CN108768183A - 基于谐振频率跟踪的宽频带感应加热电源 - Google Patents

基于谐振频率跟踪的宽频带感应加热电源 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种基于谐振频率跟踪的宽频带感应加热电源。本发明整流滤波电路、全桥逆变电路、阻抗匹配变压器、谐振电路、过零比较电路、全数字频率跟踪控制器和全桥驱动电路，其中全数字频率跟踪控制器由数字鉴相器、数字滤波器和数字振荡器组成；所述数字鉴相器由整形滤波器和相位比较器组成，所述的数字振荡器由相位差频率字控制器、基准频率字控制器、相角阈值控制器、频率字控制器和直接数字式频率合成器组成。本发明采用全数字频率跟踪控器具有谐振频率搜索快、频带宽和精度高的特点，本发明采用整形滤波器对代表负载电压和电流相位的信号进行整形，减少了高频抖动噪声对相位比较器的影响，增强了***的抗干扰能力。

Description

基于谐振频率跟踪的宽频带感应加热电源
技术领域
本发明属于电力电子技术领域，涉及一种应用于脉冲涡流热成像的宽频带感应加热电源，其具有高精度、全数字的谐振频率跟踪技术。
背景技术
脉冲涡流热成像检测技术结合了脉冲涡流和红外热成像两种无损检测技术，具有非接触、检测面积大、效率高和检测结果直观等特点，已成功应用于航空航天、交通运输、核电反应等领域的金属材料无损检测和性能评估。该技术主要包括：感应加热电源、红外探测器和数据处理算法，其中感应加热电源是***最为重要的组成部分，电源的启动时间和激励频率范围等特性直接影响脉冲涡流热成像的缺陷信号特征提取、检测灵敏度和缺陷检出率。
由于在感应加热过程中，被加热试样的电导率和磁导率容易受到温度的影响，导致负载的谐振频率发生偏移。为了保证***安全运行，传统方法采用基于锁相环芯片的频率跟踪技术，如中国专利《电磁感应加热装置和电磁炉》(公告号CN103607799B)，该方法存在***元器件较多、模拟器件易受到外界电磁干扰影响、跟踪频带窄等不足；为了弥补模拟锁相环的缺点，中国专利《一种利用谐振电流最大有效值寻优实现锁相环的方法》(公告号CN103795407B)，采用追踪负载电流最大值的方法寻找负载的谐振频率，但是仍然存在谐振频率搜索时间长、精度低等不足。
发明内容
为了克服现有谐振频率跟踪技术存在的***元器件多、谐振频率搜索慢和精度低的缺点和不足，本发明提供了一种基于谐振频率跟踪的宽频带感应加热电源。
本发明包括：整流滤波电路、全桥逆变电路、阻抗匹配变压器、谐振电路、过零比较电路、全数字频率跟踪控制器和全桥驱动电路。
整流滤波电路由四个功率二极管Ds1、Ds2、Ds3、Ds4和电解电容Cd组成，其输入端与市电相连，其输出端与全桥逆变电路的输入端相连。
全桥逆变电路包括四个功率管、四个超快恢复二极管，在功率管S1～S4的漏源极分别反并联一个超快恢复二极管，并且S1的源极和S3的漏极相连构成左侧桥臂的中点G2，S2源极和S4漏极相连构成右侧桥臂的中点G1，G1和G2作为信号输出端与阻抗匹配变压器相连。
阻抗匹配变压器的输入端与全桥逆变电路的输出端相连，其输出端与谐振电路的输入端相连。
谐振电路由磁轭探头、检测试样和谐振电容C组成，其中磁轭探头和检测试样之间的电磁耦合特性可等效为集总参数R和L，其输入端与阻抗匹配变压器的输出端相连。
过零比较电路由电流互感器、采样电阻、低通滤波器、高速过零比较器组成，将负载谐振电路的电流母线穿过电流互感器的中心孔，用于获取谐振电路的电流信号，经过零比较器处理后得到代表负载电流相位的信号SI，并输入给全数字频率跟踪控制器。
全数字频率跟踪控制器由数字鉴相器、数字滤波器和数字振荡器组成，经处理后输出两路互补的PWM信号，将其输出给全桥驱动电路。
全桥驱动电路处理后输出SW1、SW2、SW3和SW4四路信号，分别用于驱动功率开关管S1、S2、S3和S4。
进一步，全数字频率跟踪控制器的数字振荡器主要包括：基准频率字控制器、相角阈值控制器、相位差频率字控制器、频率字控制器和DDS，由基准频率字控制器和相角阈值控制器确定基准频率字M0和代表相角阈值的信号Ns，全数字频率跟踪控制器的具体实现过程为：
(1)将过零比较器输出的代表负载电流相位信号SI和直接数字式频率合成器(Direct Digital Synthesizer,DDS)输出的其中一路代表负载电压相位信号SU输入到整形滤波器，在***时钟的作用下，通过判断预先定义变量的状态来检测SI和SU信号的上升沿和下降沿，经过延时滤除两路信号的高频抖动噪声，并将整形输出后的信号SI’和SU’输入给相位比较器，其中SI’和SU’分别为SI和SU整形滤波后的信号。
(2)相位比较器通过比较两路输入信号SI’和SU’上升沿到来的时间获取其相位关系，并得到两路输出信号up和dn并输入给数字滤波器，其中一路up/dn为相位差信号，则另一路dn/up为比较信号。
(3)数字滤波器在***时钟的作用下将两路输入信号up和dn的高电平调制成一系列的脉冲，并通过计数器计算得到N1和N2，其中N1和N2分别代表up和dn的占空比大小，最后将计数值N1和N2输入给数字振荡器的相位差频率字控制器。
(4)相位差频率字控制器对计数值N1和N2进行差值运算后得到代表相位差大小的N，并根据N值的大小确定相位差频率字ΔMi(i＝0,1,…,k)，最后将N和ΔMi输入给频率字控制器。
(5)频率字控制器将相位差频率字ΔMi和基准频率字控制器输出的基准频率字M0进行代数运算，得到频率字Mi+1(i＝0,1,…,k)，并将频率字Mi+1输入给DDS，依次循环(1)～(4)直到N值大于等于零且小于等于相角阈值控制器输出代表相角阈值的信号Ns，则频率字Mi+1保持不变。
(6)DDS在***时钟的作用下，对频率字Mi+1进行累加，将累加后的值与频率字寄存器的阈值进行比较，输出两路互补的PWM1和PWM2。
全数字频率跟踪控制器的谐振频率自动搜索工作过程为：
(1)当感应加热电源***启动后，将计数值N1和N2进行差值运算得到N，根据N确定相位差频率字ΔMi(i＝0,1,…,k)，其表达式为：
式中：kd为匹配系数；fi为工作频率；fclk为***时钟频率。
(2)频率字控制器将相位差频率字ΔMi(i＝0,1,…,k)和频率字Mi(i＝0,1,…,k)进行代数运算，计算得到更新后的频率字Mi+1(i＝0,1,…,k)。其中，当N<0或N>Ns时，Mi+1＝Mi-ΔMi；当0≤N≤Ns时，Mi+1＝Mi。最后将频率字Mi+1(i＝0,1,…,k)输入给DDS。
(3)DDS在***时钟的作用下，对输入的频率字Mi+1(i＝0,1,…,k)进行累加，将累加后的值与n位频率字寄存器的阈值进行比较，输出两路互补的PWM1和PWM2方波信号，且其频率为fi+1(i＝0,1,…,k)。
(4)重复步骤(1)到步骤(3)，直到感应加热电源***停止工作。
本发明的有益效果在于：
1、本发明采用全数字频率跟踪控器具有谐振频率搜索快、频带宽和精度高的特点。
2、本发明采用整形滤波器对代表负载电压和电流相位的信号进行整形，减少了高频抖动噪声对相位比较器的影响，增强了***的抗干扰能力。
3、本发明采用DDS原理产生PWM波，增强了频率跟踪***的鉴频精度，使宽频带感应加热电源更稳定。
附图说明
图1是宽频带感应加热电源***框图；
图2是全数字频率跟踪控制器结构框图；
图3是整形滤波器时序图；
图4是相位比较器时序图；
图5是数字滤波器时序图；
图6是频率字控制器流程图；
图7是DDS产生PWM时序图。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点清楚明白，以下结合附图对本发明做进一步说明：
如图1所示，一种宽频带感应加热电源的谐振频率跟踪技术包括：整流滤波电路、全桥逆变电路、阻抗匹配变压器、谐振电路、过零比较电路、全数字频率跟踪控制器和全桥驱动电路。
整流滤波电路包括四个整流二极管Ds1、Ds2、Ds3、Ds4和电解电容Cd，其中Ds1和Ds2的P极分别连接Ds3和Ds4的N极构成A、B点，Ds1和Ds2的N极相连到C点，Ds3和Ds4的P极相连到D点，滤波电容Cd的正极和负极分别连接到C点和D点，该模块的输入端A、B点连接220V/50Hz的交流市电，输出端C点连接全桥逆变电路MOS管S1和S2的漏极，输出端D点连接MOS管S3和S4的源极。
全桥逆变电路中MOS管S1、S2、S3、S4的漏源极分别反并联超快恢复二极管D1、D2、D3、D4，MOS管S1的源极和MOS管S3的漏极相连构成左侧桥臂的中点G2，MOS管S2源极和MOS管S4漏极相连构成右侧桥臂的中点G1。
阻抗匹配变压器的输入端连接全桥逆变器的G1和G2，输出端连接谐振电路。
谐振电路由磁轭探头、检测试样和谐振电容C组成，其中磁轭探头和检测试样之间的电磁耦合特性可等效为集总参数R和L，其输入端与阻抗匹配变压器的输出端相连；过零比较电路由电流互感器TA、采样电阻Rs、R1和C1组成的低通滤波器、高速过零比较器U1组成，将负载谐振电路的电流母线穿过电流互感器的中心孔，用于获取谐振电路的电流信号，经过零比较器处理后得到代表电流相位的信号SI输入给全数字频率跟踪控制器。
全数字频率跟踪控制器由数字鉴相器、数字滤波器和数字振荡器组成，经处理后输出两路互补的PWM1和PWM2信号，将其输入给全桥驱动电路；经全桥驱动电路处理后输出SW1、SW2、SW3和SW4四路信号，分别用于驱动MOS管S1、S2、S3和S4。
进一步，如图2设计的全数字频率跟踪控制器主要包括：整形滤波器、相位比较器、数字滤波器、相位差频率字控制器、基准频率字控制器、相角阈值控制器、频率字控制器和直接数字式频率合成器(Direct Digital Synthesizer,DDS)。
如图3所述的整形滤波器主要是滤除输入信号SU和SI的高频抖动噪声。L2H_U主要检测输入信号SU的上升沿，H2L_U主要检测输入信号SU的下降沿；为了判断输入信号的上升沿和下降沿，引入变量F1_U、F2_U，初始状态下F1_U＝1、F2_U＝1，当模块开始工作时，F1_U＝SU、F2_U＝1，H2L_U＝((F2_U＝＝1)&&(F1_U＝＝0))，L2H_U＝((F2_U＝＝0)&&(F1_U＝＝1))，在输入信号SU的上升沿L2H_U产生一个时钟周期的脉冲信号，当检测到L2H_U＝1时，执行延时操作，延时时间delay结束后，isL_U会产生一个时钟周期的脉冲信号；然后在输入信号SU的下降沿H2L_U产生一个时钟周期的脉冲信号，当检测到H2L_U＝1时，执行延时操作，延时时间delay结束，isH_U会产生一个时钟周期的脉冲信号；在检测到isH_U的上升沿时输出信号SU’置高，检测到isL_U的上升沿时输出信号SU’置低。同理，L2H_I主要检测输入信号SI的上升沿，H2L_I主要检测输入信号SI的下降沿；为了判断输入信号的上升沿和下降沿，引入变量F1_I、F2_I，初始状态下F1_I＝1、F2_I＝1，当模块开始工作时，F1_I＝SI、F2_I＝1，H2L_I＝((F2_I＝＝1)&&(F1_I＝＝0))，L2H_I＝((F2_I＝＝0)&&(F1_I＝＝1))，在输入信号SI的上升沿L2H_I产生一个时钟周期的脉冲信号，当检测到L2H_I＝1时，执行延时操作，延时时间delay结束后，isL_I会产生一个时钟周期的脉冲信号；然后在输入信号SI的下降沿H2L_I产生一个时钟周期的脉冲信号，当检测到H2L_I＝1时，执行延时操作，延时时间delay结束，isH_I会产生一个时钟周期的脉冲信号；在检测到isH_I的上升沿时输出信号SI’置高，检测到isL_I的上升沿时输出信号SI’置低。
如图4所述的相位比较器由双D触发式鉴相器组成，SU’为一路鉴相器的输入信号，代表负载电压相位信号；SI’为另一路鉴相器的输入信号，代表负载电流相位信号。SU’连接的D触发器输出端接up，SI’连接的D触发器输出端接dn，up和dn经过一个与非门连接到双D触发式鉴相器的复位端。当SU’超前SI’时，up输出相位差信号，dn为比较信号；当SU’滞后SI’时，dn输出相位差信号，up为比较信号。
如图5所述的数字滤波器模块由计数器和锁存器组成。根据输入信号up/dn产生三种信号：计数使能信号cnt_en、计数清零信号cnt_clr和锁存数据信号cnt_latch，具体的工作过程为：(1)等待up/dn信号的上升沿，同时判断复位信号的状态；(2)当复位信号为低电平时计数器开始启动，cnt_ensig在up/dn的上升沿发生电平转换，类似于将up/dn信号二分频，当cnt_en为高电平时，计数器cnt开始计数；当cnt_en为低电平时，计数器cnt值保持不变；(3)当cnt_latch为高电平的时候，将计数器cnt的值锁存，当cnt_clr为低电平的时候，将计数器cnt的值清零；(4)得到up的计数值为N1，dn的计数值为N2，将计数值N1、N2输入给相位差频率字控制器。
全数字频率跟踪控制器的数字振荡器的结构如图2所示。首先，由基准频率字控制器和相角阈值控制器确定基准频率字M0和代表相角阈值的信号Ns。其谐振频率自动搜索工作过程为：
(1)当感应加热电源***启动后，相位差频率控制器等待代表相位差信号和比较信号占空比大小的计数值N1和N2的到来，并将计数值N1和N2进行差值运算得到代表相位差大小的N，根据N确定相位差频率字ΔMi(i＝0,1,…,k)，其中ΔMi由下式确定：
式中：kd为匹配系数；fi为工作频率；fclk为***时钟。
(2)如图6所示，频率字控制器将相位差频率字ΔMi(i＝0,1,…,k)和频率字Mi(i＝0,1,…,k)进行代数运算，计算得到更新后的频率字Mi+1(i＝0,1,…,k)。其中，当N<0或N>Ns时，Mi+1＝Mi-ΔMi；当0≤N≤Ns时，Mi+1＝Mi。最后将频率字Mi+1(i＝0,1,…,k)输入给DDS。
(3)如图7所述的DDS产生PWM信号。采用32位的频率字寄存器，在每个时钟周期的上升沿，对累加器cnt1、cnt2进行累加，初始状态cnt1＝0、cnt2＝0。当时钟上升沿到来时，累加器执行cnt1＝cnt1+Mi+1，若累加器cnt1的值大于等于零且小于等于(32’H80000000-tdead)时，则PWM1＝1；若累加器cnt1的值大于(32’H80000000-tdead)时，则PWM1＝0；当累加器的值大于32’HFFFFFFFF时，会自动清零。与此同时，当时钟上升沿到来时，累加器执行cnt2＝cnt2+Mi+1，若累加器cnt2的值大于等于32’H80000000且小于等于(32’HFFFFFFFF-tdead)，则PWM2＝1；若累加器cnt2的值大于等于零且小于32’H80000000，则PWM2＝0。通过此原理，可以产生两路互补且带死区时间tdead的PWM1和PWM2信号。
(4)重复步骤(1)-步骤(3)，直到感应加热电源***停止工作。
本说明书实施例所述的内容仅仅是对发明构思的实现形式的列举，本发明的保护范围不应当被视为仅限于实施例所陈述的具体形式，本发明的保护范围也及于本领域技术人员根据本发明构思所能够想到的等同技术手段。

Claims (7)

1.基于谐振频率跟踪的宽频带感应加热电源，其特征在于：包括整流滤波电路、全桥逆变电路、阻抗匹配变压器、谐振电路、过零比较电路、全数字频率跟踪控制器和全桥驱动电路；
所述的全数字频率跟踪控制器由数字鉴相器、数字滤波器和数字振荡器组成；所述数字鉴相器由整形滤波器和相位比较器组成，所述的数字振荡器由相位差频率字控制器、基准频率字控制器、相角阈值控制器、频率字控制器和直接数字式频率合成器组成；
所述的全数字频率跟踪控制器的具体实现过程为：
(1)将过零比较器输出的代表负载电流相位信号SI和直接数字式频率合成器输出的其中一路代表负载电压相位信号SU输入到整形滤波器，在***时钟的作用下，通过判断预先定义变量的状态来检测SI和SU信号的上升沿和下降沿，经过延时滤除两路信号的高频抖动噪声，并将整形输出后的信号SI’和SU’输入给相位比较器，其中SI’和SU’分别为SI和SU整形滤波后的信号；
(2)相位比较器通过比较两路输入信号SI’和SU’上升沿到来的时间获取其相位关系，得到两路输出信号up和dn并输入给数字滤波器，其中一路为相位差信号，则另一路为比较信号；
(3)数字滤波器在***时钟的作用下将两路输入信号up和dn的高电平调制成一系列的脉冲，并通过计数器计算得到N1和N2，其中N1和N2分别代表up和dn的占空比大小，最后将计数值N1和N2输入给数字振荡器的相位差频率字控制器；
(4)相位差频率字控制器对计数值N1和N2进行差值运算后得到代表相位差大小的N，并根据N值的大小确定相位差频率字ΔMi，i＝0,1,…,k，最后将N和ΔMi输入给频率字控制器；
(5)频率字控制器将相位差频率字ΔMi和基准频率字控制器输出的基准频率字M0进行代数运算，得到频率字Mi+1，并将频率字Mi+1输入给直接数字式频率合成器，依次循环(1)～(4)直到N值大于等于零且小于等于相角阈值控制器输出代表相角阈值的信号Ns，则频率字Mi+1保持不变；
(6)直接数字式频率合成器在***时钟的作用下，对频率字Mi+1进行累加，将累加后的值与频率字寄存器的阈值进行比较，输出两路互补的PWM1和PWM2给全桥驱动电路。
2.根据权利要求1所述的基于谐振频率跟踪的宽频带感应加热电源，其特征在于：所述的整流滤波电路由四个功率二极管Ds1、Ds2、Ds3、Ds4和电解电容Cd组成，其输入端与市电相连，其输出端与全桥逆变电路的输入端相连。
3.根据权利要求1所述的基于谐振频率跟踪的宽频带感应加热电源，其特征在于：所述的全桥逆变电路包括四个功率管S1、S2、S3、S4和四个超快恢复二极管D1、D2、D3、D4，在每个功率管的漏源极分别反并联一个超快恢复二极管，并且功率管S1的源极和功率管S3的漏极相连构成左侧桥臂的中点G2，功率管S2源极和功率管S4漏极相连构成右侧桥臂的中点G1，中点G1、G2作为全桥逆变电路的信号输出端与阻抗匹配变压器相连。
4.根据权利要求1所述的基于谐振频率跟踪的宽频带感应加热电源，其特征在于：所述的阻抗匹配变压器的输入端与全桥逆变电路的输出端相连，其输出端与谐振电路的输入端相连。
5.根据权利要求1所述的基于谐振频率跟踪的宽频带感应加热电源，其特征在于：所述的谐振电路由磁轭探头、检测试样和谐振电容C组成，其中磁轭探头和检测试样之间的电磁耦合特性可等效为集总参数R和L。
6.根据权利要求1所述的基于谐振频率跟踪的宽频带感应加热电源，其特征在于：所述的过零比较电路由电流互感器、采样电阻、低通滤波器、过零比较器组成，所述谐振电路的电流母线穿过电流互感器的中心孔，用于获取谐振电路的电流信号，经过零比较器处理后得到代表负载电流相位的信号SI，并输入给全数字频率跟踪控制器。
7.根据权利要求1所述的基于谐振频率跟踪的宽频带感应加热电源，其特征在于：所述的全桥驱动电路处理后输出SW1、SW2、SW3和SW4四路信号，分别用于驱动功率开关管S1、S2、S3和S4。
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