子在一个控制周期内的转动角度Δθ_m如式(7)所示：

式中：ω_m电机转子转速；

则电机转轴角位移θ_m及转子转速ω_m的微分方程如式(8)所示：

设电机输出转矩T_e(Nm)，J_m为电机及负载转动惯量，负载转矩T_L(Nm)，则转轴加速度α如式(9)所示：

在一个控制周期内(50us)电机负载转矩T_L变化很小，因此加速度变化d＝0。设电机转子角度θ_m，则转速ω_m和加速度变化d可以写成如下式(10)形式：

令转轴加速度i_q为q轴反馈电流，K_AT为电机力矩系数，设C＝[100]，由此可得式(11)：

角位置观测方程可以写成如下式(12)形式：

式中：L_i是状态观测方程调节系数；

设观测角度观测角速度观测加速度扰动 因此，电机角位置状态方程可以写为式(13)形式：

根据公式(13),父代角位移离散化状态方程可写为式(14)形式：

状态方程(14)极坐标可以通过调节l₁、l₂、l₃进行任意配置，根据第k周期的观测位移观测速度及观测加速度扰动值可以估计出第k+1周期的变量值；

状态观测调节系数l₁、l₂、l₃关系到状态观测器极点坐标的确定，决定着观测误差收敛速度，本实例中设置观测器误差调节系数l₁＝330，l₂＝30000，l₃＝1000000，l₄＝115.5，l₅＝3675，l₆＝42875；

根据角位置采样解算过程及伺服控制过程可知，角度计算值存在着一个控制周期的滞后，空间矢量坐标2->3变换时又滞后了一个控制周期，根据式(14)，将父代状态观测器的角位置观测输出作为子代观测器的输入，由此得到的子代观测器离散形式如式(15)所示：

式中：为T_(k+2)周期的角度观测值；为T_(k+2)周期的角速度观测值；为T_(k+2)周期的加速度扰动观测值；l₄、l₅、l₆为子代角位移状态观测器误差调节系数。

根据式(14)和(15)，构造角位移状态观测器结构图，如图6所示。

图7所示为角位置状态观测波形，图中分别展示了反馈角度值、父代角位移观测值、子代角位移观测值，设置父代角位置状态观测器误差调节系数l₁＝330，l₂＝30000，l₃＝1000000，子代位置状态观测器误差调节系数l₄＝115.5，l₅＝3675，l₆＝42875，图8，图9，图10所示为图7的局部放大图，子代位置状态观测器对位置观测的预计能力更强，消除角度滞后问题，并且具有一定的滤波作用。

(4)建立控制***的位置反馈闭环，具体实施方法如下：

将步骤(3)得到的观测角位移作为位置环反馈位置，将位置指令θ_ref输入位置闭环，通过比例环节对控制***进行控制，位置环控制框图如图11所示，通过位置环闭环解算得到速度环速度指令ω_ref如式(16)所示：

(5)建立控制***的速度反馈闭环，具体实施方法如下：

如图12所示，图中Current_loop为电流环反馈回路，依据步骤(3)观测位置得到第k周期反馈速度ω_m(k)如式(17)所示：

ω_m(k)＝(θ_m(k)-θ_m(k-1))/T_s (17)

式中：k代表当前计算周期，k-1代表上一个计算周期。

速度环采用PI控制器，依据速度指令单元8得到的ω_ref(k)与反馈速度ω_m(k)得到转速反馈偏差ω_err(k)如式(18)所示：

ω_err(k)＝ω_ref(k)-ω_m(k) (18)

依据当前计算周期速度反馈误差ω_err及速度环积分系数K_mi对速度误差积分值ω_org(k)进行求解如式(19)所示：

ω_org(k)＝ω_org(k-1)+ω_err(k)K_mi (19)

依据当前计算周期得到的速度误差积分值ω_org(k)、反馈速度ω_m(k)以及比例系数K_mv对q轴控制电流指令i_qref(k)进行求解如式(20)所示：

i_qref(k)＝(ω_org(k)-ω_m(k))K_mvJ_m/K_a (20)

式中：J_m为电机转子转动惯量，K_a为电机力矩系数；

采用d轴电流为0控制方法，i_dref(k)＝0。

(6)建立控制***的电流反馈闭环，具体实施方法如下：

采用d轴电流为0的控制方式i_dref＝0，依据q轴电流指令i_qref，电流环控制结构如图13所示，采用PI控制器，实现d-q轴电压指令的计算，k代表当前计算周期，k-1代表上一个计算周期，依据当前计算周期电流指令值与由三相电流空间矢量变换得到的实际d-q轴电流反馈值i_d、i_q进行计算，此时d轴电流指令i_dref＝0，q轴电流指令为i_qref，可以得到电流反馈偏差i_{d_err}、i_{q_err}如式(21)所示：

依据当前计算周期电流反馈误差i_{d_err(k)}、i_{q_err(k)}及积分系数K_i对电流误差积分值i_{d_org(k)}、i_{q_org(k)}进行求解如式(22)所示：

依据当前计算周期得到的电流误差积分值i_{d_org(k)}、i_{q_org(k)}，反馈电流i_d(k)、i_q(k)以及比例系数K_v对d-q轴控制电压U_d(k)、U_q(k)进行求解如式(23)所示：

式中：R_s为永磁同步电机等效电阻，L_d、L_q为永磁同步电机d-q轴等效电感值，ω_e为永磁同步电机电角度转速值，为永磁同步电机等效磁链系数；

依据电角度转换单元3得到的电角度θ_e，将得到的d-q轴电压指令值进行空间矢量坐标变换，得到三相电压指令U_u、U_v、U_w如式(24)所示：

在得到三相相电压指令U_u、U_v、U_w后，将三相相电压指令输入功率调制单元，并输出幅值为母线电压值V_dc的脉宽调制波驱动永磁同步电机单元进行旋转；

本实例中使用本发明方法，进行高响应定位实验，电流环比例增益系数K_v＝3000，积分增益系数K_i＝550。速度比例增益K_mv＝350，积分增益系数K_mi＝100，位置环增益K_p＝3.5，父代角位置状态观测器误差调节系数l₁＝330，l₂＝30000，l₃＝1000000，子代位置状态观测器误差调节系数l₄＝115.5，l₅＝3675，l₆＝42875，在该组增益系数下，分别使用本发明提出方法与传统PI控制器进行高速定位实验。如下图所示，速度指令在5ms内实现1500rpm的加减速运动，并在速度指令结束时保持定位状态，图14为使用本发明方法的高响应定位实验，图15为未采用本发明方法采用传统PI控制器的高响应定位实验，可以明显看出本发明方法的有效性。

作为本发明的另一面，本发明提供一种基于角位移无时滞观测器的永磁同步电机控制装置，如图16所示，包括：

永磁同步电机单元1，永磁同步电机单元的定子接收到功率调制单元输出的脉宽调制波形，驱动转子旋转；

编码器单元2，用于对永磁同步电机单元转子当前位置进行测量，输出永磁同步电机单元转子机械转角θ_m；

角位置状态观测器3，用于实现角度值的观测，消除角度值滞后误差输出角位置观测值

位置环解算单元4，用于控制***位置环计算，将角位置状态观测器输出的观测角度值作为位置反馈，经过比例环节输出速度指令ω_ref；

速度计算单元5，依据角位置状态观测器输出的观测角度值对转子转速进行计算，输出电机转子反馈速度ω_m；

速度环解算单元6，用于实现速度闭环控制，输出电流指令值i_qref、i_dref；

电角度转换单元7，用于将由角位置观测器得到的观测角度值转换为用于永磁同步电机空间矢量坐标变换计算用的电角度θ_e如式(25)所示：

式中：P为多对极磁钢极数；

电流传感器单元8，用于将由永磁同步电机单元输出的三相电流转换为模拟信号；

模数转换单元9，用于将电流传感器单元输出的模拟信号转换为数字信号i_u、i_v、i_w，便于后面计算处理；

三相电流空间矢量变换单元10，用于将由模块转换单元得到的电流数字信号i_u、i_v、i_w以及电角度转换单元得到的电角度θ_e进行三相电流空间矢量坐标变化，得到d-q轴反馈电流i_d、i_q如式(26)所示：

电流环解算单元11，依据d-q轴电流指令i_dref、i_qref计算电流环反馈环节d-q轴电压指令U_d、U_q，依据U_d、U_q进行空间矢量坐标变换，得到三相相电压输出指令值U_u、U_v、U_w如式(27)所示：

功率调制单元12，用于将三相相电压输出信号U_u、U_v、U_w进行功率放大，输出幅值为母线电压V_dc的脉宽调制波形，驱动永磁同步电机单元旋转；

预计发明推广应用的可行性及前景：

角位置反馈的实时性决定着控制***的响应能力，本发明可以有效消除由于角度值采样解算过程造成的反馈角度值滞后问题，进而提高***响应速度，本发明所提出的方法及装置可以广泛应用于高档加工机床、机器人、航空航天等要求高响应、高精度伺服技术的领域。

需要说明的是，以上参照附图所描述的各个实施例仅用以说明本发明而非限制本发明的范围，本领域的普通技术人员应当理解，在不脱离本发明的精神和范围的前提下对本发明进行的修改或者等同替换，均应涵盖在本发明的范围之内。此外，除上下文另有所指外，以单数形式出现的词包括复数形式，反之亦然。另外，除非特别说明，那么任何实施例的全部或一部分可结合任何其它实施例的全部或一部分来使用。

Claims (8)

1.基于角位移无时滞观测器的永磁同步电机控制方法，其特征在于：该方法包括以下步骤：

(1)建立永磁同步电机数学模型，得到d-q电压指令输出方程及电机转子运动方程；

(2)通过磁电编码器得到永磁同步电机转子位置角度值；

(3)建立永磁同步电机角位移观测器；

(4)建立控制***的位置反馈闭环；

(5)建立控制***的速度反馈闭环；

(6)建立控制***的电流反馈闭环。

2.根据权利要求1所述的基于角位移无时滞观测器的永磁同步电机控制方法，其特征在于：所述的步骤(1)通过以下方法实现：

永磁同步电机数学模型如式(1)所示：

式中：U_d、U_q为d轴和q轴定子电压指令；L_d、L_q为d轴和q轴等效电感；R_s为定子电阻；ω_e为电角速度；为转子磁链；i_d、i_q为d轴和q轴定子反馈电流；

电机力矩模型如式(2)所示：

式中：T_e为电磁转矩；P为电机极对数；

机械运动方程如式(3)所示：

式中：T₁为负载转矩；ω_m为机械角速度；f为电机摩擦因数；J为电机转动惯量；

为了实现最大力矩控制，令d轴电流指令i_d＝0，此时电机转矩输出方程如式(4)所示：

。

3.根据权利要求1所述的基于角位移无时滞观测器的永磁同步电机控制方法，其特征在于：所述的步骤(2)通过以下方法实现：

采用磁电编码器对角度值进行采样计算，4个霍尔传感器相邻90°均匀分布在霍尔板上，在单对极磁钢的作用下，在4路霍尔(A⁺、A^-、B⁺、B^-)上产生相位相差90°的电压信号，4路霍尔信号 进行差分计算处理，得到的霍尔信号对径相减得到d-q轴霍尔信号如式(5)所示：

利用反正切公式计算磁电编码器角度θ_m如式(6)所示：

将永磁同步电机转子圆周划分为8个区间，并通过比较d-q轴霍尔信号(d_h,q_h)的大小及正负对当前角度值进行计算，由此实现每个角度计算区间的角度范围在0°到45°之间，反正切值在0到1之间，避免了反正切值出现正无穷或负无穷，由此得到磁电编码器角度θ_m。

4.根据权利要求1所述的基于角位移无时滞观测器的永磁同步电机控制方法，其特征在于：所述的步骤(3)通过以下方法实现：

在一个控制周期T_s(50us)内，转轴加速度α可以认为是恒定不变的，所以电机转子在一个控制周期内的转动角度Δθ_m如式(7)所示：

式中：ω_m为电机转子转速；

则电机转轴角位移及速度微分方程如式(8)所示：

设电机输出转矩T_e(Nm)，J_m为电机及负载转动惯量，负载转矩T_L(Nm)，则转轴加速度α如式(9)所示：

在一个控制周期内(50us)电机负载转矩T_L变化很小，因此加速度变化d＝0；设电机转子角度θ_m，转速ω_m和加速度变化d如式(10)所示：

令转轴加速度i_q为q轴反馈电流，K_AT为电机力矩系数，设C＝[1 0 0]，由此可得：

角位置观测方程如式(12)所示：

式中：L_i是状态观测方程调节系数；

设观测角度为观测角速度为观测加速度扰动为设

因此，电机角位置状态方程如式(13)所示：

根据公式(13)，得到父代角位置离散化状态方程如式(14)所示：

状态方程(14)极坐标可以通过调节l₁、l₂、l₃进行任意配置，根据第k周期的观测位移观测速度及观测加速度扰动值d_k可以估计出第k+1周期的变量值；

状态观测调节系数l₁、l₂、l₃关系到状态观测器极点坐标的确定，决定着观测误差收敛速度，选择合适的调节系数l₁、l₂、l₃，令状态误差方程的极点坐标位于复平面坐标系的左半部分以保证状态观测器的稳定性，若想加快状态观测误差的收敛速度，则需将极点坐标配置在距离虚轴尽量远的位置，从而使观测角度快速逼近真实值；

根据角位置采样解算过程及伺服控制过程可知，角度计算值存在着一个控制周期的滞后，空间矢量坐标2->3变换时又滞后了一个控制周期，根据式(14)，将父代状态观测器的输出作为子代观测器的输入，由此得到的子代观测器离散形式如式(15)所示：

式中：为T_(k+2)周期的角度观测值；为T_(k+2)周期的角速度观测值；为T_(k+2)周期的加速度扰动观测值；l₄、l₅、l₆为子代位置环状态观测器误差调节系数；

根据式(14)和(15)，构造角位移状态观测器结构，子代位置状态观测器对位置观测的预计能力更强，消除角度滞后问题，并且具有一定的滤波作用。

5.根据权利要求1所述的基于角位移无时滞观测器的永磁同步电机控制方法，其特征在于：所述的步骤(4)通过以下方法实现：

将步骤(3)得到的位置观测值作为反馈位置，经过比例环节得到速度环的速度指令值ω_ref。

6.根据权利要求1所述的基于角位移无时滞观测器的永磁同步电机控制方法，其特征在于：所述的步骤(5)通过以下方法实现：

将步骤(3)得到的位置观测值进行微分计算，得到速度反馈值ω_m，将步骤(4)输出的速度指令ω_ref作为速度指令值，经过比例积分计算得到电流指令值i_dref、i_qref。

7.根据权利要求1所述的基于角位移无时滞观测器的永磁同步电机控制方法，其特征在于：所述的步骤(6)通过以下方法实现：

将步骤(5)得到的电流指令值i_dref、i_qref作为电流环指令输入，使用步骤(3)输出的观测角位置用于空间电压矢量坐标变换，最终输出三相相电压指令值U_u、U_v、U_w，经过功率放大驱动电路，驱动电机旋转。

8.一种基于权利要求1所述的基于角位移无时滞观测器的永磁同步电机控制方法的装置，其特征在于，包括：

永磁同步电机单元，永磁同步电机单元的定子接收到功率调制单元输出的脉宽调制波形，驱动转子旋转；

编码器单元，用于对永磁同步电机单元转子当前位置进行测量，输出永磁同步电机单元转子机械转角θ_m；

角位置状态观测器，用于实现角度值的观测，消除角度值滞后误差输出角位置观测值

位置环解算单元，用于控制***位置环计算，将角位置状态观测器输出的观测角度值作为位置反馈，经过比例环节输出速度指令ω_ref；

速度计算单元，依据角位置状态观测器输出的观测角度值对转子转速进行计算，输出电机转子反馈速度ω_m；

速度环解算单元，用于实现速度闭环控制，输出电流指令值i_dref、i_qref；

电角度转换单元，用于将由角位置观测器得到的观测角度值转换为用于永磁同步电机空间矢量坐标变换计算用的电角度θ_e；

电流传感器单元，用于将由永磁同步电机单元输出的三相电流转换为模拟信号；

模数转换单元，用于将电流传感器单元输出的模拟信号转换为数字信号i_u、i_v、i_w，便于后面计算处理；

三相电流空间矢量变换单元，用于将由模块转换单元得到的电流数字信号i_u、i_v、i_w以及电角度转换单元得到的电角度θ_e进行三相电流空间矢量坐标变化，得到d-q轴反馈电流i_d、i_q；

电流环解算单元，依据d-q轴电流指令i_dref、i_qref计算电流环反馈环节d-q轴电压指令U_d、U_q，依据U_d、U_q进行空间矢量坐标变换，得到三相相电压输出指令值U_u、U_v、U_w；

功率调制单元，用于将三相相电压输出信号U_u、U_v、U_w进行功率放大，输出幅值为母线电压V_dc的脉宽调制波形，驱动永磁同步电机单元旋转。