CN108847774A - 用于驱动同步整流器的驱动电路和方法及其开关电源 - Google Patents

用于驱动同步整流器的驱动电路和方法及其开关电源 Download PDF

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Abstract

公开了一种用于驱动同步整流器的驱动电路和方法。同步整流器具有漏端、源端和栅端，同步整流器的漏端和源端之间具有漏源检测电压，栅端上具有栅极电压。当漏源检测电压达到一设定的参考电压时，降低栅极电压以将漏源检测电压保持在另一更低的参考电压。利用本发明提出的技术方案，同步整流器的实际关断时刻更接近于理想关断时刻，可以更有效地防止同步整流器被误关断；而且，可以在漏源检测电压较大时对其进行调节，利用相同的调节电路更容易实现对同步整流管的调节。

Description

用于驱动同步整流器的驱动电路和方法及其开关电源
技术领域
本发明涉及电子电路，更具体地，涉及同步整流。
背景技术
在同步整流谐振变换器中，需要采样同步整流MOS管的漏源电压，并通过调节电路对漏源电压进行调节使其维持在预设的阈值，从而保证同步整流谐振变换器的输出电压为期望达到的目标电压。另外，还要将同步整流MOS管的漏源电压与反向阈值电压进行比较，当同步整流MOS管的漏源电压达到反向阈值电压时，需要将同步整流MOS管关断，以防止电流反向。
采样MOS管漏源电压的方法通常是检测MOS管的漏端和源端之间的电压VDSS，而该漏源检测电压VDSS实际上包括了MOS管的寄生电感LP上的电压降VLP，从而无法真实反应MOS管的实际漏源电压VDS。特别地，当流过寄生电感的同步整流谐振变换器的副边电流较大或者同步整流MOS管的寄生电感较大时，寄生电感LP上的电压降VLP将会很大，使得漏源检测电压VDSS和MOS管的实际漏源电压VDS之间相差很大。
因此，若在漏源检测电压VDSS达到反向阈值电压时便将同步整流MOS管关断，此时实际漏源电压VDS实质上还未达到反向阈值电压便已将同步整流MOS管误关断，电路效率降低。
一种防止误触发的方法是在漏源检测电压VDSS达到反向阈值电压时，将同步整流MOS管的栅极电压降低以提高同步整流MOS管的导通电阻，从而补偿由于流经同步整流MOS管的电流降低而造成的实际漏源电压VDS降低。这样，漏源检测电压VDSS将保持在预设的阈值(或者说，漏源检测电压VDSS的下降幅度将减小)，在其达到反向阈值电压而关断同步整流MOS管时，更接近电流发生反向的真实时刻。
然而，利用上述方法虽然可以降低误触发操作，但效果仍不明显，需要一种可以有效防止误触发的方法。
发明内容
依据本发明实施例的一个方面，提出了一种用于驱动同步整流器的驱动电路，同步整流器具有漏端、源端和栅端，同步整流器的漏端和源端之间具有漏源检测电压，驱动电路包括：放大电路，具有第一输入端、第二输入端和输出端，其中，放大电路的第一输入端接收漏源检测电压，放大电路的第二输入端接收第一参考电压，放大电路的输出端耦接至同步整流器的栅端，放大电路放大第一参考电压与漏源检测电压之间的差值以在放大电路的输出端输出放大信号；以及比较电路，具有第一输入端、第二输入端和输出端，其中，比较电路的第一输入端接收漏源检测电压，比较电路的第二输入端接收第二参考电压，比较电路将漏源检测电压和第二参考电压进行比较，并根据比较结果在比较电路的输出端输出比较信号以控制放大信号是否提供至同步整流器的栅端，其中，第一参考电压小于第二参考电压。
依据本发明实施例的又一个方面，提出了一种用于驱动同步整流器的驱动方法，同步整流器具有漏端、源端和栅端，同步整流器的漏端和源端之间具有漏源检测电压，驱动方法包括当漏源检测电压达到第二参考电压时，降低栅极电压以将漏源检测电压保持在第一参考电压，其中，第一参考电压小于第二参考电压。
依据本发明实施例的又一个方面，提出了一种同步整流开关电源，包括：初级电路，接收输入信号，并产生交流信号；变压器，包括初级绕组和次级绕组，该初级绕组电耦接至初级电路以接受交流信号；同步整流器，电耦接在所述次级绕组和负载之间；以及用于驱动同步整流器的驱动电路。同步整流器具有漏端、源端和栅端，同步整流器的漏端和源端之间具有漏源检测电压。驱动电路包括：放大电路，具有第一输入端、第二输入端和输出端，其中，放大电路的第一输入端接收漏源检测电压，放大电路的第二输入端接收第一参考电压，放大电路的输出端耦接至同步整流器的栅端，放大电路放大第一参考电压与漏源检测电压之间的差值以在放大电路的输出端输出放大信号；以及比较电路，具有第一输入端、第二输入端和输出端，其中，比较电路的第一输入端接收漏源检测电压，比较电路的第二输入端接收第二参考电压，比较电路将漏源检测电压和第二参考电压进行比较，并根据比较结果在比较电路的输出端输出比较信号以控制放大信号是否提供至同步整流器的栅端，其中，第一参考电压小于第二参考电压。
利用本发明实施例提出的驱动电路，同步整流器的实际关断时刻更接近于理想关断时刻，可以更有效地防止同步整流器被误关断；可以在漏源检测电压较大时对其进行调节，利用相同的调节电路更容易实现对同步整流管的调节。
附图说明
图1示出依据本发明一种实施例的同步整流开关电源100。
图2示出依据本发明一实施例的用作图1所示同步整流开关电源100中的驱动电路DR的驱动电路200。
图3示出图1和图2中同步整流器SR的实际漏源电压VDS和漏源检测电压VDSS之间的关系。
图4示出在漏源检测电压VDSS达到第二参考电压VREF2时将漏源检测电压VDSS分别调节在第一参考电压VREF1和第二参考电压VREF2上的漏源检测电压VDSS和实际漏源电压VDS的波形示意图。
图5示出依据本发明一实施例的用作图1所示同步整流开关电源100中的驱动电路DR的驱动电路500。
图6示出依据本发明一实施例的驱动同步整流器的驱动方法500。
具体实施方式
下面将详细描述本发明的具体实施例，应当注意，这里描述的实施例只用于举例说明，并不用于限制本发明。在以下描述中，为了提供对本发明的透彻理解，阐述了大量特定细节。然而，对于本领域普通技术人员显而易见的是：不必采用这些特定细节来实行本发明。在其他实例中，为了避免混淆本发明，未具体描述公知的电路、材料或方法。
在整个说明书中，对“一个实施例”、“实施例”、“一个示例”或“示例”的提及意味着：结合该实施例或示例描述的特定特征、结构或特性被包含在本发明至少一个实施例中。因此，在整个说明书的各个地方出现的短语“在一个实施例中”、“在实施例中”、“一个示例”或“示例”不一定都指同一实施例或示例。此外，可以以任何适当的组合和、或子组合将特定的特征、结构或特性组合在一个或多个实施例或示例中。此外，本领域普通技术人员应当理解，在此提供的示图都是为了说明的目的，并且示图不一定是按比例绘制的。应当理解，当称“元件”“连接到”或“耦接”到另一元件时，它可以是直接连接或耦接到另一元件或者可以存在中间元件，它可以是电器性连接至另一元件也可以是物理性地连接至另一元件。相反，当称元件“直接连接到”或“直接耦接到”另一元件时，不存在中间元件。相同的附图标记指示相同的元件。这里使用的术语“和/或”包括一个或多个相关列出的项目的任何和所有组合。
图1示出依据本发明一种实施例的同步整流开关电源100。如图1所示，同步整流开关电源100包括初级电路PR、变压器T、同步整流器SR以及驱动电路DR。具体地，初级电路PR接收输入信号VIN，并将输入信号VIN转换为交流信号VAC。变压器T包括初级绕组TP和次级绕组TS，其中，初级绕组TP电耦接至初级电路PR以接收交流信号VAC。同步整流器SR电耦接在次级绕组TS和负载RL之间。在图1所示实施例中，同步整流器SR具有漏端D、源端S和栅端G，其中，漏端D耦接至次级绕组TS的一端，源端S耦接至负载RL的一端以及参考地。本领域技术人员应当理解，在另一实施例中，同步整流器SR的源端S可以耦接至次级绕组TS的一端，漏端D耦接至负载RL的一端，次级绕组TS的另一端和负载RL的另一端耦接至参考地。
负载RL的另一端耦接至次级绕组TS的另一端。驱动电路DR电耦接至同步整流器SR的栅端G并提供驱动信号VG以控制同步整流器SR的导通、关断和/或导通电阻的大小。如图1所示，同步整流开关电源100具有次级电流ISEC，次级电流ISEC流过同步整流器SR，并在同步整流器SR的漏端D和源端S之间产生漏源检测电压VDSS。在一个实施例中，同步整流开关电源100可以是LLC谐振开关电源或反激式开关电源。在另一实施例中，同步整流器SR为N型半导体场效应晶体管(NMOSFET)。
图2示出依据本发明一实施例的用作图1所示同步整流开关电源100中的驱动电路DR的驱动电路200。
如图2所示，驱动电路200包括放大电路EAO和比较电路CMP。放大电路EAO具有第一输入端、第二输入端和输出端，其中，放大电路EAO的第一输入端接收漏源检测电压VDSS，放大电路EAO的第二输入端接收第一参考电压VREF1，放大电路EAO的输出端耦接至同步整流器SR的栅端G。放大电路EAO放大第一参考电压VREF1和漏源检测电压VDSS之间的差值并在放大电路EAO的输出端输出放大信号SEAO。在一个实施例中，放大电路EAO的第一输入端和第二输入端分别为反相输入端(-)和同相输入端(+)。
比较电路CMP具有第一输入端、第二输入端和输出端，其中，比较电路CMP的第一输入端接收漏源检测电压VDSS，比较电路CMP的第二输入端接收第二参考电压VREF2，比较电路CMP将漏源检测电压VDSS和第二参考电压VREF2进行比较，并根据比较结果在比较电路CMP的输出端输出比较信号SCMP以控制放大信号SEAO是否提供至同步整流器SR的栅端G。其中，第二参考电压VREF2大于第一参考电压VREF1。更加具体地，当漏源检测电压VDSS大于第二参考电压VREF2时，放大信号SEAO提供至同步整流器SR的栅端G；当漏源检测电压VDSS小于第二参考电压VREF2时，放大信号SEAO不提供至同步整流器SR的栅端G。在一个实施例中，关断比较电路OFF的第一输入端和第二输入端分别为同相输入端(+)和反相输入端(-)。
继续参考图2，驱动电路200还可以包括关断比较电路OFF。关断比较电路OFF具有第一输入端、第二输入端和输出端，其中，关断比较电路OFF的第一输入端接收漏源检测电压VDSS，关断比较电路OFF的第二输入端接收关断参考电压VROFF，关断比较电路OFF将漏源检测电压VDSS和关断参考电压VROFF进行比较，并根据比较结果在关断比较电路OFF的输出端输出关断信号SOFF以控制同步整流器SR的关断，即当关断信号SOFF为有效电平时，同步整流器SR关断；当关断信号SOFF为无效电平时，同步整流器SR不会受关断信号SOFF控制。其中，关断参考电压VROFF大于第二参考电压VREF2。更加具体地，当漏源检测电压VDSS大于关断参考电压VROFF时，关断信号SOFF为有效电平，关断信号SOFF使同步整流器SR关断。当漏源检测电压VDSS小于关断参考电压VROFF时，关断信号SOFF为无效电平，同步整流器SR不会受关断信号SOFF控制。在一个实施例中，比较电路CMP的第一输入端和第二输入端分别为同相输入端(+)和反相输入端(-)。
仍然参考图2，驱动电路200还可以包括导通比较电路ON。导通比较电路ON具有第一输入端、第二输入端和输出端，其中，导通比较电路ON的第一输入端接收漏源检测电压VDSS，导通比较电路ON的第二输入端接收导通参考电压VRON，导通比较电路ON将漏源检测电压VDSS和导通参考电压VRON进行比较，并根据比较结果在导通比较电路ON的输出端输出导通信号SON以控制同步整流器SR的导通，即当导通信号SON为有效电平时，同步整流器SR导通；当导通信号SOFN为无效电平时，同步整流器SR不会受导通信号SON控制。其中，导通参考电压VRON小于第一参考电压VREF1。更加具体地，当漏源检测电压VDSS小于导通参考电压VRON时，导通信号SON为有效电平，导通信号SON使同步整流器SR导通。当漏源检测电压VDSS大于导通参考电压VROFF时，导通信号SON为无效电平，同步整流器SR不会受导通信号SON控制。在一个实施例中，比较电路CMP的第一输入端和第二输入端分别为反相输入端(-)和同相输入端(+)。
在包括关断比较电路OFF和导通比较电路ON这样的实施例中，驱动电路200还可以包括RS触发电路FF、驱动器DRV、第一开关S1、第二开关S2和逻辑电路LOG。如图2所示，RS触发电路FF具有置位端S、复位端R和输出端Q，其中，置位端S耦接至导通比较电路ON的输出端以接收导通信号SON，复位端R耦接至关断比较电路OFF的输出端以接收关断信号SOFF。驱动器DRV具有输入端和输出端，驱动器DRV的输入端耦接至RS触发电路FF的输出端Q以接收RS触发电路FF输出的信号。第一开关S1具有第一端、第二端和控制端，第一开关S1的第一端耦接至驱动器DRV的输出端以接收驱动器DRV输出的信号，第一开关S1的第二端耦接至同步整流器SR的栅端G。第二开关S2具有第一端、第二端和控制端，第二开关S2的第一端耦接至放大电路EAO的输出端以接收放大信号SEAO，第二开关S2的第二端耦接至同步整流器SR的栅端G。
逻辑电路LOG具有第一输入端I1、第二输入端I2、第三输入端I3、第一输出端O1和第二输出端O2。第一输入端I1耦接至导通比较电路ON以接收导通信号SON、第二输入端I2耦接至关断比较电路OFF以接收关断信号SOFF、第三输入端I3耦接至比较电路CMP以接收比较信号SCMP，第一输出端O1输出第一控制信号SS1至第一开关S1的控制端以控制第一开关S1导通或关断，第二输出端O2输出第二控制信号SS2至第二开关S2的控制端以控制第二开关S2导通或关断，其中，第一控制信号SS1和第二控制信号SS2为一对互补信号，即第二控制信号SS2是第一控制信号SS1的反向信号。其中，当关断信号SOFF为有效电平，即在漏源检测电压VDSS大于关断参考电压VROFF时，第一控制信号SS1为有效电平而第二控制信号SS2为无效电平。此时，一方面，第一控制信号SS1使第一开关S1导通且第二控制信号SS2使第二开关S2关断，同步整流器SR的栅端G接收驱动器DRV的输出信号，使得同步整流器SR受驱动器DRV的输出信号控制；另一方面，由于关断信号SOFF为有效电平，其复位RS触发器FF，RS触发器FF输出低电平信号(0)至驱动器DRV，驱动器DRV相应地输出低电平信号(0)并传递至同步整流器SR的栅端G，使同步整流器SR关断。
本领域技术人员应当理解，当关断信号SOFF为有效电平时，虽然由于漏源检测电压VDSS大于关断参考电压VROFF，必然有漏源检测电压VDSS大于第二参考电压VREF2和导通参考电压VRON，即比较信号SCMP为有效电平，导通比较信号SON为无效电平。但在这种情形下，为有效电平的关断信号SOFF将覆盖掉比较信号SCMP和导通比较信号SON，即第一控制信号SS1和第二控制信号SS2只和为有效电平的关断信号SOFF有关。当比较信号SCMP为有效电平且关断信号SOFF为无效电平时，第二控制信号SS2为有效电平而第一控制信号SS1为无效电平。此时，一方面，第二控制信号SS2使第二开关S2导通且第一控制信号SS1使第一开关S1关断，同步整流器SR的栅端G接收放大电路EAO输出的放大信号SEAO，使得同步整流器SR受放大信号SEAO控制。具体地，放大信号SEAO调节同步整流器SR的导通电阻，从而调节漏源检测电压VDSS以使漏源检测电压VDSS保持在第一参考电压VREF1上。本领域技术人员应当理解，当比较信号SCMP为有效电平且关断信号SOFF为无效电平时，虽然由于漏源检测电压VDSS大于关断参考电压VROFF，必然有漏源检测电压VDSS大于导通参考电压VRON，即导通比较信号SON为无效电平。但在这种情形下，为有效电平的比较信号SCMP和为无效电平的关断信号SOFF将覆盖掉导通比较信号SON，即第一控制信号SS1和第二控制信号SS2只和为有效电平的比较信号SCMP和为无效电平的关断信号SOFF有关。在一个实施例中，有效电平是指逻辑高电平(1)，而无效电平是指逻辑低电平(0)。
图3示出图1和图2中同步整流器SR的实际漏源电压VDS和漏源检测电压VDSS之间的关系。如图3所示，同步整流器SR实际工作时，可以等效于串联的理想晶体管SR’和寄生电感LP。理想地，当实际漏源电压VDS达到关断参考电压VROFF时，便将同步整流器SR关断。而实际工作时，是将漏源检测电压VDSS与关断参考电压VROFF进行比较，当漏源检测电压VDSS达到关断参考电压VROFF时，才将同步整流器SR关断。而采样到的同步整流器SR的漏端D和源端S之间的漏源检测电压VDSS是理想晶体管SR’的漏端DI和源端SI之间的实际漏源电压VDS与寄生电感LP上的寄生电压VLP之和，即如公式(1)所示：
VDSS＝VDS+VLP (1)
其中，寄生电压VLP可以用公式(2)表示：
VLP＝LLP*di/dt (2)
其中，LLP表示寄生电感LP的电感值，di/dt表示流经寄生电感LP的电流变化速率。
这样，由于漏源检测电压VDSS大于实际漏源电压VDS，尤其当di/dt变化较大时，没法及时对同步整流管SR进行调整，同步整流器SR会在理想关断时刻之前提前关断。
图4示出在漏源检测电压VDSS达到第二参考电压VREF2时将漏源检测电压VDSS分别调节在第一参考电压VREF1和第二参考电压VREF2上的漏源检测电压VDSS和实际漏源电压VDS的波形示意图。其中，曲线1表示的是在漏源检测电压VDSS达到第二参考电压VREF2的时刻t0，便将漏源检测电压VDSS调节在第二参考电压VREF2上的情形下的漏源检测电压VDSS；曲线2表示的是在漏源检测电压VDSS达到第二参考电压VREF2的时刻t0，便将漏源检测电压VDSS调节在第二参考电压VREF2上的情形下的实际漏源电压VDS；曲线3表示的是当漏源检测电压VDSS达到第二参考电压VREF2的时刻t0，便将漏源检测电压VDSS调节在第一参考电压VREF1上的情形下的漏源检测电压VDSS；曲线4表示的是在漏源检测电压VDSS达到第二参考电压VREF2的时刻t0，便将漏源检测电压VDSS调节在第一参考电压VREF1上的情形下的实际漏源电压VDS。
接下来将结合图2和图4对本发明驱动电路200的工作原理进行阐述。如图2和4所示，由于次级电流ISEC减小，漏源检测电压VDSS逐渐增大，在时刻t0，漏源检测电压VDSS增大到第二参考电压VREF2时，比较信号SCMP跳转为有效电平(高电平1)，而此时由于漏源检测电压VDSS小于关断参考电压VROFF，关断信号SOFF为无效电平(低电平0)，因此，第二控制信号SS2为有效电平(高电平1)而第一控制信号SS1为无效电平(低电平0)。此时，一方面，第二控制信号SS2使第二开关S2导通且第一控制信号SS1使第一开关S1关断，同步整流器SR的栅端G接收放大电路EAO输出的放大信号SEAO，使得同步整流器SR受放大信号SEAO控制。具体地，由于漏源检测电压VDSS增大，第一参考电压VREF1与漏源检测电压VDSS之间的差值变小，放大信号SEAO变小，从而调节同步整流器SR的导通电阻增大，进而抵消或减小由于次级电流ISEC减小引起的漏源检测电压VDSS增大，以尽量使漏源检测电压VDSS保持在第一参考电压VREF1上。当然，在实际工作中，某些情况下可以得到4所示的较理想波形，但在某些情况下，由于次级电流ISEC变化很大或者同步整流器SR的寄生电感LP很大，受放大电路的调节速度的限制，实际的漏源检测电压VDSS如曲线3所示，仍会逐渐增大，但利用此技术方案已经能够使同步整流器SR在即将关断之前，驱动电压保持在较低的水平，从而提高关断速度。
由于如曲线3所示，实际的漏源检测电压VDSS仍会逐渐增大，在时刻t2，漏源检测电压VDSS碰到关断参考电压VROFF，关断信号SOFF跳变为有效电平(高电平1)，第一控制信号SS1为有效电平(高电平1)而第二控制信号SS2为无效电平(低电平0)。此时，一方面，第一控制信号SS1使第一开关S1导通且第二控制信号SS2使第二开关S2关断，同步整流器SR的栅端G接收驱动器DRV的输出信号，使得同步整流器SR受驱动器DRV的输出信号控制；另一方面，由于关断信号SOFF为有效电平，其复位RS触发器FF，RS触发器FF输出低电平信号(0)至驱动器DRV，驱动器DRV相应地输出低电平信号(0)并传递至同步整流器SR的栅端G，使同步整流器SR关断。
图5示出依据本发明一实施例的用作图1所示同步整流开关电源100中的驱动电路DR的驱动电路500。图5所示驱动电路500具有和图2所示驱动电路200类似的结构，不同之处在于，图2所示驱动电路200中的RS触发电路FF、驱动器DRV、第一开关S1、第二开关S2和逻辑电路LOG在图5中替换为驱动级DRSTG，其中，驱动级DRSTG包括上开关管M1和下开关管M2。上开关管M1具有第一端、第二端和控制端，上开关管M1的第一端耦接至供电电源VCC，上开关管M1的控制端耦接至导通比较电路ON的输出端以接收导通信号SON。下开关管M2具有第一端、第二端和控制端，下开关管M2的第一端耦接至上开关管M1的第二端，下开关管M2的第二端耦接至参考地，下开关管M2的控制端耦接至关断比较电路OFF的输出端以接收关断信号SOFF。同步整流器SR的栅端G耦接至上开关管M1的第二端、下开关管M2的第一端以及放大电路EAO的输出端。另外，在图5所示驱动电路500中，放大电路EAO具有控制端，该控制端耦接至比较电路CMP的输出端以接收比较信号SCMP，当比较信号SCMP为有效电平时，控制放大电路EAO提供放大信号SEAO；当比较信号SCMP为无效电平时，控制放大电路EAO不会提供放大信号SEAO。
工作时，当漏源检测电压VDSS小于导通参考电压VRON时，导通信号SON为有效电平，控制上开关管M1导通；同时，由于当漏源检测电压VDSS小于导通参考电压VRON时，必然有漏源检测电压VDSS小于关断参考电压VROFF，关断信号SOFF为无效电平，控制下开关管M2关断，所以同步整流器SR的栅端G耦接至供电电源VCC，同步整流器SR导通。当漏源检测电压VDSS大于关断参考电压VROFF时，关断信号SOFF为有效电平，控制下开关管M2导通；同时，由于当漏源检测电压VDSS大于关断参考电压VROFF时，必然有漏源检测电压VDSS大于导通参考电压VRON，导通信号SON为无效电平，控制上开关管M1关断，所以同步整流器SR的栅端G耦接至参考地，同步整流器SR关断。当漏源检测电压VDSS大于第二参考电压VREF2而小于关断参考电压VROFF时，一方面，比较信号SCMP为有效电平，使能放大电路EAO，放大电路EAO输出放大信号SEAO；另一方面，当漏源检测电压VDSS大于第二参考电压VREF2而小于关断参考电压VROFF时，必然有漏源检测电压VDSS大于导通参考电压VRON，此时，导通信号SON和关断信号SOFF均为无效电平，此时驱动级DRSTG处于高阻态，同步整流器SR的栅端G耦接至放大电路EAO的输出端以接收放大信号SEAO，同步整流器SR的导通电阻受放大信号SEAO调节。
接下来将结合图4和图5对本发明驱动电路500的工作原理进行阐述。如图4和5所示，由于次级电流ISEC减小，漏源检测电压VDSS逐渐增大，在时刻t0，漏源检测电压VDSS增大到第二参考电压VREF2时，比较信号SCMP跳转为有效电平(高电平1)，使能放大电路EAO，放大电路EAO输出放大信号SEAO。而此时由于漏源检测电压VDSS小于关断参考电压VROFF，关断信号SOFF为无效电平(低电平0)，下开关管M2关断；且由于漏源检测电压VDSS大于导通参考电压VRON，导通信号SON为无效电平(低电平0)，上开关管M1关断，因此，同步整流器SR的栅端G接收放大电路EAO输出的放大信号SEAO，使得同步整流器SR受放大信号SEAO控制。具体地，由于漏源检测电压VDSS增大，第一参考电压VREF1与漏源检测电压VDSS之间的差值变小，放大信号SEAO变小，从而调节同步整流器SR的导通电阻增大，进而抵消或减小由于次级电流ISEC减小引起的漏源检测电压VDSS增大，以尽量使漏源检测电压VDSS保持在第一参考电压VREF1上。当然，在实际工作中，某些情况下可以得到4所示的较理想波形，但在某些情况下，由于次级电流ISEC变化很大或者同步整流器SR的寄生电感LP很大，受放大电路的调节速度的限制，实际的漏源检测电压VDSS如曲线3所示，仍会逐渐增大，但利用此技术方案已经能够使同步整流器SR在即将关断之前，驱动电压保持在较低的水平，从而提高关断速度。这是因为在漏源检测电压VDSS未上升到第二参考电压VREF2时，同步整流器SR的栅端G都是耦接至高电平的供电电压VCC的，这样可以最大限度的提高***效率。
由于如曲线3所示，实际的漏源检测电压VDSS仍会逐渐增大，在时刻t2，漏源检测电压VDSS碰到关断参考电压VROFF，关断信号SOFF跳变为有效电平(高电平1)，下开关管M2导通，同步整流器SR的栅端G耦接至参考地，同步整流器SR关断。
从图4中可以比较得出，利用本发明提出的在漏源检测电压VDSS达到第二参考电压VREF2时将漏源检测电压VDSS调节在第一参考电压VREF1上的技术方案，漏源检测电压VDSS碰到关断参考电压VROFF的时刻t2和现有的在漏源检测电压VDSS达到第二参考电压VREF2时将漏源检测电压VDSS调节在第二参考电压VREF2上这种技术方案下漏源检测电压VDSS碰到关断参考电压VROFF的时刻t1相比，时刻t2比时刻t1更接近理想的关断时刻t3。也就是说，本发明提出的技术方案的实际关断时刻更接近于理想关断时刻，可以更有效地防止同步整流器SR被误关断。换句话说，在同一时刻，例如图4所示时刻t4，利用本发明技术方案所获得的漏源检测电压VDSS1比现有技术中的漏源检测电压VDSS2更小，更不容易因为碰到关断参考电压VROFF而提前关断同步整流管SR，可以让同步整流管SR关断时的次级电流ISEC更接近0。
图6示出依据本发明一实施例的驱动同步整流器的驱动方法600。同步整流器SR如图1所示，具有漏端D、源端S和栅端G，同步整流器SR的漏端D和源端S之间具有漏源检测电压VDSS，栅端G受栅极电压VGS驱动。驱动方法600包括步骤601和602。在步骤601中，判断漏源检测电压VDSS是否达到第二参考电压VREF2，若达到，则进入步骤602，降低同步整流器SR的栅极电压VGS以将漏源检测电压VDSS保持在第一参考电压VREF1，其中，第一参考电压VREF1小于第二参考电压VREF2。
在一个实施例中，驱动方法600还包括当漏源检测电压VDSS达到关断参考电压VROFF时，关断同步整流器SR，其中，关断参考电压VROFF大于第二参考电压VREF2。在另一个实施例中，驱动方法600还包括当漏源检测电压VDSS达到导通参考电压VRON时，导通同步整流器SR，其中，导通参考电压VRON小于第一参考电压VREF1。
虽然已参照几个典型实施例描述了本发明，但应当理解，所用的术语是说明和示例性、而非限制性的术语。由于本发明能够以多种形式具体实施而不脱离发明的精神或实质，所以应当理解，上述实施例不限于任何前述的细节，而应在随附权利要求所限定的精神和范围内广泛地解释，因此落入权利要求或其等效范围内的全部变化和改型都应为随附权利要求所涵盖。

Claims (14)

1.一种用于驱动同步整流器的驱动电路，其中，同步整流器具有漏端、源端和栅端，同步整流器的漏端和源端之间具有漏源检测电压，驱动电路包括：
放大电路，具有第一输入端、第二输入端和输出端，其中，放大电路的第一输入端接收漏源检测电压，放大电路的第二输入端接收第一参考电压，放大电路的输出端耦接至同步整流器的栅端，放大电路放大第一参考电压与漏源检测电压之间的差值以在放大电路的输出端输出放大信号；以及
比较电路，具有第一输入端、第二输入端和输出端，其中，比较电路的第一输入端接收漏源检测电压，比较电路的第二输入端接收第二参考电压，比较电路将漏源检测电压和第二参考电压进行比较，并根据比较结果在比较电路的输出端输出比较信号以控制放大信号是否提供至同步整流器的栅端，其中，第一参考电压小于第二参考电压。
2.如权利要求1所述的驱动电路，其中，当漏源检测电压大于第二参考电压时，放大信号提供至同步整流器的栅端；当漏源检测电压小于第二参考电压时，放大信号不提供至同步整流器的栅端。
3.如权利要求1所述的驱动电路，还包括关断比较电路，具有第一输入端、第二输入端和输出端，其中，关断比较电路的第一输入端接收漏源检测电压，关断比较电路的第二输入端接收关断参考电压，关断比较电路的输出端耦接至同步整流器的栅端，关断比较电路将漏源检测电压和关断参考电压进行比较，并根据比较结果在关断比较电路的输出端输出关断信号以控制同步整流器的关断，其中，关断参考电压大于第二参考电压。
4.如权利要求3所述的驱动电路，其中，当漏源检测电压大于关断参考电压时，关断信号使同步整流器关断。
5.如权利要求3所述的驱动电路，还包括导通比较电路，具有第一输入端、第二输入端和输出端，其中，导通比较电路的第一输入端接收漏源检测电压，导通比较电路的第二输入端接收导通参考电压，导通比较电路的输出端耦接至同步整流器的栅端，导通比较电路将漏源检测电压和导通参考电压进行比较，并根据比较结果在导通比较电路的输出端输出导通信号以控制同步整流器的导通，其中，导通参考电压小于第一参考电压。
6.如权利要求5所述的驱动电路，其中，当漏源检测电压小于导通参考电压时，导通信号使同步整流器导通。
7.如权利要求5所述的驱动电路，还包括：
RS触发电路，具有置位端、复位端和输出端，其中，置位端耦接至导通比较电路的输出端，复位端耦接至关断比较电路的输出端；
驱动器，具有输入端和输出端，驱动器的输入端耦接至RS触发电路的输出端；
第一开关，具有第一端和第二端，第一开关的第一端耦接至驱动器的输出端，第一开关的第二端耦接至同步整流器的栅端；
第二开关，具有第一端和第二端，第二开关的第一端耦接至放大电路的输出端，第二开关的第二端耦接至同步整流器的栅端；以及
逻辑电路，具有第一输入端、第二输入端、第三输入端、第一输出端和第二输出端，逻辑电路的第一输入端接收导通信号、逻辑电路的第二输入端接收关断信号、逻辑电路的第三输入端接收比较信号，逻辑电路的第一输出端输出第一控制信号以控制第一开关，逻辑电路的第二输出端输出第二控制信号以控制第二开关，其中，当关断信号为有效电平时，第一控制信号为有效电平；当比较信号为有效电平且关断信号为无效电平时，第二控制信号为有效电平。
8.如权利要求5所述的驱动电路，还包括驱动级，其中，驱动级包括：
上开关管，具有第一端、第二端和控制端，上开关管的第一端耦接至供电电源，上开关管的控制端耦接至导通比较电路的输出端以接收导通信号；以及
下开关管，具有第一端、第二端和控制端，下开关管的第一端耦接至上开关管的第二端，下开关管的控制端耦接至关断比较电路的输出端以接收关断信号，下开关管的第二端耦接至参考地；
其中，同步整流器的栅端耦接至上开关管的第二端、下开关管的第一端和放大电路的输出端；且放大电路还具有控制端，放大电路的控制端耦接至比较电路的输出端以接收比较信号。
9.如权利要求1所述的驱动电路，其中，同步整流器包括N型金属氧化物半导体场效应晶体管。
10.如权利要求1所述的驱动电路，其中，同步整流器的源端耦接至参考地，漏源检测电压为同步整流器漏端上的电压。
11.一种用于驱动同步整流器的驱动方法，同步整流器具有漏端、源端和栅端，同步整流器的漏端和源端之间具有漏源检测电压，栅端上具有栅极电压，驱动方法包括当漏源检测电压达到第二参考电压时，降低栅极电压以将漏源检测电压保持在第一参考电压，其中，第一参考电压小于第二参考电压。
12.如权利要求11所述的驱动方法，还包括当漏源检测电压达到关断参考电压时，关断同步整流器，其中，关断参考电压大于第二参考电压。
13.如权利要求12所述的驱动方法，还包括当漏源检测电压达到导通参考电压时，导通同步整流器，其中，导通参考电压小于第一参考电压。
14.一种同步整流开关电源，包括：
初级电路，接收输入信号，并产生交流信号；
变压器，包括初级绕组和次级绕组，该初级绕组电耦接至初级电路以接受交流信号；
同步整流器，电耦接在所述次级绕组和负载之间；以及
如权利要求1至10中任一项所述的驱动电路，电耦接至同步整流器的栅端。
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