CN108736758A

CN108736758A - 一种基于倍频调制的双降压全桥并网逆变器

Info

Publication number: CN108736758A
Application number: CN201810668373.4A
Authority: CN
Inventors: 代云中; 李佳; 李祎; 杜程茂; 庄圣贤; 张荣飞
Original assignee: Southwest Petroleum University
Current assignee: Southwest Petroleum University
Priority date: 2018-06-26
Filing date: 2018-06-26
Publication date: 2018-11-02
Anticipated expiration: 2038-06-26
Also published as: CN108736758B

Abstract

本发明公开了一种基于倍频调制的双降压全桥并网逆变器，其包括功率开关管S₅的漏极与直流电压U_dc正极相连接，S₅的源极分别与功率开关管S₁的漏极、二极管D₂的负极、功率开关管S₃的漏极和二极管D₄的负极相连接。本发明的逆变器在控制上采用倍频调制，在开关频率不变的可提到高原来的2倍，从而获得更高的输出电压频率从而提高并网电能质量；在结构上实现了交流侧和直流侧的隔离，降低了并网电压的直流分量；且开关管处于半周期工作模式，降低了开关损耗，续流回路并网电流不通过性能较差的体二极管，因此本发明具有低电网电流总谐波畸变率和高可靠性的优点。

Description

一种基于倍频调制的双降压全桥并网逆变器

技术领域

本发明涉及光伏并网逆变器领域，具体涉及一种基于倍频调制的双降压全桥并网逆变器。

背景技术

尽管现有双Buck全桥并网逆变器具直流电压利用率高、无共模漏电流、输出三电平、损耗小等优点，但是其电路中存在两个直流电感，体积大，且电路工作时，始终只有一个电感处于工作状态，导致磁性元件利用率低、导致***成本高，功率密度小；另外，逆变器直流侧和交流侧之间未实现解耦，这使得并网电流直流分量含量较高。若采用双极性倍频调制策略，并网逆变器拓扑的等效工作频率是原来的的2倍，从而减小输出电流纹波，降低并网电流谐波含量和THD值，提高并网电能质量，使输出滤波器的体积和损耗下降。而双降压式并网逆变器若采用倍频调制会产生较大的共模漏电流。

发明内容

针对现有技术中的上述不足，本发明提供的一种基于倍频调制的双降压全桥并网逆变器，解决现有双降压并网逆变器电流谐波含量大，漏电流大和滤波电感体积大、成本高的问题。

本发明解决上述技术问题的技术方案如下：一种基于倍频调制的双降压全桥并网逆变器，包括功率开关管S₅，所述功率开关管S₅的漏极与直流电压U_dc正极相连接，所述功率开关管S₅的源极分别与功率开关管S₁的漏极、二极管D₂的负极、功率开关管S₃的漏极和二极管D₄的负极相连接；所述功率开关管S₆的源极与U_dc负极相连接，所述功率开关管S₆的漏极分别与功率开关管S₂的源极、二极管D₁的正极、功率开关管S₄的源极和二极管D₃的正极相连接；所述功率开关管S₁的栅极作为节点A并分别与二极管D₁负极和电感L_A的一端相连接；所述功率开关管S₁的源极作为节点A并分别与D₁负极和电感L_A的一端相连接；所述电感L_D的另一端作为输出端G，输出端G接地；

所述二极管D₂的正极作为节点B并分别与开关管S₂的漏极和电感L_B的一端相连接；所述功率开关管S₃的源极作为节点D并分别与二极管D₃负极、电感L_B的一端和电感L_D的一端相连接；所述二极管D₄的正极作为节点C并分别与S₄的漏极、电感L_A的一端和电感L_C的一端相连接。

在上述技术方案的基础上，本发明还可以做如下改进。

进一步，所述功率开关管S₁、功率开关管S₂、功率开关管S₃、功率开关管S₄、功率开关管S₅和功率开关管S₆均为金氧半场效晶体管。

进一步，所述电感L_A、电感L_B、电感L_C和电感L_D均为滤波电感。

本发明的有益效果为：

1、本发明的逆变器在控制上采用倍频调制，开关频率提高为原来的2倍，从而获得更高的输出电压频率从而提高并网电能质量。逆变器在结构上，实现了交流侧和直流侧的隔离，降低了并网电压的直流分量。除此之外，逆变器的开关管处于半周期工作模式，降低了开关损耗，续流回路并网电流不通过性能较差的体二极管。因此本发明具有低电网电流总谐波畸变率，高效率和高可靠性的优点。

2、本发明在整个工频周期内的共模电压都为U_dc/2。因此，本发明可消除现有双降压并网逆变器存在的共模漏电流。

附图说明

图1为本发明的电路示意图；

图2为本发明在单极性调制下的驱动和输出电压u_AB，u_CD波形图及功率开关管S₁～S₆驱动波形图；

图3为DPGCI在正半周期等效共模谐振电路图；

图4为DPGCI在负半周期等效共模谐振电路图；

图5为DPGCI在工作模态1下的等效电路图；

图6为DPGCI在工作模态2下的等效电路图；

图7为DPGCI在工作模态3下的等效电路图；

图8为DPGCI在工作模态4下的等效电路图；

图9为DPGCI在工作模态5下的等效电路图；

图10为DPGCI在工作模态6下的等效电路图；

图11为采用倍频SPWM调制的并网电流、电压实验波形；

图12为采用倍频SPWM调制的输出电压、漏电流实验波形；

图13为采用倍频SPWM调制的u_AN、u_BN和u_cm实验波形；

图14为采用倍频SPWM调制的u_AN、u_BN和u_cm在正半周期部分放大实验波形；

图15为采用倍频SPWM调制的DPGCI仿真波形。

具体实施方式

下面对本发明的具体实施方式进行描述，以便于本技术领域的技术人员理解本发明，但应该清楚，本发明不限于具体实施方式的范围，对本技术领域的普通技术人员来讲，只要各种变化在所附的权利要求限定和确定的本发明的精神和范围内，这些变化是显而易见的，一切利用本发明构思的发明创造均在保护之列。

如图1所示，一种基于倍频调制的双降压全桥并网逆变器，包括功率开关管S₅，功率开关管S₅的漏极与直流电压U_dc正极相连接，S₅的源极分别与功率开关管S₁的漏极、二极管D₂的负极、功率开关管S₃的漏极和二极管D₄的负极相连接；功率开关管S₆的源极与U_dc负极相连接，S₆的漏极分别与功率开关管S₂的源极、二极管D₁的正极、功率开关管S₄的源极和二极管D₃的正极相连接；S₁的源极作为节点A并分别与D₁负极和电感L_A的一端相连接；二极管D₂的正极作为节点B并分别与开关管S₂的漏极和电感L_B的一端相连接；S₃的源极作为节点D并分别与二极管D₃负极、电感L_B的一端和电感L_D的一端相连接；二极管D₄的正极作为节点C并分别与S₄的漏极、电感L_A的一端和电感L_C的一端相连接；电感L_D的另一端作为输出端G，输出端G接地。

功率开关管S₁、功率开关管S₂、功率开关管S₃、功率开关管S₄、功率开关管S₅和功率开关管S₆均为金氧半场效晶体管。电感L_A和电感L_B均为滤波电感。

下文中S₁、S₂、S₃、S₄、S₅和S₆分别表示功率开关管S₁、功率开关管S₂、功率开关管S₃、功率开关管S₄、功率开关管S₅和功率开关管S₆；L_A、L_B、L_C和L_D分别表示电感L_A、电感L_B、电感L_C和电感L_D；D₁、D₂、D₃和D₄分别表示二极管D₁和二极管D₂、二极管D₃和二极管D₄。

在本发明的一个实施例中，为减小器件的功率开关管S₁～S₆的开关损耗，DPGCI以半周期控制的方式工作。功率开关管S₁、S₂、S₅、S₆在正半周期工作，功率开关管S₃、S₄、S₅、S₆在负半周期工作。***在倍频SPWM调制策略下的驱动和输出电压u_AB，u_CD波形如图2所示。其中功率开关管S₅的驱动信号在正半周期与功率开关管S₄相同，在负半周期与功率开关管S₂相同。

为分析本逆变器的共模漏电流，需建立DPGCI的共模等效谐振电路。接地电容C_PV具有隔离直流电源的作用，因此共模漏电流i_tcm仅与交流电压源有关。当不考虑直流电源U_dc对i_tcm的影响时，从图3可知在正半周期功率开关管S₁、S₂、S₅、S₆工作，功率开关管S₃、S₄一直关断，结合图1可得DPGCI在正半周期等效共模谐振电路如图3所示。同理，图4为负半周期的等效共模谐振电路。其中，u_AN、u_BN、u_CN和u_DN分别为逆变器桥臂中点A、B、C、D对直流电压负极N之间的电压。

根据现有技术对逆变器有效共模电压u_ecm的进行推导，可得图3的u_ecm为：

式(1)中，u_ecm为等效共模电压，u_cm为共模电压，u_dm为差模电压，且：

u_dm＝u_AB＝u_AN-u_BN (3)

由式(1)可知，当L_C+L_A≠L_D+L_B时，u_dm乘积项不为零。因此，为消除u_dm对共模漏电流的影响，令L₁+L_A＝L₄+L_B。为方便分析令L_C＝L_D；L_A＝L_B，则式(1)可改写为：

计算漏电流i_tcm，公式可表示为：

在式(5)中，C_PV为接地电容，t为时间变量；

结合式(4)和式(5)式可知，若u_AN+u_BN在正半周期保持恒定，则能有效抑制正半周期的共模漏电流。同理分析图4可得负半周期的u_ecm为：

因此，若u_CN+u_DN在负半周期保持恒定，则能有效抑制负半周期的共模漏电流。

为分析DPGCI在正、负半周期的工作情况，设在正半周期i_g从A点流向B点时为正，在负半周期i_g从C点流向D点时为正。根据i_g的方向和功率开关管S₁～S₆的开关情况，DPGCI在单个工频周期内有六种运行模态，其等效电路分别如图5、图6、图7、图8、图9和图10所示。

工作模态1：图5为当i_g>0，功率开关管S₁、S₂、S₅、S₆开通，功率开关管S₃、S₄关断时，为工作模态1的等效电路。此时S₅、S₁、L_A、L_C、u_gid、L_D、L_B、S₂和S₆构成正向充电闭合回路，i_g正向增加。从图5可以看出：

u_AB＝+u_dc (7)

u_AN＝u_AB＝+u_dc (8)

u_BN＝0 (9)

将式(8)和式(9)代入式(4)中，可得工作模态1的共模电压为u_ecm：

工作模态2：图6为当i_g>0，S₂、S₅导通，S₁、S₃、S₄、S₆关断时，为工作模态2的等效电路。此时L_A、L_C、u_gid、L_D、L_B、S₂和D₁构成正向放电续流回路，i_g正向减小。续流通路不通过性能较差的体二极管，减小了反向恢复损耗，实现了逆变器在续流阶段电网与直流电压的隔离，可提高逆变器效率和可靠性。从图6可以看出：

u_AB＝0 (11)

当S₁与S₆为相同类型的开关管时，S₁与S₆的电压应力相同，即

式(12)中，Vs₁和Vs₆分别为S₁与S₆两端电压。根据图6，由基尔霍夫电压定律(Kirchhoff's Voltage Law,KVL)可得：

联立式(12)和式(13)可得：

将式(14)代入式(4)可得工作模态2的u_ecm为：

工作模态3：图7为当i_g<0，S₁、S₆导通，S₂、S₅、S₃、S₄关断时，为工作模态3的等效电路。此时L_A、L_C、u_gid、L_D、L_B、D₃和S₁构成另一条回路，i_g正向减小。续流通路不通过性能较差的体二极管，减小了反向恢复损耗，实现了逆变器在续流阶段电网与直流电压的隔离，可提高逆变器效率和可靠性。从图7可知：

u_AB＝0 (16)

当S₂与S₅为相同类型的开关管时，S₂与S₅的电压应力相同，即

式(17)中，Vs₂和Vs₅分别为S₂与S₅两端电压。根据图7，由基尔霍夫电压定律(Kirchhoff's Voltage Law,KVL)可得：

将式(17)和式(18)代入式(6)可得到工作模态3的u_ecm为：

工作模态4：图8为当i_g<0，S₃、S₄、S₅、S₆导通，S₁、S₂关断时，为工作模态4的等效电路。此时S₅、S₃、L_D、u_gid、L_C、S₄和S₆构成反向充电回路，i_g负向增加。对图8进行分析可得：

u_CD＝-u_dc (20)

u_DN＝u_DC＝+u_dc (21)

u_CN＝0 (22)

将式(21)和式(22)代入式(6)中，可得工作模态4的共模电压为u_ecm：

工作模态5：如图9所示当i_g<0，S₁、S₂、S₄、S₅关闭，S₃、S₆开通，为工作模态5的等效电路。电感电流i_L经L_D、u_gid、L_C、D₄和S₃续流，i_g反向减小。续流通路不通过性能较差的体二极管，减小了反向恢复损耗，实现了逆变器在续流阶段电网与直流电压的隔离，可提高逆变器效率和可靠性。从图9可以看出：

u_CD＝0 (24)

当S₄与S₅为相同类型的开关管时，S₄与S₅的电压应力相同，即

式(25)中，Vs₄和Vs₅分别为S₄与S₅两端电压。根据图9，由基尔霍夫电压定律(Kirchhoff's Voltage Law,KVL)可得：

联立式(25)和式(26)可得：

将式(27)代入式(6)可得工作模态5的u_ecm为：

工作模态6：如图10所示当i_g<0，S₁、S₂、S₃、S₆关闭，S₄、S₅开通，为工作模态6的等效电路。电感电流i_L经L_D、u_gid、L_C、S₄和D₃续流，i_gd反向减小。续流通路不通过性能较差的体二极管，减小了反向恢复损耗，实现了逆变器在续流阶段电网与直流电压的隔离，可提高逆变器效率和可靠性。对图10进行分析可得：

u_CD＝0 (29)

从图10可知，当S₃与S₆为相同类型的开关管时，S₃与S₆的电压应力相同，即

式(30)中，Vs₃和Vs₆分别为开关管S₃与S₆两端电压。根据图10，由KVL可得：

联立式(30)和式(31)可得：

将式(32)代入式(6)可得工作模态6的u_ecm为：

根据式(5)可知，本发明提出的DPGCI拓扑及其调制策略可有效抑制双Buck并网逆变器的共模漏电流。

综上所述，得到如表1所示的DPGCI运行模态与u_cm关系：

表1：DPGCI运行模态与u_cm

分析表1可知，新型双降压式并网逆变器在整个工作周期的共模电压u_ecm＝U_dc/2，保持不变，由共模漏电流公式(5)可得：

因此，在不考虑开关管结电容对共模电压的影响时，DPGCI采用倍频SPWM调制方式的共模漏电流i_tcm＝0。

为了验证理论分析的正确性与参数设计的合理性，本发明在MATLAB7.1仿真软件中搭建了仿真平台分别对采用倍频SPWM调制策略的DPGCI进行仿真验证。

DPGCI的主电路具体实验参数，如表2所示：

表2仿真参数

图11为电网电压u_gid和进网电流i_g的波形，从图中可以看出，u_gid和i_g保持同相位，输出并网电压u_gid为220V，并网电流i_g为15A。

图12为逆变输出电压u_AB和共模漏电流i_tcm的波形。由图可知，通过倍频SPWM调制策，实现了正半周期和负半周期逆变输出电压u_AB分别在0V和360V之间、0V和-360V之间以2倍开关频率即10KHZ的频率高频变化，从而使得THD值减小，提高并网电能质量。共模漏电流i_tcm基本保持在5mA左右，仅在过零点时幅值较大，最大不超过90mA，符合DIN V VDE V0126-1-1的标准。

图13为u_AN、u_BN和u_cm的波形。

图14为u_AN、u_BN和u_cm在正半周期放大的波形，从图中可以看出,正半周期，u_AN在180V和360V之间交替变化，负半周期，u_BN在180V和0V之间交替化,u_AN和u_BN的变化完全互补；由此可得共模电压u_cm在180V左右波动，在整个周期中u_cm保持恒定。

由图15可得，仿真测得DPGCI采用倍频调制时仅THD为0.15％，相比采用单极性SPWM调制策略的传统双Buck逆变器，THD值减小了将近85％，大大提高了并网电流质量；由于开关管S₅、S₆使直流侧与交流侧实现了解耦，所以并网电流直流分量仅为0.03％，相比采用单极性SPWM调制策略的传统双Buck逆变器，直流分量也大大减小了。

综上所述，本发明提出的可采用倍频SPWM调制策略的双buck光伏并网逆变器(DPGCI的电路结构)可得出以下结论：

(1)采用双极性倍频SPWM调制策略的双Buck并网逆变电路可以极大的提高并网电能质量，THD减小了近85％；而并网电能质量的提高，降低了滤波电感的体积和成本，提高了***的功率密度。

(2)DPGCI将逆变器直流侧与交流侧隔离开来，使得并网电流直流分量大大减小，进一步提高了并网电能质量。

Claims

1.一种基于倍频调制的双降压全桥并网逆变器，其特征在于：包括功率开关管S₅，所述功率开关管S₅的漏极与直流电压U_dc正极相连接，所述功率开关管S₅的源极分别与功率开关管S₁的漏极、二极管D₂的负极、功率开关管S₃的漏极和二极管D₄的负极相连接；所述功率开关管S₆的源极与U_dc负极相连接，所述功率开关管S₆的漏极分别与功率开关管S₂的源极、二极管D₁的正极、功率开关管S₄的源极和二极管D₃的正极相连接；所述功率开关管S₁的栅极作为节点A并分别与二极管D₁负极和电感L_A的一端相连接；所述功率开关管S₁的源极作为节点A并分别与D₁负极和电感L_A的一端相连接；所述电感L_D的另一端作为输出端G，输出端G接地；

2.根据权利要求1所述基于倍频调制的双降压全桥并网逆变器，其特征在于：所述功率开关管S₁、功率开关管S₂、功率开关管S₃、功率开关管S₄、功率开关管S₅和功率开关管S₆均为金氧半场效晶体管。

3.根据权利要求1所述基于倍频调制的双降压全桥并网逆变器，其特征在于：所述电感L_A、电感L_B、电感L_C和电感L_D均为滤波电感。