CN108712073B - 三电平直流-直流转换器 - Google Patents
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Abstract
公开了一种三电平直流‑直流转换器。本发明实施例的技术方案根据跨接电容的电压值与预设值之间的误差调节所述跨接电容的充电电荷量和放电电荷量以使得所述跨接电容的电压值稳定在预定范围内，从而在降低直流‑直流转换器中的各个开关所需承受的电压的同时，提高***的可靠性。
Description
技术领域
本申请涉及电力电子技术领域，更具体地，涉及一种三电平直流-直流转换器。
背景技术
现有技术所采用的三电平直流-直流转换器如图1所示，其包括开关S1-S4、跨接电容cf、磁性元件L和输出电容Co。其中，开关S1和S4的开关控制信号互补，开关S2和开关S3的开关控制信号互补。并且，开关S1和S2的开关控制信号的占空比相等，开关S1和S2的开关控制信号的相位差为180°。这使得开关S1-S4所需承受的电压为输入电压Vin的一半并且增大了磁性元件的电流的频率。这可以降低电路的功耗和制造成本。
但是，由于电路中的寄生参数以及各个电路器件的误差等因素的影响，跨接电容cf的电压可能会出现大于1/2Vin或小于1/2Vin等不平衡的情况，这可能造成磁性元件L的电流不稳定，进而降低整个电路的可靠性。
发明内容
有鉴于此，本发明实施例提供一种三电平直流-直流转换器，以保证跨接电容的电压值稳定在预定范围内，从而在降低直流-直流转换器中的各个开关所需承受的电压的同时，提高***的可靠性。
本发明实施例的三电平直流-直流转换器包括：
第一开关和第二开关，所述第一开关和第二开关依次串联连接在输入端口的第一端和中间端之间；
第三开关和第四开关，所述第三开关和第四开关依次串联连接在所述中间端和所述输入端口的第二端之间；
跨接电容，连接在第一连接端和第二连接端之间，所述第一连接端为所述第一开关和第二开关的连接端，所述第二连接端为所述第三开关和第四开关的连接端；以及
电压平衡电路，根据误差信号调节所述跨接电容的充电电荷量或放电电荷量，以使得所述跨接电容的电压值稳定在预定范围内，所述误差信号用于表征所述跨接电容的电压值和预设值之间的误差，所述预设值在所述预定范围内。
进一步地，所述电压平衡电路被配置为通过形成额外的充放电电流通路对所述跨接电容进行充放电，以使得所述跨接电容的电压值稳定在预定范围内。
进一步地，所述三电平直流-直流转换器还包括：
磁性元件，耦接至所述中间端与输出端口的第一端之间；
所述电压平衡电路被配置为通过在所述跨接电容的充电阶段或放电阶段调节流过所述磁性元件的电流以调节所述跨接电容的充电电荷量或放电电荷量。
进一步地，所述电压平衡电路被配置为调节流过所述磁性元件的电流以使得所述跨接电容在充电阶段的电荷变化量和在放电阶段的电荷变化量相同。
进一步地，所述第一开关和所述第四开关的开关控制信号互补，所述第二开关和所述第三开关的开关控制信号互补。
进一步地，所述第一开关和所述第二开关的占空比相等。
进一步地，所述预设值为输入电压的1/2。
进一步地，所述第一开关和所述第二开关的开关控制信号的相位差为180°。
进一步地，所述电压平衡电路被配置为根据第一采样信号和表征所述预设值的参量对所述跨接电容进行额外地充放电以使得所述跨接电容的电压值稳定在预定范围内，所述第一采样信号用于表征所述跨接电容的电压值。
进一步地，所述电压平衡电路被配置为在所述第一采样信号大于表征所述预设值的上限的参量且所述第四开关导通时控制所述跨接电容额外地放电，在所述第一采样信号小于表征所述预设值的下限的参量且所述第四开关导通时给所述跨接电容额外地充电。
进一步地，所述电压平衡电路包括：
第一充放电电路；以及
第一控制器；
所述第一控制器包括：
第一比较器，被配置为比较所述第一采样信号和表征所述预设值的上限的参量生成第一比较信号；
第二比较器，被配置为比较所述第一采样信号和表征所述预设值的下限的参量生成第二比较信号；以及
第一逻辑电路，被配置为根据所述第一比较信号、第二比较信号和所述第四开关的开关控制信号生成第一控制信号和第二控制信号；
所述第一充放电电路包括：
第一放电电路，被配置为受控于所述第一控制信号给所述跨接电容进行额外地放电；以及
第一充电电路，被配置为受控于所述第二控制信号给所述跨接电容进行额外地充电。
进一步地，所述电压平衡电路被配置为在所述第一采样信号大于表征所述预设值的参量且所述第四开关导通时控制所述跨接电容额外地放电，在所述第一采样信号小于表征所述预设值的参量且所述第四开关导通时给所述跨接电容额外地充电。
进一步地，所述电压平衡电路包括：
第二充放电电路；以及
第二控制器；
所述第二控制器包括：
第三比较器，被配置为比较所述第一采样信号和所述表征所述预设值的参量以生成第三比较信号；
第二逻辑电路，被配置为根据所述第一比较信号和所述第四开关的开关控制信号生成第三控制信号和第四控制信号；
所述第二充放电电路包括：
第二放电电路，被配置为受控于所述第三控制信号给所述跨接电容进行额外地放电；以及
第二充电电路，被配置为受控于所述第四控制信号给所述跨接电容进行额外地充电。
进一步地，所述电压平衡电路被配置为通过调节所述第一开关和所述第二开关的开关控制信号的相位差来调节流过所述磁性元件的电流。
进一步地，所述电压平衡电路被配置为根据所述误差信号调节所述相位差。
进一步地，所述电压平衡电路被配置为在所述误差信号增大时控制所述相位差增大，在所述误差信号减小时控制所述相位差减小。
进一步地，所述电压平衡电路包括：
误差电路，被配置为根据第一采样信号和表征所述预设值的参量生成所述误差信号，所述第一采样信号用于表征所述跨接电容的电压值；
第一生成电路，被配置为根据补偿信号和第一时钟信号生成所述第一开关和所述四开关的开关控制信号，所述补偿信号用于表征输出电压和输出电压期望值的差值；以及
第二生成电路，被配置为根据所述误差信号生成所述第二开关和所述第三开关的开关控制信号。
进一步地，所述第二生成电路包括：
时钟信号生成电路，被配置为根据所述第一时钟信号和所述误差信号生成第二时钟信号；以及
驱动电路，被配置为根据所述第二时钟信号和所述补偿信号生成所述第二开关和所述第三开关的开关控制信号；
其中，所述误差信号用于调节所述第一时钟信号和所述第二时钟信号的相位差从而调节所述第一开关和所述第二开关的开关控制信号的相位差。
本发明实施例的技术方案根据跨接电容的电压值与预设值之间的误差调节所述跨接电容的充电电荷量和放电电荷量以使得所述跨接电容的电压值稳定在预定范围内，从而在降低直流-直流转换器中的各个开关所需承受的电压的同时，提高***的可靠性。
附图说明
通过以下参照附图对本申请实施例的描述，本申请的上述以及其它目的、特征和优点将更为清楚，在附图中：
图1是一个现有技术的三电平直流-直流转换器的电路示意图；
图2是本发明实施例的三电平直流-直流转换器的电路示意图；
图3是本发明实施例的三电平直流-直流转换器的工作波形图；
图4是本发明第一实施例的三电平直流-直流转换器的电路示意图；
图5是本发明第二实施例的三电平直流-直流转换器的电路示意图；
图6是本发明第三实施例的三电平直流-直流转换器的电路示意图；
图7是本发明第三实施例的三电平直流-直流转换器的工作波形图；
图8是本发明第三实施例的三电平直流-直流转换器的工作波形图。
具体实施方式
以下基于实施例对本申请进行描述，但是本申请并不仅仅限于这些实施例。在下文对本申请的细节描述中，详尽描述了一些特定的细节部分。对本领域技术人员来说没有这些细节部分的描述也可以完全理解本申请。为了避免混淆本申请的实质，公知的方法、过程、流程、元件和电路并没有详细叙述。
此外，本领域普通技术人员应当理解，在此提供的附图都是为了说明的目的，并且附图不一定是按比例绘制的。
同时，应当理解，在以下的描述中，“电路”是指由至少一个元件或子电路通过电气连接或电磁连接构成的导电回路。当称元件或电路“连接到”另一元件或称元件/电路“连接在”两个节点之间时，它可以是直接耦接或连接到另一元件或者可以存在中间元件，元件之间的连接可以是物理上的、逻辑上的、或者其结合。相反，当称元件“直接耦接到”或“直接连接到”另一元件时，意味着两者不存在中间元件。
除非上下文明确要求，否则整个说明书和权利要求书中的“包括”、“包含”等类似词语应当解释为包含的含义而不是排他或穷举的含义；也就是说，是“包括但不限于”的含义。
在本申请的描述中，需要理解的是，术语“第一”、“第二”等仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。此外，在本申请的描述中，除非另有说明，“多个”的含义是两个或两个以上。
图2是本发明实施例的三电平直流-直流转换器的电路示意图。如图2所示，本申请实施例的三电平直流-直流转换器包括电压平衡电路21、开关Q1-Q4、跨接电容Cf、磁性元件Lo和输出电容Co。
开关Q1和Q2依次串联连接在输入端口的第一端a和中间端sw。开关Q3和Q4依次串联连接在中间端sw和输入端口的第二端b(也即接地端)之间。跨接电容Cf连接在端m和端n之间，其中，端m为开关Q1和Q2的连接端，端n为开关Q3和Q4的连接端。磁性元件Lo耦接至中间端sw和输出端口的一端o之间。输出电容Co连接在输出端口的两端之间。
其中，开关Q1和Q4的开关控制信号GH1和GL1互补，开关Q2和Q3的开关控制信号GH2和GL2互补。也即，在开关Q1保持导通时，开关Q4关断，反之，在开关Q4保持导通时，开关Q1关断。在开关Q2保持导通时，开关Q3关断，反之，在开关Q3保持导通时，开关Q2关断。进一步地，开关Q1和开关Q2的开关控制信号GH1和GH2的占空比相等。
电压平衡电路21被配置为根据误差信号调节跨接电容Cf的充电电荷量或放电电荷量，以使得跨接电容Cf的电压值稳定在预定范围内。其中，误差信号用于表征跨接电容Cf的电压值和预设值之间的误差。预设值在预定范围内。优选地，该预设值为Vin/2，Vin为三电平直流-直流转换器的输入电压。
进一步地，电压平衡电路21被配置为通过形成额外的充放电电流通路对跨接电容Cf进行充放电，以使得跨接电容Cf的电压值稳定在预定范围内。
进一步地，电压平衡电路21被配置为根据第一采样信号和表征预设值的参量对跨接电容Cf进行额外地充放电以使得跨接电容Cf的电压值稳定在预定范围内。其中，第一采样信号用于表征跨接电容Cf的电压值。
优选地，开关Q1和开关Q2的开关控制信号GH1和GH2的相位差为180°。
进一步地，电压平衡电路21被配置为在第一采样信号大于表征预设值的上限的参量且开关Q4导通时控制跨接电容Cf额外地放电，在第一采样信号小于表征预设值的下限的参量且开关Q4导通时控制跨接电容Cf额外地充电，以使得跨接电容Cf的电压值稳定在预定范围内。
优选地，电压平衡电路21被配置为在第一采样信号大于表征预设值的参量且开关Q4导通时控制跨接电容Cf额外地放电，在第一采样信号小于表征预设值的参量且开关Q4导通时控制跨接电容Cf额外地充电，以使得跨接电容Cf的电压值稳定在预定范围内。
进一步地，电压平衡电路21被配置为通过调节磁性元件Lo在跨接电容Cf的充电阶段或放电阶段的电流IL以调节跨接电容Cf的充电电荷量和放电电荷量，从而使得跨接电容Cf的电压值稳定在预定范围内。
优选地，电压平衡电路21被配置为通过调节开关Q1和Q2的开关控制信号的相位差来调节磁性元件Lo在跨接电容Cf的充电阶段或放电阶段的电流IL，进而调节跨接电容Cf的充电电荷量和放电电荷量，从而使得跨接电容Cf的电压值稳定在预定范围内。
优选地，电压平衡电路21被配置为根据误差信号调节开关Q1和Q2的开关控制信号的相位差，进而调节磁性元件Lo在跨接电容Cf的充电阶段或放电阶段的电流IL，从而使得跨接电容Cf的电压值稳定在预定范围内。
优选地，电压平衡电路21被配置为在误差信号增大时控制开关Q1和Q2的开关控制信号的相位差增大，在误差信号减小时控制开关Q1和Q2的开关控制信号的相位差减小，以使得跨接电容Cf的电压值稳定在预定范围内。
应理解，在本实施例中，开关Q1-Q4采用金属氧化物半导体晶体管(MOSFET)。但是，其它类型的电控开关器件，例如，双极性晶体管(BJT)以及绝缘栅型晶体管(IGBT)也均可以作为本实施例的开关。
本实施例的三电平直流-直流转换器根据跨接电容的电压值与预设值之间的误差调节跨接电容的充电电荷量和放电电荷量以使得跨接电容的电压值稳定在预定范围内，从而在降低直流-直流转换器中的各个开关所需承受的电压的同时，提高***的可靠性。
图3是本发明实施例的三电平直流-直流转换器的工作波形图。如图3所示，开关Q1-Q4的开关控制信号的周期均为Ts。开关Q1和Q2的开关控制信号GH1和GH2的占空比均为D，且D<0.5。开关Q1和Q2的开关控制信号GH1和GH2的相位差为α。占空比D为开关Q1的导通时间(也即开关控制信号GH1为高电平的时间)与周期Ts的比值。
在周期Ts期间，三电平直流-直流转换器具有四个工作状态。
第一工作状态：在t0-t1时刻，GH1和GL2为高电平，GH2和GL1为低电平，也即开关Q1和Q3导通，开关Q2和Q4关断。此时，输入电压Vin对跨接电容Cf进行充电，中间端sw处的电压Vsw为(Vin-Vcf)，磁性元件Lo的电流IL逐渐上升。
第二工作状态：在t1-t2时刻，GL1和GL2为高电平，GH1和GH2为低电平，也即开关Q3和Q4导通，开关Q1和Q2关断。此时，中间端sw处的电压Vsw为0，磁性元件Lo进行续流，电流IL逐渐减小。
第三工作状态：在t2-t3时刻，GH2和GL1为高电平，GH1和GL2为低电平，也即开关Q2和Q4导通，开关Q1和Q3关断。此时，跨接电容Cf通过磁性元件Lo对负载供电，中间端sw处的Vsw电压为Vcf，磁性元件Lo的电流IL逐渐上升。
第四工作状态：在t3-t4时刻，GL1和GL2为高电平，GH1和GH2为低电平，也即开关Q3和Q4导通，开关Q1和Q2关断。此时，中间端sw处的电压Vsw为0，磁性元件Lo进行续流，电流IL逐渐减小。
因此，只有当跨接电容Cf的电压值Vcf稳定时，三电平直流-直流转换器才具有稳定的输出。容易理解，在t0-t1时刻和t2-t3时刻这两个时间段内中间端sw的电压Vsw相等，也即Vin-Vcf＝Vcf，Vcf＝1/2Vin。因此，跨接电容Cf的电压值应稳定为1/2Vin，以提高***的可靠性。
由于电路中的寄生参数以及各个电路器件的误差等因素(如开关器件的上升沿和下降沿不同、开关控制信号的延时等)，会造成电路中开关Q1和开关Q2的开关控制信号的占空比不同。而在一个周期Ts内由于占空比的不一致，跨接电容Cf的充电电荷量Qr和放电电荷量Qf会出现不平衡，从而导致跨接电容Cf的电压值难以稳定在预定范围内。
因此，为了解决上述问题，在本实施例中，电压平衡电路21根据跨接电容Cf的电压值与预设值之间的误差调节跨接电容的充电电荷量Qr和放电电荷量Qf，以使得跨接电容Cf的电压值稳定在预定范围内。
图4是本发明第一实施例的三电平直流-直流转换器的电路示意图。如图4所示，本实施例的三电平直流-直流转换器包括电压平衡电路41、开关Q5-Q8、跨接电容Cf1、磁性元件L1和输出电容C1。
开关Q5和Q6依次串联连接在输入端口的第一端a1和中间端sw1。开关Q7和Q8依次串联连接在中间端sw1和输入端口的第二端b1(也即接地端)之间。跨接电容Cf1连接在端m1和端n1之间，其中，端m1为开关Q5和Q6的连接端，端n1为开关Q7和Q8的连接端。磁性元件L1耦接至中间端m1和输出端口的一端o1之间。输出电容C1连接在输出端口的两端之间。
其中，开关Q5和Q8的开关控制信号GH3和GL3互补，开关Q6和Q7的开关控制信号GH4和GL4互补。也即，在开关Q5保持导通时，开关Q8关断，反之，在开关Q8保持导通时，开关Q5关断。在开关Q6保持导通时，开关Q7关断，反之，在开关Q7保持导通时，开关Q6关断。进一步地，开关Q5和开关Q6的开关控制信号GH3和GH4的占空比相等。
进一步地，开关Q5和开关Q6的开关控制信号GH3和GH4的相位差为180°。
电压平衡电路41被配置为通过形成额外的充放电电流通路对跨接电容Cf1进行充放电，以使得跨接电容Cf1的电压值稳定在预定范围内。
电压平衡电路41被配置为在第一采样信号Vcf1大于表征预设值的上限的参量且开关Q8导通时控制跨接电容Cf1额外地放电，在第一采样信号Vcf1小于表征预设值的下限的参量且开关Q8导通时控制跨接电容Cf1额外地充电，以使得跨接电容Cf1的电压值稳定在预定范围内。其中，第一采样信号Vcf1用于表征跨接电容Cf1的电压值。优选地，上述预设值为1/2Vin。
本实施例的三电平直流-直流转换器还包括分压电路42，被配置为获取表征预设值的参量Def1。其中，分压电路42包括电阻R1和电阻R2。应理解，其他可获取表征预设值的参量的电路均可以被应用在本实施例中。
电压平衡电路41包括充放电电路411和控制器412。充放电电路411包括充电电路c和放电电路d。充电电路c包括电流源I1和开关Sr1，电流源I1和开关Sr1串联连接在输入端口的一端a1及开关Q5和Q6的连接端m1之间。放电电路d包括电流源I2和开关Sf1，电流源I2和开关Sf1串联连接在开关Q5和Q6的连接端m1及接地端之间。其中，控制器412控制充放电电路411对跨接电容Cf1进行充放电。在另一种实施方式中，电流源I1和I2均可以替换为电阻器件。
控制器412包括比较器cmp1、比较器cmp2和逻辑电路e。逻辑电路e包括与门电路and1和and2。比较器cmp1的输入端分别输入Vcf1-Vth和表征预设值的参量Def1，输出第一比较信号Gsf1。容易理解，表征预设值的上限的参量为Def1+Vth。也即，当Vcf1>Def1+Vth时，比较器cmp1输出的第一比较信号Gsf1为高电平。
比较器cmp2的输入端分别输入Vcf1+Vth和表征预设值的参量Def1，输出第二比较信号Gsr1。容易理解，表征预设值的下限的参量为Def1-Vth。也即，当Vcf1<Def1-Vth时，比较器cmp2输出的第二比较信号Gsr1为高电平。
与门电路and1的输入端分别输入第一比较信号Gsf1和开关Q8的开关控制信号GL3，输出端输出用于控制放电电路d的第一控制信号。与门电路and2的输入端分别输入第二比较信号Gsr1和开关Q8的开关控制信号GL3，输出端输出用于控制充电电路c的第二控制信号。在一种实施方式中，通过采样端m1的电压来获取第一采样信号Vcf1。因此只有当开关Q8导通时，端m1的电压值才能准确表征跨接电容Cf的电压值。应理解，本实施例中的逻辑电路采用与门电路，但并不只限于与门电路，其他能够实现上述功能的逻辑电路均能够应用到本实施例中。
如果由于电路中的寄生参数以及各个电路器件的误差等因素使得跨接电容Cf1的电压值大于预设值的上限，也即，当表征跨接电容Cf1的电压值的第一采样信号Vcf1大于表征预设值的上限的参量Def1+Vth时，比较器cmp1输出的第一比较信号Gsf1为高电平。若此时开关Q8的开关控制信号GL3也为高电平，则与门电路and1输出高电平的第一控制信号以使得开关Sf1导通，使得跨接电容Cf1进行放电以减少其电荷量，从而降低跨接电容Cf1的电压值至预定范围内。
如果由于电路中的寄生参数以及各个电路器件的误差等因素使得跨接电容Cf1的电压值小于预设值的下限，也即，当表征跨接电容Cf1的电压值的第一采样信号Vcf1小于表征预设值的下限的参量Def1-Vth时，比较器cmp2输出的第一比较信号Gsr1为高电平。若此时开关Q8的开关控制信号GL3也为高电平，则与门电路and2输出高电平的第二控制信号以使得开关Sr1导通，对跨接电容Cf1进行充电以增加其电荷量，从而增大跨接电容Cf1的电压值至预定范围内。
本实施例的三电平直流-直流转换器通过形成额外的充放电电流通路对跨接电容Cf1进行充放电，以使得跨接电容Cf1的电压值稳定在预定范围内。本实施例的三电平直流-直流转换器结构简单，易于实现，电路制造成本较低。
图5是本发明第二实施例的三电平直流-直流转换器的电路示意图。如图5所示，本实施例的三电平直流-直流转换器开关Q5’-Q8’、跨接电容Cf2、磁性元件L2以及输出电容C2的连接方式与本发明第一实施例中开关Q5-Q8、跨接电容Cf1、磁性元件L1以及输出电容C1的连接方式均相同。开关Q5’-Q8’的开关控制信号与本发明第一实施例中开关Q5-Q8也相同，在此不再赘述。
本实施例的电压平衡电路51被配置为通过形成额外的充放电电流通路对跨接电容Cf2进行充放电，以使得跨接电容Cf2的电压值稳定于预设值。优选地，该预设值为Vin/2，Vin为三电平直流-直流转换器的输入电压。
电压平衡电路51被配置为根据表征跨接电容Cf2的电压值和预设值之间的误差调节跨接电容Cf2的充电电荷量或放电电荷量，以使得跨接电容Cf2的电压值稳定于预设值。
电压平衡电路51被配置为在第一采样信号Vcf2大于表征预设值的参量且开关Q8’导通时控制跨接电容Cf2额外地放电，在第一采样信号Vcf2小于表征预设值的参量且开关Q8’导通时控制跨接电容Cf2额外地充电，以使得跨接电容Cf2的电压值稳定于预设值。其中，第一采样信号Vcf2用于表征跨接电容Cf2的电压值。
本实施例的三电平直流-直流转换器还包括分压电路52，被配置为获取表征预设值的参量Def2。其中，分压电路52包括电阻R1’和电阻R2’。应理解，其他可获取表征预设值的参量的电路均可以被应用在本实施例中。
电压平衡电路51包括充放电电路511和控制器512。充放电电路511包括充电电路c’和放电电路d’。充电电路c’包括电流源I3和开关Sr2。放电电路d’包括电流源I4和开关Sf2。其中，控制器512控制充放电电路511对跨接电容Cf2进行充放电。在另一种实施方式中，电流源I3和I4均可以替换为电阻器件。
控制器512包括比较器cmp3和逻辑电路e’。逻辑电路e包括反向器rev、与门电路and3和and4。比较器cmp3的输入端分别输入Vcf2和表征预设值的参量Def2，输出第三比较信号Gsf2。反向器rev将第三比较信号反向后输出控制信号Gsr2。
与门电路and3的输入端分别输入第三比较信号Gsf2和开关Q8’的开关控制信号GL3，输出端输出用于控制放电电路d’的第三控制信号。与门电路and4的输入端分别输入控制信号Gsr2和开关Q8’的开关控制信号GL3，输出端输出用于控制充电电路c’的第四控制信号。应理解，本实施例中的逻辑电路采用与门电路与反向器，但并不只限于此，其他能够实现上述功能的逻辑电路均能够应用到本实施例中。
如果由于电路中的寄生参数以及各个电路器件的误差等因素使得跨接电容Cf2的电压值大于预设值，也即，当表征跨接电容Cf2的电压值的第一采样信号Vcf2大于表征预设值的参量Def2时，比较器cmp3输出的第一比较信号Gsf2为高电平。此时，控制信号Gsr2为低电平。若此时开关Q8’的开关控制信号GL3也为高电平，则与门电路and3输出高电平的第三控制信号以使得开关Sf2导通，使得跨接电容Cf2进行放电以减少其电荷量，从而降低跨接电容Cf2的电压值至预设值。
如果由于电路中的寄生参数以及各个电路器件的误差等因素使得跨接电容Cf2的电压值小于预设值，也即，当表征跨接电容Cf2的电压值的第一采样信号Vcf2小于表征预设值的参量Def2时，比较器cmp3输出的第一比较信号Gsr2为低电平。此时，控制信号Gsr2为高电平。若此时开关Q8’的开关控制信号GL3也为高电平，则与门电路and4输出高电平的第四控制信号以使得开关Sr2导通，对跨接电容Cf2进行充电以增加其电荷量，从而增大跨接电容Cf2的电压值至预设值。
在本实施例中，三电平直流-直流转换器的电路结构更加简单，并且电压平衡电路51的控制方法更方便，进一步降低了电路的制造成本。
图6是本发明第三实施例的三电平直流-直流转换器的电路示意图。如图6所示，本实施例的三电平直流-直流转换器包括电压平衡电路6、开关Q9-Q12，跨接电容Cf3、磁性元件L3和输出电容C3。
开关Q9和Q10依次串联连接在输入端口和中间端sw3之间。开关Q11和Q12依次串联连接在中间端sw3和接地端之间。跨接电容Cf3连接在端m3和端n3之间，其中，端m3为开关Q9和Q10的连接端，端n3为开关Q11和Q12的连接端。磁性元件L3耦接至中间端m3和输出端口的一端o3之间。输出电容C3连接在输出端口的两端之间。
其中，开关Q9和Q12的开关控制信号GH5和GL5互补，开关Q10和Q11的开关控制信号GH6和GL6互补。进一步地，开关Q9和开关Q10的开关控制信号GH3和GH4的占空比相等。其中，开关控制信号GH5用于控制开关Q9，开关控制信号GL5用于控制开关Q12，开关控制信号GH6用于控制开关Q10，开关控制信号GL6用于控制开关Q11。
在本实施例中，电压平衡电路6被配置为通过在跨接电容Cf3的充电阶段或放电阶段调节流过磁性元件L3的电流以调节跨接电容Cf3的充电电荷量或放电电荷量，从而使得跨接电容Cf3的电压值稳定在预定范围。
电压平衡电路6被配置为通过调节流过磁性元件L3的电流使得跨接电容Cf3在充电阶段的电荷变化量和在放电阶段的电荷变化量相等，从而使得跨接电容Cf3的电压值稳定在预定范围。
电压平衡电路6包括差分采样电路EA、误差电路61、第一生成电路62、第二生成电路63和补偿电路64。其中，差分采样电路EA被配置为采样跨接电容Cf3两端的电压Vcf+和Vcf-并获取表征跨接电容Cf3的电压值的参量Vcf3。误差电路61被配置为根据表征预设值的参量Def3和表征跨接电容Cf3的电压值的参量Vcf3获取误差信号Vb。补偿电路64被配置为根据输出电压Vout和参考电压Vref获取补偿信号Vc，其中参考电压Vref用于表征输出电压Vout的期望值。第一生成电路62被配置为根据补偿信号Vc和第一时钟信号Clk1生成开关Q9和Q12的开关控制信号GH5和GL5。第二生成电路63被配置为根据误差信号Vb生成开关Q10和Q11的开关控制信号GH6和GL6。
在一种实施方式中，误差电路61包括误差放大器6a和补偿网络6b，以获取误差信号Vb。误差电路64包括误差放大器6h和补偿网络6g，以获取补偿信号Vc。
第二生成电路63包括时钟信号生成电路631和驱动电路632。时钟信号生成电路631被配置为根据误差信号Vb和第一时钟信号Clk1生成第二时钟信号Clk2。驱动电路632被配置为根据第二时钟信号Clk2和补偿信号Vc生成开关Q10和Q11的开关控制信号GH6和GL6。其中，误差信号Vb用于调节第一时钟信号Clk1和第二时钟信号Clk2的相位差从而调节开关Q9和开关Q10的开关控制信号的相位差。
时钟信号生成电路631包括脉冲发生器6e、锯齿波发生器6c、比较器cmp4和单触发电路oneshot。脉冲发生器6e被配置为生成第一时钟信号Clk1。锯齿波发生器6c受控于第一时钟信号Clk1生成锯齿波Vramp1。比较器cmp4根据锯齿波Vramp1和误差信号Vb输出控制信号CTR1。单触发电路oneshot根据控制信号CTR1生成第二时钟信号Clk2。驱动电路632包括锯齿波发生器6i、比较器cmp5和驱动器6d。锯齿波发生器6i受控于第二时钟信号Clk2生成锯齿波Vramp2。比较器cmp5根据锯齿波Vramp2和补偿信号Vc输出控制信号CTR2。驱动器6d根据控制信号CTR2生成开关Q10和Q11的开关控制信号GH6和GL6。
第一生成电路62包括比较器cmp6和驱动器6f。比较器cmp5根据锯齿波Vramp1和补偿信号Vc输出控制信号CTR3。驱动器6f根据控制信号CTR3生成开关Q9和Q11的开关控制信号GH5和GL5。
在本实施例中，电压平衡电路6通过误差信号Vb来调节第一时钟信号Clk1和第二时钟信号Clk2的相位差，从而调节开关Q9和Q10的开关控制信号GH5和GH6的相位差。通过调节开关控制信号GH5和GH6的相位差以调节磁性元件L3的续流时间和磁性元件L3在跨接电容Cf3的充电阶段和放电阶段的电流IL，进而调节跨接电容Cf3的充电电荷量和放电电荷量以使得跨接电容Cf3的电压值稳定在预定范围内。在本实施例中，三电平直流-直流转换器无需对跨接电容进行额外的充放电便可以使得跨接电容Cf3的电压值稳定在预定范围内，提高了电路的效率。
图7是本发明第三实施例的三电平直流-直流转换器的工作波形图。图8是本发明第三实施例的三电平直流-直流转换器的工作波形图。如图7所示，假设误差信号为Vb1(Vb1近似为0)时，三电平直流-直流转换器工作在稳定状态，也即，跨接电容Cf3的电压值近似为预设值。此时，开关Q9和开关Q10的开关控制信号GH5和GH6的相位差为α1。但是在t5时刻，误差信号Vb减小，也即此时跨接电容Cf3的电压值增大(误差信号Vb为预设值减去跨接电容Cf3的电压值)。在本实施例中，由图7可以看出，误差信号Vb减小使得第一时钟信号Clk1和第二时钟信号Clk2的相位差为α2。容易看出，α2<α1。由此，由第一时钟信号Clk1、第二时钟信号Clk2和补偿信号Vc生成的开关Q9和开关Q10的开关控制信号GH5和GH6的相位差为α2。也就是说，在误差信号Vb减小时，开关Q9和开关Q10的开关控制信号GH5(用于控制开关Q9)和GH6(用于控制开关Q10)的相位差受控减小。
开关Q9和开关Q10的开关控制信号GH5和GH6的相位差变化对跨接电容Cf3的电压值的影响如图8所示。开关Q9和开关Q10的开关控制信号GH5和GH6的占空比均为D，其中D<0.5。在开关Q9和开关Q10的开关控制信号GH5和GH6的相位差由α1减小至α2后，如图8所示，由于占空比D不变，跨接电容Cf3的充电时间Tr与放电时间Tf不变。但是此时磁性元件L3的续流时间Tx(仅开关Q11和Q12导通时)减小，使得在跨接电容Cf3的放电阶段流过磁性元件L3的平均电流值大于在跨接电容Cf3的充电阶段流过磁性元件L3的平均电流值。也即，跨接电容Cf3在充电阶段充入的电荷量Qr(磁性元件L3的电流IL对充电时间Tr的积分)小于跨接电容Cf3在放电阶段放出的电荷量Qf(磁性元件L3的电流IL对充电时间Tf的积分)。因此，这使得跨接电容Cf3的电荷量减小从而使得跨接电容Cf3的电压值减小至预定范围内。
类似地，在跨接电容Cf3的电压值减小(也即小于预定范围)时，误差信号Vb增大，调节开关Q9和Q10的开关控制信号GH5和GH6的相位差增大，使得磁性元件L3的续流时间Tx(仅开关Q11和Q12导通时)增大，从而使得在跨接电容Cf3放电阶段流过磁性元件L3的平均电流值小于在跨接电容Cf3充电阶段流过磁性元件L3的平均电流值。也即，跨接电容Cf3在充电阶段充入的电荷量Qr(磁性元件L3的电流IL对充电时间Tr的积分)大于跨接电容Cf3在放电阶段放出的电荷量Qf(磁性元件L3的电流IL对充电时间Tf的积分)。因此，这使得跨接电容Cf3的电荷量增大从而使得跨接电容Cf3的电压值增大至预设值范围内。
容易理解，本实施例的技术方案同样适用于开关Q9和开关Q10的开关控制信号的占空比D≥0.5的情况。
在本实施例中，三电平直流-直流转换器通过对调节流过磁性元件L3的平均电流使得跨接电容Cf3的电压值稳定在预定范围内，无需进行额外的充放电，这提高了电路的效率。
以上所述仅为本申请的优选实施例，并不用于限制本申请，对于本领域技术人员而言，本申请可以有各种改动和变化。凡在本申请的精神和原理之内所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本申请的保护范围之内。
Claims (17)
1.一种三电平直流-直流转换器，包括：
第一开关和第二开关，所述第一开关和第二开关依次串联连接在输入端口的第一端和中间端之间；
第三开关和第四开关，所述第三开关和第四开关依次串联连接在所述中间端和所述输入端口的第二端之间；
跨接电容，连接在第一连接端和第二连接端之间，所述第一连接端为所述第一开关和第二开关的连接端，所述第二连接端为所述第三开关和第四开关的连接端；以及
电压平衡电路，根据误差信号调节所述跨接电容的充电电荷量或放电电荷量，以使得所述跨接电容的电压值稳定在预定范围内，所述误差信号用于表征所述跨接电容的电压值和预设值之间的误差，所述预设值在所述预定范围内；
其中，所述电压平衡电路被配置为通过形成额外的充放电电流通路对所述跨接电容进行充放电，以使得所述跨接电容的电压值稳定在预定范围内。
2.根据权利要求1所述的三电平直流-直流转换器，其特征在于，所述三电平直流-直流转换器还包括：
磁性元件，耦接至所述中间端与输出端口的第一端之间；
所述电压平衡电路被配置为通过在所述跨接电容的充电阶段或放电阶段调节流过所述磁性元件的电流以调节所述跨接电容的充电电荷量或放电电荷量。
3.根据权利要求2所述的三电平直流-直流转换器，其特征在于，所述电压平衡电路被配置为调节流过所述磁性元件的电流以使得所述跨接电容在充电阶段的电荷变化量和在放电阶段的电荷变化量相同。
4.根据权利要求1所述的三电平直流-直流转换器，其特征在于，所述第一开关和所述第四开关的开关控制信号互补，所述第二开关和所述第三开关的开关控制信号互补。
5.根据权利要求1所述的三电平直流-直流转换器，其特征在于，所述第一开关和所述第二开关的占空比相等。
6.根据权利要求1所述的三电平直流-直流转换器，其特征在于，所述预设值为输入电压的1/2。
7.根据权利要求6所述的三电平直流-直流转换器，其特征在于，所述第一开关和所述第二开关的开关控制信号的相位差为180°。
8.根据权利要求1所述的三电平直流-直流转换器，其特征在于，所述电压平衡电路被配置为根据第一采样信号和表征所述预设值的参量对所述跨接电容进行额外地充放电以使得所述跨接电容的电压值稳定在预定范围内，所述第一采样信号用于表征所述跨接电容的电压值。
9.根据权利要求8所述的三电平直流-直流转换器，其特征在于，所述电压平衡电路被配置为在所述第一采样信号大于表征所述预设值的上限的参量且所述第四开关导通时控制所述跨接电容额外地放电，在所述第一采样信号小于表征所述预设值的下限的参量且所述第四开关导通时给所述跨接电容额外地充电。
10.根据权利要求9所述的三电平直流-直流转换器，其特征在于，所述电压平衡电路包括：
第一充放电电路；以及
第一控制器；
所述第一控制器包括：
第一比较器，被配置为比较所述第一采样信号和表征所述预设值的上限的参量生成第一比较信号；
第二比较器，被配置为比较所述第一采样信号和表征所述预设值的下限的参量生成第二比较信号；以及
第一逻辑电路，被配置为根据所述第一比较信号、第二比较信号和所述第四开关的开关控制信号生成第一控制信号和第二控制信号；
所述第一充放电电路包括：
第一放电电路，被配置为受控于所述第一控制信号给所述跨接电容进行额外地放电；以及
第一充电电路，被配置为受控于所述第二控制信号给所述跨接电容进行额外地充电。
11.根据权利要求8所述的三电平直流-直流转换器，其特征在于，所述电压平衡电路被配置为在所述第一采样信号大于表征所述预设值的参量且所述第四开关导通时控制所述跨接电容额外地放电，在所述第一采样信号小于表征所述预设值的参量且所述第四开关导通时给所述跨接电容额外地充电。
12.根据权利要求11所述的三电平直流-直流转换器，其特征在于，所述电压平衡电路包括：
第二充放电电路；以及
第二控制器；
所述第二控制器包括：
第三比较器，被配置为比较所述第一采样信号和所述表征所述预设值的参量以生成第三比较信号；
第二逻辑电路，被配置为根据所述第三比较信号和所述第四开关的开关控制信号生成第三控制信号和第四控制信号；
所述第二充放电电路包括：
第二放电电路，被配置为受控于所述第三控制信号给所述跨接电容进行额外地放电；以及
第二充电电路，被配置为受控于所述第四控制信号给所述跨接电容进行额外地充电。
13.一种三电平直流-直流转换器，包括：
第一开关和第二开关，所述第一开关和第二开关依次串联连接在输入端口的第一端和中间端之间；
第三开关和第四开关，所述第三开关和第四开关依次串联连接在所述中间端和所述输入端口的第二端之间；
跨接电容，连接在第一连接端和第二连接端之间，所述第一连接端为所述第一开关和第二开关的连接端，所述第二连接端为所述第三开关和第四开关的连接端；
电压平衡电路，根据误差信号调节所述跨接电容的充电电荷量或放电电荷量，以使得所述跨接电容的电压值稳定在预定范围内，所述误差信号用于表征所述跨接电容的电压值和预设值之间的误差，所述预设值在所述预定范围内；以及
磁性元件，耦接至所述中间端与输出端口的第一端之间；
其中，所述电压平衡电路被配置为通过在所述跨接电容的充电阶段或放电阶段调节所述第一开关和所述第二开关的开关控制信号的相位差来调节流过所述磁性元件的电流，以使得所述跨接电容的电压值稳定在预定范围内。
14.根据权利要求13所述的三电平直流-直流转换器，其特征在于，所述电压平衡电路被配置为根据所述误差信号调节所述相位差。
15.根据权利要求14所述的三电平直流-直流转换器，其特征在于，所述电压平衡电路被配置为在所述误差信号增大时控制所述相位差增大，在所述误差信号减小时控制所述相位差减小。
16.根据权利要求14所述的三电平直流-直流转换器，其特征在于，所述电压平衡电路包括：
误差电路，被配置为根据第一采样信号和表征所述预设值的参量生成所述误差信号，所述第一采样信号用于表征所述跨接电容的电压值；
第一生成电路，被配置为根据补偿信号和第一时钟信号生成所述第一开关和所述四开关的开关控制信号，所述补偿信号用于表征输出电压和输出电压期望值的差值；以及
第二生成电路，被配置为根据所述误差信号生成所述第二开关和所述第三开关的开关控制信号。
17.根据权利要求16所述的三电平直流-直流转换器，其特征在于，所述第二生成电路包括：
时钟信号生成电路，被配置为根据所述第一时钟信号和所述误差信号生成第二时钟信号；以及
驱动电路，被配置为根据所述第二时钟信号和所述补偿信号生成所述第二开关和所述第三开关的开关控制信号；
其中，所述误差信号用于调节所述第一时钟信号和所述第二时钟信号的相位差从而调节所述第一开关和所述第二开关的开关控制信号的相位差。
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