CN108667291A

CN108667291A - 开关型变换器及其控制电路

Info

Publication number: CN108667291A
Application number: CN201810273992.3A
Authority: CN
Inventors: 邱建平
Original assignee: Hangzhou Silergy Semiconductor Technology Ltd
Current assignee: Hangzhou Silergy Semiconductor Technology Ltd
Priority date: 2018-03-29
Filing date: 2018-03-29
Publication date: 2018-10-16
Anticipated expiration: 2038-03-29
Also published as: CN108667291B

Abstract

本发明公开了一种开关型变换器及其控制电路，所述开关型变换器包括超音频控制电路，通过在轻载或空载模式下控制开关型变换器的整流开关的第一导通时间随占空比以及开关频率连续可调，使得补偿信号在较小的范围内变化，并引入了反馈信号调节整流开关的第一导通时间，加快了对输出信号的调节速度，从而使得开关型变换器在轻载或空载模式避免出现音频噪声的同时保证了输出信号的准确性和稳定性，从而适用于宽输入宽输出以及开关频率可调的应用场合。

Description

开关型变换器及其控制电路

技术领域

本发明涉及电力电子技术，更具体地，涉及一种开关型变换器及其控制电路。

背景技术

便携式设备对轻载模式下的效率具有很高的要求，降压型拓扑(BUCK)的开关型变换器在电感电流过零时会关断功率开关，从而减少功率开关的开关频率，降低功率开关的开关损耗，进而提高了整个电路***的效率。而存在的问题是，在轻载或空载模式下，如果开关频率低于20kHz，就会产生音频噪声，这对便携式设备来说是不能接受的。为了在提高轻载效率的同时避免音频噪声，通常会设计一种介于传统的轻载高效模式和强制连续模式之间的超音频模式。所谓的超音频模式，是指在开关型变换器轻载或空载运行时控制功率开关和整流开关的开关频率始终在20kHz之上的工作模式，这样可以防止音频噪声的出现。

然而，如何保证超音频模式下输出电压的精度和稳定性是亟待解决的问题。

发明内容

有鉴于此，本发明提供一种开关型变换器及其控制电路，以在轻载或空载模式下避免出现音频噪声的同时保证了输出信号的准确性和稳定性，从而适用于宽输入宽输出以及开关频率可调的应用场合。

第一方面，提供一种开关型变换器，包括功率级电路和超音频控制电路，其中，所述功率级电路包括整流开关，所述整流开关被配置为具有第一导通时间以调节所述开关型变换器的输出信号；

所述超音频控制电路被配置为在超音频模式下根据所述开关型变换器的占空比和开关频率调节所述第一导通时间，以维持所述输出信号在整个占空比范围内不失调。

进一步地，所述超音频控制电路根据所述占空比和所述开关频率调节所述第一导通时间，使得补偿信号在预定范围内变化，其中所述补偿信号表征反馈信号和参考信号的差值；

所述反馈信号用于表征所述开关型变换器的输出信号，所述参考信号用于表征所述开关型变换器的输出信号的期望值。

进一步地，所述超音频控制电路还被配置为根据反馈信号调节所述第一导通时间，以提高响应速度。

进一步地，所述超音频控制电路被配置为在轻载或空载模式下控制所述开关型变换器。

进一步地，所述功率级电路还包括功率开关，所述超音频控制电路被配置为在所述第一导通时间结束后控制所述功率开关导通第三导通时间。

进一步地，所述超音频控制电路控制所述第三导通时间为预定值。

进一步地，所述超音频控制电路被配置为在所述第三导通时间结束后控制所述整流开关导通第二导通时间以将电感电流进行续流。

进一步地，所述超音频控制电路被配置为在所述电感电流续流至预定值后控制所述功率开关和所述整流开关保持关断预定的待机时间。

进一步地，所述超音频控制电路包括：

延时电路，被配置为生成第一置位信号；

调节电路，被配置为根据所述第一置位信号、所述开关型变换器的占空比、开关频率和补偿信号生成第二置位信号和整流开关指示信号以控制所述第一导通时间，所述补偿信号表征所述反馈信号和参考信号的差值；以及

逻辑电路，被配置为根据所述整流开关指示信号、所述第二置位信号和过零信号生成所述整流开关和功率开关的控制信号以控制所述整流开关和功率开关的导通和关断；

其中，所述参考信号表征所述开关型变换器的输出信号的期望值。

进一步地，所述逻辑电路还被配置为根据所述整流开关和所述功率开关的控制信号生成待机状态信号。

进一步地，所述延时电路在接收到有效的待机状态信号时开始计时，在预定的待机时间后生成所述第一置位信号。

进一步地，所述调节电路包括：

反馈调节信号生成电路，受控于所述整流开关指示信号并根据所述占空比、所述开关频率和第一参考阈值生成反馈调节信号；

参考调节信号生成电路，被配置为根据所述补偿信号和第二参考阈值生成参考调节信号；

比较器，被配置为比较所述反馈调节信号和所述参考调节信号生成所述第二置位信号。

进一步地，所述第一参考阈值和所述第二参考阈值为相等的偏置电压信号；

或者，所述第一参考阈值表征所述反馈信号，第二参考阈值表征所述参考信号。

进一步地，所述调节电路还包括：

第一RS触发器，置位端输入所述第一置位信号，复位端输入所述第二置位信号，输出所述整流开关指示信号。

进一步地，所述反馈调节信号生成电路包括：

第一开关，连接在第一端和所述比较器的第一输入端；

第二开关；

第一受控电流源，受控于所述占空比和所述开关频率，和第二开关串联连接在所述比较器的第一输入端与接地端之间；

第一电容，连接在所述比较器的第一输入端与接地端之间；以及

第一晶体管，连接在所述第一端与接地端之间；

其中，所述第一开关和所述第二开关受控于所述整流开关指示信号导通或关断；

所述参考调节信号生成电路包括：

第二晶体管，连接在第二端与接地端之间；

第二受控电流源，受控于所述补偿信号，连接在所述比较器的第二输入端与接地端之间；以及

电阻，连接在所述比较器的第二输入端与所述第二端之间。

进一步地，所述逻辑电路包括：

定时电路，被配置为接收所述功率开关的控制信号以控制所述功率开关导通第三导通时间，并输出复位信号；

第二RS触发器，置位端输入所述第二置位信号，复位端输入所述复位信号，输出端输出所述功率开关的控制信号；

或非逻辑电路，被配置为根据所述功率开关指示信号、所述过零信号和所述功率开关的控制信号的非信号生成所述整流开关的控制信号；

所述或非逻辑电路还被配置为根据所述功率开关和所述整流开关的控制信号生成待机状态信号。

第二方面，提供一种开关型变换器的控制电路，包括：

控制环路，被配置为根据开关型变换器的功率级电路的反馈信号输出用于驱动所述开关型变换器的功率开关和整流开关切换的第三置位信号；以及

超音频控制电路，被配置为在超音频模式下根据所述开关型变换器的占空比和开关频率调节所述整流开关的第一导通时间，以维持所述开关型变换器的输出信号在整个占空比范围内不失调。

进一步地，所述超音频控制电路还被配置为根据所述反馈信号调节所述第一导通时间，以提高响应速度。

进一步地，所述超音频控制电路还被配置为在所述第一导通时间结束后控制所述功率开关导通第三导通时间。

通过在轻载或空载模式下控制开关型变换器的整流开关的第一导通时间随占空比以及开关频率的连续可调，使得补偿信号在较小的范围内变化，从而使得开关型变换器在轻载或空载模式避免出现音频噪声的同时保证了输出信号的准确性和稳定性，从而适用于宽输入宽输出以及开关频率可调的应用场合。

附图说明

通过以下参照附图对本发明实施例的描述，本发明的上述以及其它目的、特征和优点将更为清楚，在附图中：

图1是本发明实施例的开关型变换器的电路示意图；

图2是本发明实施例的控制电路的电路示意图；

图3是本发明实施例的开关型变换器的工作波形图；

图4是本发明实施例的延时电路的电路图；

图5是一个对比例的调节电路的电路图；

图6是本发明实施例的调节电路的电路图；

图7是本发明实施例的调节电路的具体电路图；

图8是本发明实施例的补偿信号与占空比的关系图；

图9是本发明实施例的补偿信号的增益与占空比的关系图；

图10是本发明实施例的调节电路的工作波形图；

图11是本发明实施例的逻辑电路的电路图。

具体实施方式

以下基于实施例对本发明进行描述，但是本发明并不仅仅限于这些实施例。在下文对本发明的细节描述中，详尽描述了一些特定的细节部分。对本领域技术人员来说没有这些细节部分的描述也可以完全理解本发明。为了避免混淆本发明的实质，公知的方法、过程、流程、元件和电路并没有详细叙述。

此外，本领域普通技术人员应当理解，在此提供的附图都是为了说明的目的，并且附图不一定是按比例绘制的。

同时，应当理解，在以下的描述中，“电路”是指由至少一个元件或子电路通过电气连接或电磁连接构成的导电回路。当称元件或电路“连接到”另一元件或称元件/电路“连接在”两个节点之间时，它可以是直接耦接或连接到另一元件或者可以存在中间元件，元件之间的连接可以是物理上的、逻辑上的、或者其结合。相反，当称元件“直接耦接到”或“直接连接到”另一元件时，意味着两者不存在中间元件。

除非上下文明确要求，否则整个说明书和权利要求书中的“包括”、“包含”等类似词语应当解释为包含的含义而不是排他或穷举的含义；也就是说，是“包括但不限于”的含义。

在本发明的描述中，需要理解的是，术语“第一”、“第二”等仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。此外，在本发明的描述中，除非另有说明，“多个”的含义是两个或两个以上。

图1是本发明实施例的开关型变换器的电路示意图。如图1所示，开关型变换器包括采用降压型拓扑的功率级电路1和控制电路2。其中，功率级电路包括功率开关S1，整流开关S2，电感L，负载RL以及输出电容CL。功率开关S1连接在输入端Vi和中间端M之间，整流开关S2连接在中间端M和接地端之间。电感L连接在中间端M和功率级电路1的输出端O之间。负载RL和输出电容CL并联连接在功率级电路1的输出端O和接地端之间。

控制电路2被配置为在超音频模式下根据开关型变换器的占空比D和开关频率Fsw以调节整流开关S2的第一导通时间Toff1的时间长度，从而维持开关型变换器的输出信号在整个周期内(也即占空比范围内)不失调。应理解，上述开关频率Fsw是开关型变换器工作在电感电流连续的模式下整流开关和功率开关交替导通的频率。在超音频模式下，开关型变换器的工作频率被控制在20kHz之上，以防止音频噪声的出现。优选地，控制电路2还被配置为根据开关型变换器输出信号的反馈信号FB调节整流开关S2的第一导通时间Toff1，以提高电路***的响应速度。

优选地，控制电路2根据开关型变换器的占空比D和开关频率Fsw调节整流开关S2的第一导通时间Toff1以使得误差信号在预定范围内变化，从而使得本实施例的开关型变换器适用于宽输入宽输出以及开关频率可调的应用场合。其中，补偿信号表征反馈信号和参考信号的差值，反馈信号用于表征开关型变换器的输出信号，参考信号用于表征开关型变换器的输出信号的期望值。

控制电路2在开关型变换器处于轻载或空载模式时控制开关型变换器工作在超音频模式；在开关变换器处于重载模式时控制开关变换器退出超音频并控制输出电压的稳定性。

控制电路2用于生成功率开关S1和整流开关S2的控制信号TOP_ON和BOT_ON，以控制功率开关S1和整流开关S2的导通和关断。

其中，控制电路2通过控制信号BOT_ON控制整流开关S2导通第一导通时间Toff1以维持开关型变换器的输出信号稳定。在整流开关S2导通第一导通Toff1时间后，控制电路2通过控制信号TOP_ON控制功率开关S1导通第三导通时间Ton。在功率开关S1导通第三导通时间Ton后，控制电路2通过控制信号BOT_ON控制整流开关S2导通第二导通时间Toff2以将电感L上的电流进行续流。在整流开关S2导通第三导通时间之后，控制电路2通过控制信号BOT_ON和TOP_ON控制功率开关S1和整流开关S2保持关断预定的待机时间Tstandby。

综上所述，在超音频模式下开关型变换器的每个周期时间为：

T＝Toff1+Ton+Toff2+Tstandby＝Tsw+Tstandby＝1/Fsw+Tstandby

因此，根据开关型变换器的开关频率Fsw的设定范围，设置一个合理的待机时间Tstandby，使得开关型变换器在轻载或空载模式下的工作频率始终大于20kHz。

容易理解，功率级电路不仅限于降压型拓扑，还可以采用升压型拓扑(BOOST)，升降压型拓扑(BUCK-BOOST)或隔离型拓扑等。

综上所述，本实施例通过在轻载或空载模式下控制开关型变换器的整流开关的第一导通时间随开关型变换器的占空比和开关频率连续可调，使得补偿信号在较小的范围内变化，从而使得开关型变换器在轻载或空载模式避免出现音频噪声的同时保证了输出信号的准确性和稳定性，从而适用于宽输入宽输出以及开关频率可调的应用场合。

图2是本发明实施例的控制电路的电路示意图。如图2所示，控制电路2包括超音频控制电路21和控制环路22。其中，控制环路22包括差分放大器EA和置位信号生成电路221。差分放大器EA用于根据反馈信号FB和表征输出电压期望值的参考信号REF生成补偿信号VC。补偿信号VC用于表征输出电压偏离期望值的程度。应理解，用于生成补偿信号VC的电路结构不仅限于差分放大器，还可用比较器和放大器的组合等可以实现上述作用的电路结构进行替换。

置位信号生成电路221用于生成第三置位信号err以参与生成功率开关S1和整流开关S2的控制信号。在一种实施方式中，置位信号生成电路221可以包括比较器和加法器。加法器用于叠加补偿信号VC和参考信号REF输出叠加信号REF+VC。比较器用于比较反馈信号FB(或者经过斜坡补偿的反馈信号FB1)和叠加信号REF+VC输出第三置位信号err。容易理解，置位信号生成电路221不仅限于上述电路结构，能够实现上述作用的电路结构均可以用于代替上述电路结构。

超音频控制电路21包括延时电路211、调节电路212和逻辑电路213。其中，延时电路211被配置为在接收到有效的待机状态信号Standby时开始计时，并在计时预定的待机时间Tstandby后输出第一置位信号Set1。

调节电路212被配置为根据第一置位信号Set1、开关型变换器的占空比D、开关频率Fsw和补偿信号VC生成第二置位信号Set2和整流开关指示信号BOT_ON1以控制第一导通时间Toff1。

逻辑电路213被配置为根据整流开关指示信号BOT_ON1、第二置位信号Set2、第三置位信号err和过零信号Ineg生成功率开关S1和整流开关S2的控制信号TOP_ON和BOT_ON以控制功率开关S1和整流开关S2导通和关断，从而调节第一导通时间Toff1、第二导通时间Toff2和第三导通时间Ton的时间长度。

图3是本发明实施例的开关型变换器的工作波形图。如图3所示，以待机状态开始为周期起始。在t0时刻，整流开关S2和功率开关S1均关断，待机状态信号Standby＝1，延时电路211受控开始工作，在延时预定的待机时间Tstandby时，输出第一置位信号Set1。此时时刻为t1，也即预定的待机时间Tstandby为t0至t1的时间段。

在t1时刻，第一置位信号Set1＝1，调节电路212受控输出整流开关指示信号BOT_ON1＝1。此时，将过零信号Ineg拉低至0，控制逻辑电路213输出整流开关S2的控制信号BOT_ON＝1，整流开关S2开始导通，电感电流从预定电流值开始下降。

在t1时刻，调节电路212受控工作一段时间(也即整流开关S2的第一导通时间Toff1)后输出第二置位信号Set2＝1，使得整流开关S2指示信号BOT_ON1＝0,此时时刻为t2。

在t2时刻，逻辑电路213受控于第二置位信号Set2输出功率开关S1和整流开关S2的控制信号TOP_ON＝1，BOT_ON＝0，此时功率开关S1导通，整流开关S2关断。整流开关S2的第一导通时间Toff1为t1至t2时刻。

在t2时刻，逻辑电路213开始计时，在计时预定的第三导通时间Ton后，控制功率开关S1的控制信号TOP_ON＝0，功率开关S1关断，此时时刻为t3，也即预定的功率开关S1的第三导通时间为t2至t3时刻。

在t3时刻，逻辑电路213根据过零信号Ineg控制整流开关S2的控制信号BOT_ON＝1，整流开关S2导通对电感电流进行续流。在将电感电流续流至预定电流值时，过零信号Ineg＝1，逻辑电路213控制整流开关S2的控制信号BOT_ON＝0，整流开关S2关断，此时时刻为t4，也即整流开关S2的第二导通时间为t3至t4时刻。

在t4时刻，功率开关S1和整流开关S2的控制信号TOP_ON和BOT_ON都为0，所以待机状态信号Standby＝1，新的周期开始。

当开关型变换器工作在空载时，t1-t4时刻内的平均电流为零，又由于电感电流的下降变化率相等，所以Toff1＝Toff2。随着负载电流增大，则Toff1减小，Toff2增大，最终Toff1减小至0，***退出超音频模式，工作在电感电流非连续模式或电感电流连续的模式下，而此时工作频率必然已经超过超音频频率(20kHz)的设定值，这就实现了开关型变换器在全负载范围内无噪声运行。

综上所述，本实施例通过在轻载或空载模式下控制开关型变换器的整流开关的第一导通时间随开关型变换器的占空比和开关频率连续可调，使得补偿信号在较小的范围内变化，并引入了反馈信号调节整流开关的第一导通时间，加快了对输出信号的调节速度，使得开关型变换器在轻载或空载模式避免出现音频噪声的同时保证了输出信号的准确性和稳定性，从而适用于宽输入宽输出以及开关频率可调的应用场合。

图4是本发明实施例的延时电路的电路图。延时电路211用于生成第一置位信号Set1。如图4所示，延时电路211包括反相器41和计时电路42。计时电路42包括开关管N1、电容C1、电流源IB1和比较器Cmp1。其中，反相器41输入端输入待机状态信号Standby，同时其输出端与开关管N1的控制端连接。电流源IB1连接在电源端和中间端N之间，输出预定的电流IB1。电容C1和开关管N1并联连接在中间端N和接地端之间。比较器Cmp1的一个输入端连接到中间端N，输入电压VCAP1，另一个输入端输入预定的电压VREF1。

在待机状态信号Standby＝1(也即功率开关S1和整流开关S2的控制信号TOP_ON和BOT_ON均为0时)，通过反相器41后的信号为0，开关管N1关断，电容C1的电压上升，也即比较器Cmp1输入电压VCAP1开始上升。在输入电压VCAP1上升至大于预定的电压VREF1后，延时电路21输出第一置位信号Set1。

根据开关型变换器的开关频率Fsw的设定范围设定预定的电压VREF1的大小，根据开关管N1、电容C1、电流源IB1的大小设置待机时间Tstandby的长短，以使得开关型变换器在轻载或空载模式下的工作频率始终大于20kHz。

综上所述，开关型变换器的待机时间Tstandby(也即图3中t0-t1时间段)为待机状态信号Standby置1到比较器Cmp1翻转的时间段。也即，比较器的一端输入电压VCAP1由0上升至预定的电压VREF1的时间。

VCAP1＝VREF1，也即

待机时间Tstandby为：

容易理解，图4中的开关管N1为N型管，在另一种实施方式中，可以采用去掉反相器，并将开关管设置为P型管的方式来实现上述功能。同时，容易理解，还可以采用其他的能够实现上述作用的电路结构来代替延时电路21。

图5是一个对比例的调节电路的电路图。调节电路用于调节功率级电路中整流开关的第一导通时间并输出第二置位信号Set2。如图5所示，对比例的调节电路包括RS触发器51，反相器52和计时电路53。计时电路53包括开关管N2、电容C2、受控电流源IB2_t和比较器Cmp2。其中，RS触发器51的置位端输入第一置位信号Set1，复位端输入第二置位信号Set2，输出端输出整流开关指示信号BOT_ON1。反相器52输入端输入整流开关指示信号BOT_ON1，同时其输出端与开关管N2的控制端连接。电流源IB2_t连接在电源端和中间端A之间，输出受补偿信号控制的电流IB2_t，IB2_t＝gm*VC_t。电容C2和开关管N2并联连接在中间端A和接地端之间。比较器Cmp2的一个输入端连接到中间端A，输入电压VCAP2，另一个输入端输入预定的电压VREF2，在比较器Cmp2反转时输出第二置位信号Set2。

在第一置位信号Set1为高电平时(也即待机时间结束时)，RS触发器51输出高电平的整流开关指示信号BOT_ON1，此时整流开关的控制信号BOT_ON为1，整流开关导通。并且，调节电路输出的第二置位信号Set2通过控制逻辑电路控制整流开关关断，功率开关导通。因此，对比例的调节电路可通过补偿信号VC_t的变化调节整流开关的第一导通时间，以使得开关型变换器的输出电压更稳定。

综上所述，对比例的整流开关的第一导通时间Toff1_t为第一置位信号Set1置1到比较器Cmp2翻转的时间段。也即，比较器的一端输入电压VCAP2由0上升至预定的电压VREF2的时间。

VCAP2＝VREF2，也即

整流开关的第一导通时间Toff1_t为：

由于开关型变换器在空载时，电感电流在一个周期内的变化量为0，并且在空载时，电感电流下降的斜率保持不变。因此，整流开关的第一导通时间与第二导通时间相等。

若开关型变换器的占空比为D，开关频率为Fsw。则在开关变换器的整流开关与功率开关交替导通和关断时间满足：

又由于在开关型变换器空载时，Toff1＝Toff2，所以整流开关的第一导通时间Toff1为：

对比例的开关型变换器的整流开关的第一导通时间Toff1_t为：

对比例的开关型变换器的补偿信号VC_t为：

其中，Vi、Vo分别为开关型变换器的输入电压和输出电压。

由上式可知，对比例中的开关型变换器的控制方式补偿信号VC_t与(1-D)呈反比，与开关频率成正比，因此，在对比例的控制方式中，当输入电压和输出电压变化(即占空比D变化)或开关频率变化时，补偿信号VC_t变化较大，导致开关型变换器的***响应速度变慢且输出电压不稳定，难以满足开关型变换器开关频率可调和宽输入宽输出的应用场合。

图6是本发明实施例的调节电路的电路图。如图6所示，本实施例的调节电路212包括第一RS触发器61，反馈调节信号生成电路62、参考调节信号生成电路63和比较器Cmp3。其中，第一RS触发器61的置位端输入第一置位信号Set1，复位端输入第二置位信号Set2，输出端输出整流开关指示信号BOT_ON1。反馈调节信号生成电路62包括斜坡信号生成电路621和加法器622。斜坡信号生成电路621用于在接收到有效的整流开关指示信号BOT_ON1时生成与占空比D和开关频率Fsw相关的斜坡信号Vr，加法器622用于将第一参考阈值FB’和斜坡信号Vr相减输出反馈调节信号FB_adj。参考调节信号生成电路63包括加法器631。加法器631用于将第二参考阈值REF’和补偿信号VC相减输出参考调节信号REF_adj。比较器Cmp3的一个输入端输入反馈调节信号FB_adj，另一个输入端输入参考调节信号REF_adj，在比较器Cmp3翻转时输出第二置位信号Set2。

优选地，第一参考阈值FB’和第二参考阈值REF’为相等的偏置电压信号。

优选地，第一参考阈值FB’表征反馈信号FB，第二参考阈值REF’表征参考信号REF。

图7是本发明实施例的调节电路的具体电路图。在图7所示的实施例中第一参考阈值FB’和第二参考阈值REF’分别为反馈信号FB和参考信号REF。应理解，第一参考阈值FB’和第二参考阈值REF’可以用其他使得晶体管导通的偏置电压信号来代替。用如图7所示，反馈调节信号生成电路62包括第一电流源Ib0、第一开关N3、第二开关P1、电容C3、第一晶体管M1和第一受控电流源Ib1。其中，第一电流源Ib0连接在电源端和第一端E之间。第一晶体管M1连接在第一端E和接地端之间，且控制端接反馈信号FB。电容C3连接在比较器Cmp3的第一输入端和接地端之间。第一开关N3连接在第一端E和比较器Cmp3的第一输入端，受控于整流开关指示信号BOT_ON1。第二开关P1和第一受控电流源Ib1串联连接在比较器Cmp3的第一输入端和接地端之间，第二开关P1受控于整流开关指示信号BOT_ON1，第一受控电流源Ib1受控于占空比D和开关频率Fsw。

参考调节信号生成电路63包括第二电流源Ib3、电阻R1、第二晶体管M2和第二受控电流源Ib2。其中，第二电流源Ib3连接在电源端和第二端F之间。电阻R1连接在第二端F和比较器Cmp3的第二输入端之间。第二晶体管M2连接在第二端F与接地端之间，受控于参考信号REF。第二受控电流源连接在比较器Cmp3的第二输入端与接地端之间，受控于补偿信号VC。

优选地，调节电路2根据开关型变换器的占空比D和开关频率Fsw调节整流开关S2的第一导通时间Toff1以使得误差信号Vc在预定范围内变化，从而使得本实施例的开关型变换器适用于宽输入宽输出以及开关频率可调的应用场合。

如图7所示，在整流开关指示信号BOT_ON1＝0时，第一开关N3导通，第二开关P1关断，电容C3上的电压(也即反馈调节信号)为：

FB_adj＝FB+Vsg1

其中，Vsg1是第一晶体管M1的栅源电压。

在整流开关指示信号BOT_ON1＝1时，第一开关N3关断，第二开关P1导通，电容C3以固定电流Ib1放电，此时反馈调节信号FB_adj为：

反馈调节信号FB_adj以Ib1/C3的斜率下降，直到比较器Cmp3翻转，输出第二置位信号Set2，整流开关的第一导通时间结束。也即，在比较器Cmp3翻转时，反馈调节信号FB_adj为：

第一受控电流源Ib1受控于开关型变换器的占空比D和开关频率Fsw，Ib1＝K*Fsw*D。占空比D＝Vo/Vi。Fsw是设定的开关型变换器在电感电流连续模式下的开关频率。Ib1表示分别与开关频率Fsw和占空比D成正比的两个电流的乘积，K时一个常量，表征转换系数，Vi、Vo分别为开关型变换器的输入电压和输出电压。

由参考调节信号生成电路63的电路可得，参考调节信号REF_adj为：

REF_adj＝REF+Vsg2-Ib2*R1

第二受控电流源Ib2受控于补偿信号VC，Ib2＝I₀-gm*VC，I₀为固定偏置，Vsg2是第二晶体管M2的栅源电压。

在比较器Cmp3翻转时，反馈调节信号FB_adj与参考调节信号REF_adj相等，也即

优选地，第一晶体管M1与第二晶体管M2的尺寸相同，则：

从上述公式可以看出反馈信号FB可以直接影响整流开关的第一导通时间Toff1，有效地提高了瞬态响应速度。

当开关型变换器处于稳态时，也即FB＝REF，则整流开关的第一导通时间Toff1为：

其中，

又由于在空载时，电感电流在一个周期内的变化量为0，并且电感电流下降斜率保持不变。因此，整流开关的第一导通时间Toff1与第二导通时间Toff2相等。

由公式(1)和(2)可计算得本发明实施例的补偿信号VC为：

在本发明实施例中，补偿信号VC与开关频率Fsw无关，与D(1-D)成正比例关系，当开关频率Fsw变化时，补偿信号VC在预定范围内变化且变化范围小。因此，本实施例的开关型变换器能够适用于开关频率可调的应用场合。

在开关频率Fsw一定时，占空比D的值D从5％至95％变化时，对比例和本发明实施例的开关型变换器的补偿信号VC的变化曲线如图8所示。由图8可知，在整流开关的第一导通时间Toff1计算中引入D(1-D)，补偿了输入电压和输出电压变化(也即占空比D的变化)对补偿信号VC的影响，减小了补偿信号VC的变化范围，保证了输出电压的准确性和稳定性，从而能够适用于宽输入宽输出的应用场合。

图9是本发明实施例的补偿信号的增益与占空比的关系图。在本申请实施例中，由公式(1)可得，从补偿信号VC到整流开关的第一导通时间Toff1的增益Gain_toff1为：

在对比例中，

其中，

从上式可以看出，对比例控制方式中，Gain_toff1_t与(1-D)的平方成正比例关系和开关频率的平方成反比例关系，Gain_toff1_t在占空比较大或开关频率较小时变化范围大，即当宽输入宽输出或开关频率变化时，较大的第一导通时间Toff1_t要求误差信号VC_t的变化范围较大，严重影响开关型变换器的环路响应速度，并导致开关型变换器输出信号失调。而本发明实施例有效地减小了Gain_toff1的变化率，在宽输入宽输出或开关频率变化时，误差信号VC在一个较小的预定范围内变化，提高了***的稳定性和输出精度。如图9所示，在开关频率Fsw一定时，并且占空比D的大小在5％至95％变化时，本实施例的增益变化要比对比例的增益变化小很多。

综上所述，本实施例的开关型变换器，在开关频率一定时，补偿信号VC在占空比从5％至95％的范围内，只需要变化较小的范围就可以实现输出电压的稳定调制。

图10是本发明实施例的调节电路的工作波形图。如图10所示，在FB>REF时，则反馈调节信号FB_adj会跟随FB变大，同时补偿信号VC减小，第二受控电流源的电流Ib2增大，参考调节信号REF_adj减小，使得整流开关的第一导通时间变长，进而使得开关变换器的输出快速调回。若FB<REF，则反馈调节信号FB_adj会跟随FB变小，同时补偿信号VC增大，第二受控电流源的电流Ib2减小，参考调节信号REF_adj增大，使得整流开关的第一导通时间变短，进而使得开关变换器的输出快速上升。由此，保证了输出电压的准确性和稳定性。

图11是本发明实施例的逻辑电路的电路图。如图11所示，逻辑电路213包括定时电路111、第二RS触发器112和或非逻辑电路113。其中，或非逻辑电路113包括或非门c、或非门d和或非门e。或非门c的输入信号分别为第二RS触发器112的输出信号TON_ON’(也即信号TON_ON的非)和整流开关指示信号BOT_ON1。或非门d的输入信号分别为或非门c的输出信号和过零信号Ineg,输出信号为整流开关的控制信号BOT_ON。或非门e的输入信号分别为或非门d的输出信号和第二RS触发器112的输出信号TON_ON，输出信号为待机状态信号Standby。下面结合图3来说明本实施例的逻辑电路的控制方法。

在t1时刻，开关型变换器的待机时间结束，延时电路211输出第一置位信号Set。调节电路212中的第一RS触发器受控生成整流开关指示信号BOT_ON1(也即BOT_ON1＝1)，因此或非门c的输出信号为0。此时过零信号Ineg＝0，或非门c的输出信号为0，所以或非门d的输出信号为BOT_ON＝1，整流开关开始导通。或非门e的输出信号待机状态信号Standby＝0。

在t2时刻，调节电路212中的比较器Cmp3翻转，调节电路212输出第二置位信号Set2。第二RS触发器的Q端受控输出功率开关的控制信号TOP_ON＝1，功率开关导通。此时，调节电路212中的第一RS触发器受控复位，输出整流开关指示信号BOT_ON1＝0，又由于第二RS触发器的Q’端的输出信号TOP_ON’＝0，或非门c的输出信号为1，则或非门d的输出信号BOT_ON＝0，整流开关关断，因此，整流开关的第一导通时间为t1-t2时间段。

在t2时刻，定时电路111受控于功率开关的控制信号TOP_ON＝1开始计时，在预定的第三导通时间后输出复位信号r(也即在t3时刻输出复位信号r)，控制第二RS触发器Q端的输出TOP_ON＝0，功率开关关断，因此，功率开关的第三导通时间为t2-t3时间段。

在t3时刻，第二RS触发器Q’端的输出信号TOP_ON’＝1,或非门c的输出为0，由于功率级电路的电感电流没有过零，过零信号Ineg＝0，因此，或非门d的输出信号为BOT_ON＝1，此时整流开关开始导通。在检测到功率级电路的电感电流过零时(也即t4时刻)，过零信号Ineg＝1，或非门d的输出信号为BOT_ON＝0，此时整流开关关断，整流开关的第二导通时间(也即t3-t4时间段)结束。此时或非门e的输出信号Standby＝1，控制延时电路211工作，新的周期开始。

应理解，逻辑电路不仅限于上述的电路结构，能够实现上述控制方式的其他逻辑电路均能够代替逻辑电路213。

以上所述仅为本发明的优选实施例，并不用于限制本发明，对于本领域技术人员而言，本发明可以有各种改动和变化。凡在本发明的精神和原理之内所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims

1.一种开关型变换器，包括功率级电路和超音频控制电路，其中，所述功率级电路包括整流开关，所述整流开关被配置为具有第一导通时间以调节所述开关型变换器的输出信号；

2.根据权利要求1所述的开关型变换器，其特征在于，所述超音频控制电路根据所述占空比和所述开关频率调节所述第一导通时间，使得补偿信号在预定范围内变化，其中所述补偿信号表征反馈信号和参考信号的差值；

3.根据权利要求1所述的开关型变换器，其特征在于，所述超音频控制电路还被配置为根据反馈信号调节所述第一导通时间，以提高响应速度。

4.根据权利要求1所述的开关型变换器，其特征在于，所述超音频控制电路被配置为在轻载或空载模式下控制所述开关型变换器。

5.根据权利要求1所述的开关型变换器，其特征在于，所述功率级电路还包括功率开关，所述超音频控制电路被配置为在所述第一导通时间结束后控制所述功率开关导通第三导通时间。

6.根据权利要求5所述的开关型变换器，其特征在于，所述超音频控制电路控制所述第三导通时间为预定值。

7.根据权利要求5所述的开关型变换器，其特征在于，所述超音频控制电路被配置为在所述第三导通时间结束后控制所述整流开关导通第二导通时间以将电感电流进行续流。

8.根据权利要求7所述的开关型变换器，其特征在于，所述超音频控制电路被配置为在所述电感电流续流至预定值后控制所述功率开关和所述整流开关保持关断预定的待机时间。

9.根据权利要求1所述的开关型变换器，其特征在于，所述超音频控制电路包括：

延时电路，被配置为生成第一置位信号；

10.根据权利要求9所述的开关型变换器，其特征在于，所述逻辑电路还被配置为根据所述整流开关和所述功率开关的控制信号生成待机状态信号。

11.根据权利要求10所述的开关型变换器，其特征在于，所述延时电路在接收到有效的待机状态信号时开始计时，在预定的待机时间后生成所述第一置位信号。

12.根据权利要求9所述的开关型变换器，其特征在于，所述调节电路包括：

13.根据权利要求12所述的开关型变换器，其特征在于，所述第一参考阈值和所述第二参考阈值为相等的偏置电压信号；

14.根据权利要求9所述的开关型变换器，其特征在于，所述调节电路还包括：

15.根据权利要求12所述的开关型变换器，其特征在于，所述反馈调节信号生成电路包括：

第一开关，连接在第一端和所述比较器的第一输入端；

第二开关；

第一晶体管，连接在所述第一端与接地端之间；

所述参考调节信号生成电路包括：

第二晶体管，连接在第二端与接地端之间；

电阻，连接在所述比较器的第二输入端与所述第二端之间。

16.根据权利要求9所述的开关型变换器，其特征在于，所述逻辑电路包括：

17.一种开关型变换器的控制电路，包括：

18.根据权利要求17所述的控制电路，其特征在于，所述超音频控制电路还被配置为根据所述反馈信号调节所述第一导通时间，以提高响应速度。

19.根据权利要求17所述的控制电路，其特征在于，所述超音频控制电路被配置为在轻载或空载模式下控制所述开关型变换器。

20.根据权利要求17所述的控制电路，其特征在于，所述超音频控制电路还被配置为在所述第一导通时间结束后控制所述功率开关导通第三导通时间。

21.根据权利要求17所述的控制电路，其特征在于，所述超音频控制电路被配置为在所述第三导通时间结束后控制所述整流开关导通第二导通时间以将电感电流进行续流。

22.根据权利要求21所述的控制电路，其特征在于，所述超音频控制电路被配置为在所述电感电流续流至预定值后控制所述功率开关和所述整流开关保持关断预定的待机时间。