CN106329924B - 一种提高负载瞬态响应性能的*** - Google Patents

一种提高负载瞬态响应性能的*** Download PDF

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Abstract

本发明属于直流‑直流转换领域，尤其涉及一种提高负载瞬态响应性能的***。***包括：PWM控制单元，与电源输入端连接，产生控制信号，并且利用控制信号改变电源输出端的电流和电压；补偿单元，藕接于PWM控制单元、电源输出端之间，根据电源输出端的电流和电压、电源输入端的电流和电压进行斜率补偿，并且PWM控制单元根据补偿的斜率产生控制信号；采样单元，藕接于补偿单元、电源输出端之间，采样电源输出端的电压和电流；调节单元，分别与PWM控制单元、补偿单元、采样单元连接，当电源输出端的电流或电压发生变化时，采样单元对电源输出端的电压做运算，得到电压变化量，调节单元减小电压变化量，PWM控制单元根据减小的电压变化量产生控制信号。

Description

一种提高负载瞬态响应性能的***
技术领域
本发明属于直流-直流转换领域，尤其涉及一种提高负载瞬态响应性能的***。
背景技术
目前，BUCK类DC/DC转换器的拓扑结构通常分为非隔离BUCK、正激、半桥和全桥等类型，上述类型的BUCK类DC/DC转换器拓扑结构的都包含脉宽调制器(Pulse WidthModulator ，PWM)控制环路，在负载电流快速变化时，由于输出滤波电感和控制环路的滞后效应，使得输出电压产生很大偏离幅度、并且需要较长时间才能恢复到初始设定值。为了解决这个问题，传统方案是将很多个滤波电容并联使用，这种方法虽然能够有效地控制输出电压的偏离幅度，但是反应速度很慢，而且由于使用了大量的滤波电容，导致体积增大，成本增加。
发明内容
针对现有技术存在的问题，本发明提供了一种BUCK类DC/DC转换器提高负载瞬态响应性能的***，该***快速响应负载电流变化、减小输出电压的偏差幅度，同时能够降低外部储能电容的总需求容量。
本发明采用如下技术方案：
一种提高负载瞬态响应性能的***，应用于电流型PWM控制的Buck 直流-直流电路中，所述***包括：
电源输入端和电源输出端；
PWM控制单元，与所述电源输入端连接，产生控制信号，并且利用所述控制信号改变所述电源输出端的电流和电压；
补偿单元，藕接于所述PWM控制单元、所述电源输出端之间，根据所述电源输出端的电流和电压、所述电源输入端的电流和电压进行斜率补偿，并且所述PWM控制单元根据补偿的斜率产生所述控制信号；
采样单元，藕接于所述补偿单元、所述电源输出端之间，采样所述电源输出端的电压和电流；
调节单元，分别与所述PWM控制单元、所述补偿单元、所述采样单元连接，以及；
当所述电源输出端的电流或电压发生变化时，所述采样单元对所述电源输出端的电压做运算，得到电压变化量，所述调节单元减小所述电压变化量，所述PWM控制单元根据减小的所述电压变化量产生所述控制信号。
优选的，所述PWM控制单元包括：
第一晶体管，藕接于所述电源输入端和所述补偿单元之间；
第二晶体管，藕接于所述第一晶体管和一接地端之间；
MOSFET驱动电路，分别与所述第一晶体管、所述第二晶体管的栅极连接，根据所述控制信号控制所述第一晶体管、所述第二晶体管的导通与截止；
PWM发生器，所述PWM发生器的正向端与所述补偿单元连接，所述PWM发生器的反向端与所述调节单元连接，所述PWM发生器的输出端与所述MOSFET驱动电路连接，产生所述控制信号。
优选的，所述MOSFET驱动电路包括触发器，和/或所述PWM发生器为比较器。
优选的，所述补偿单元包括：
滤波电感，与所述PWM控制单元连接；
第一运算放大器，所述第一运算放大器的正向端与所述滤波电感连接，所述第一运算放大器的反向端与所述电源输出端连接，所述第一运算放大器的输出端与所述PWM控制单元连接；以及
根据所述滤波电感的电感电流计算需要补偿斜率的补偿电压，将所述补偿电压和所述第一运算放大器输出端输出的值通过电压环叠加，得到合成信号，所述PWM控制单元根据所述合成信号产生所述控制信号。
优选的，所述补偿单元补偿的斜率大于所述电感电流下降斜率的二分之一。
优选的，所述采样单元包括：
第一分压电阻和第二分压电阻，所述第一分压电阻和所述第二分压电阻串联后藕接于所述电源输出端和一接地端之间；
跨导运算放大器，所述跨导运算放大器的反向端分别与所述第一分压电阻、所述第二分压电阻连接，所述跨导运算放大器的正向端接入一参考电压；以及
所述跨导运算放大器通过所述第一分压电阻和/或所述第二分压电阻采样所述电源输出端的分压，利用所述运算放大器的分压和所述参考电压作运算，得到所述电压变化量。
优选的，所述调节单元包括：
MOS管，所述MOS管的源极与一电源连接，所述MOS管的栅极与所述采样单元连接，所述MOS管的漏极通过一第三电阻与所述PWM控制单元连接；
第一PMOS管，所述第一PMOS管的源极与所述电源连接，所述第一PMOS管的栅极与所述第一PMOS管的漏极连接；
第二PMOS管，所述第二PMOS管的源极与所述电源连接，所述第二PMOS管栅极与所述第一PMOS管的栅极连接，所述第二PMOS管的漏极与所述PWM控制单元连接；
NMOS管，所述NMOS管的源极与所述第一PMOS管的漏极连接，所述NMOS管的漏极通过一第四电阻与一接地端连接；
第二运算放大器，所述第二运算放大器的同相端与所述补偿单元连接，所述第二运算放大器的反向端通过所述第四电阻与所述接地端连接，所述第二运算放大器的输出端与所述NMOS管的栅极连接；
共源共栅电流镜，一电流源与所述共源共栅电流镜中的一晶体管的源极连接，所述共源共栅电流镜中的另一晶体管的源极分别与所述第三电阻、所述PWM控制单元、所述第二PMOS管的漏极连接。
优选的，当所述电源输出端的电流由Iout1变化至Iout2时，所述电压变化量△VC的公式为：
；
其中，VC2为所述电源输出端的电流为Iout2时，所述MOS管栅极的电压，VC1为所述电源输出端的电流为Iout1时，所述MOS管栅极的电压，VCO2为所述电源输出端的电流为Iout2时，所述调节单元输出至所述PWM控制单元的电压，VCO1为所述电源输出端的电流为Iout1时，所述调节单元输出至所述PWM控制单元的电压，K为与所述第二运算放大器和所述补偿单元相关的常数，R3为第三电阻的阻值。
本发明的有益效果是：
本发明通过增加一调节单元，将负载电流的变化量减小，甚至无影响以改善PWMDC-DC转换电路中负载瞬态响应性能，本发明能够通过谐波补偿减小谐波带来的次谐波震荡问题，并且本发明的电路设计较为简单，便于实施。
附图说明
通过阅读参照以下附图对非限制性实施例所作的详细描述，本发明及其特征、外形和优点将会变得更加明显。在全部附图中相同的标记指示相同的部分。并未可以按照比例绘制附图，重点在于示出本发明的主旨。
图1为本发明实施例一的电流模式PWM BUCK DC-DC转换电路的拓扑图；
图2a-2c为本发明斜率补偿的原理示意图；
图3为本发明实施例二中改进的PWM BUCK DC-DC转换电路的拓扑图。
具体实施方式
需要说明的是，在不冲突的情况下，下述技术方案，技术特征之间可以相互组合。
本发明提供了一种提高负载瞬态响应性能的***，如下实施例的***均以Buck型DC - DC 转换电路进行举例说明，Buck 型DC - DC 转换电路设计中常采用PWM 反馈控制方式以调节输出电压或电流。本实施例的PWM 控制方式采用电流模式控制，电流模式控制方式可以为电流内环和电压外环双环控制,输入电压和负载的变化将首先反应在滤波电感电流上,在输入电压或负载改变时具有更快的响应速度。电流模式控制方式有峰值电感电流控制和平均电感电流控制两种方式。
本实施例中描述的峰值电感电流控制由于其优点被广泛应用，但其存在固有的开环不稳定现象,在提高快速性的同时,也带来了稳定性的问题。当输入电压降至一个接近输出电压的值时,占空比向最大导通时间增加,输入电压的进一步降低将使主开关在超过一个周期的时间里保持导通状态,直到占空比达100 % ,这时电路可能会发生子谐波振荡,需要通过一个斜率补偿电路来保持这种恒定架构的稳定性,在大占空比情况下是通过给电感电流信号增加一个补偿斜率来实现的。
下面结合附图和具体的实施例对本发明作进一步的说明，但是不作为本发明的限定。
实施例一
本实施例的一种提高负载瞬态响应性能的***，该***可以包括电源输入端IN、电源输出端OUT，PWM控制单元，补偿单元和采样单元，本实施例的***以电流型PWM BUCK直流-直流（DC-DC）转换电路进行举例说明。
如图1所示，PWM控制单元包括一通常内部集成有PWM发生器（图1中表示为PWM）、MOSFET驱动电路（Driver circuit）以及其它诸如基准电压源、软启动等辅助功能电路；第一晶体管Q1和第二晶体管Q2分别为控制开关管和续流开关管，通常为MOSFET，第一晶体管Q1和第二晶体管Q2根据MOSFET驱动电路的驱动信号导通与截止。
补偿单元包括：电感L为输出滤波电感，可以等效为理想电感和等效直流电阻串联；斜率补偿回路（图中未示出），利用电感电流IL、电感电压进行斜率补偿；第一运算放大器OPAMP1，第一运算放大器OPAMP1的两个输入端并联在第一电阻Rs上，将电感电压和输出端电压作为第一运算放大器OPAMP1的两个输入端的输入值，第一运算放大器OPAMP1通过放大运算得到输出值Vsense，并且将第一运算放大器OPAMP1的输出值Vsense和补偿斜率Mc的斜率补偿电压Vslope作为电压环的两个输入进行叠加，得到PWM发生器正向输入端的输入值Vsum。
采样单元包括第一分压电阻R1和第二分压电阻R2，第一分压电阻R1通常称之为上分压电阻、第二分压电阻R2为下分压电阻；跨导运算放大器OTA，跨导运算放大器OTA的反向端采样分压电阻的分压FB作为跨导运算放大器OTA的反向输入端的输入值，跨导运算放大器OTA的正向端输入一参考电压VREF，跨导运算放大器OTA对参考电压VREF和采样的分压FB做比较运算，跨导运算放大器OTA的输出端连接PWM发生器的反向端，跨导运算放大器OTA的输出值作为PWM发生器的基准电压。
基于上述***中各个子单元的结构，下面对各个子单元中器件之间的连接关系及工作原理进行说明：
PWM控制单元中，第一晶体管Q1藕接在电源输入端和滤波电感L之间，第一晶体管的Q1的栅极与MOSFET驱动电路连接，第二晶体管Q2藕接于滤波电感L与第一晶体管Q1形成的节点和接地端之间，并且第二晶体管Q2的栅极也与MOSFET驱动电路连接，MOSFET驱动电路产生驱动信号，控制第一晶体管Q1和第二晶体管Q2的导通与截止，即MOSFET驱动电路通过改变第一晶体管Q1和第二晶体管Q2的占空比，进而调节电源输出端OUT的输出电流IOUT和输出电压VOUT。
本实施例中，PWM发生器可以是一比较器，PWM发生器的输出端与MOSFET驱动电路连接，MOSFET驱动电路产生的驱动信号是根据PWM发生器输出端输出的值产生的。
滤波电感藕接于第一电阻Rs和第一晶体管Q1之间，第一运算放大器OPAMP1的正向端与滤波电感连接，第一运算放大器OPAMP1
的反向端与电源输出端OUT连接，第一运算放大器OPAMP1将滤波电感电压和电源输出端电压Vout做比较后进行放大运算，得到第一运算放大器OPAMP1的输出电压值Vsense，根据电感电流IL和电感电压的斜率M1、M2得到补偿斜率Mc，并且计算该补偿斜率Mc对应的斜率补偿电压的值Vslope，将Vsense和Vslope作为电压环的两个输入值，叠加得到PWM发生器正向输入端的输入值Vsum。
跨导运算放大器OTA的输出端与PWM发生器的反向输入端连接，并且，跨导运算放大器OTA的输出端还通过一第二电阻Rc和电容Cc接地。跨导运算放大器OTA将电源输出端电压Vout的分压与一参考电压VREF做比较运算得到的值Vc作为PWM发生器反向端的输入，以用于后续的MOSFET驱动电路的控制。
上述的“斜率补偿”是指用电流控制方式时，将一部分锯齿波电压加到控制信号上，以改进控制特性，包括消除谐波振荡。开关电源以其高效率、小体积等优点获得了广泛的应用，电流型PWM具有更好的电压调整率和负载调整率，***的稳定性和动态特性也得到明显的改善。电流模式的BUCK DC-DC变换器工作在占空比大于50%和连续电感电流的条件下，会产生谐波振荡，现将其基本的补偿原理分析如下：谐波振荡产生的原因是：如图2a-图2b所示，在t0时刻，第一晶体管Q1和第二晶体管Q2导通，使电感电流以斜率m1上升,该斜率是输跨导运算放大器输出端的输出电压Vc1与电源输出端的电流Iout1的函数的斜率。t1时刻，电感电流IL取样输入达到由控制电压建立的门限，第一晶体管Q1和第二晶体管Q2关断，此时，电流以跨导运算放大器输出端的输出电压Vc2与电源输出端的电流Iout2的函数的斜率m2下降,直到下一个振荡周期开始。
由于增加了电流内环控制，电感电流采样后，合成信号Vsum与跨导运算放大器OTA的输出Vc送入PWM 发生器比较, 跨导运算放大器OTA的电压进入PWM 发生器参与占空比的调节,经过RS 触发器等MOSFET驱动单元，有效保证输出电源输出端Vout 的稳定。其中占空比D = Vout / Vin，Vin为电源输入端电压。峰值电感电流调节***有其固有的局限性，例如，振荡器的一路输出控制电压可以对应占空比的变化。
在N 个周期后,如果斜率m2 < m1 ，即占空比小于50 % 时，峰值电感电流的扰动收敛; 如果m2 > m1 , 即占空比大于50 % 时,峰值电感电流的扰动发散, 扰动在每个周期的放大后,使得***极不稳定, 所以未加斜率补偿的***电源的抗干扰性极差。加入补偿电流后的电感电流I L 后，如图2c 所示，当mc > 0. 5 m2 时，即斜波补偿的斜率必须要大于电感电流下降斜率的二分之一，斜率补偿可以使电感电流明显收敛，能很好地使***达到稳定，否则当***的占空比大于50%时会产生次谐波振荡。
实施例二
基于实施例一的基础上，本实施例的***增加了一个调节单元，该调节单元能够减小跨导运算放大器OTA输出电压Vc的变化量极大改善电流模式PWM DC-DC转换电路的负载瞬态响应性能，完全规避了减小斜波补偿带来的次谐波振荡的问题，并且电路实现较简单。
如图2a所示，负载电流Iout越大，跨导运算放大器OTA输出电压VC的值越大，当负载电流由IOUT1变化到IOUT2时时，对应的跨导运算放大器OTA输出电压VC的变化量为△VC。显然，当负载电流Iout变化时，对应的变化量△VC的值越小，DC-DC转换电路的负载瞬态响应性能越好。
如图3所示，本实施例的调节单元连接在跨导运算放大器OTA的输出端和PWM发生器之间，即将实施例一种的跨导运算放大器OTA的输出端和PWM发生器之间的连接断开，引入一调节单元连接一跨导运算放大器OTA的输出端和PWM发生器之间。
本实施例中，通过引入一个和负载电流正相关的变量，并把这个变量和跨导运算放大器OTA的输出做运算，使得当负载电流发生变化的时候，VC的变化量△VC大大减小，从而极大改善***的负载瞬态响应性能。
上述的调节单元包括：第一PMOS管PM1和第二PMOS管PM2，第一PMOS管PM1的源极与一电源VDD连接，第一PMOS管PM1的栅极与第一PMOS管PM1的漏极连接，第二PMOS管PM2的源极与电源VDD连接，第二PMOS管PM2的栅极与第一PMOS管PM1的栅极连接，第二PMOS管PM2的漏极与PWM发生器的反向端连接。
调节单元还包括：第二运算放大器OPAMP2，第二运算放大器OPAMP2的同相端与第一运算放大器的输出端连接；调节单元还包括NMOS管N1，NMOS管N1的源极与第一PMOS管PM1的漏极连接，NMOS管的栅极与第二运算放大器OPAMP2的输出端连接，NMOS管的源极与第二运算放大器OPAMP2的单向段连接，并且NMOS管的漏极还通过一第四电阻R4接地。
调节单元还包括一MOS管，该MOS管的栅极与跨导运算放大器OTA的输出端连接，MOS管的源极与电源VDD连接，MOS管的漏极通过一第三电阻R3与PWM发生器的反向端连接。
调节单元还包括一共源共栅电流镜，一电流源Ib接入一共源共栅电流镜晶体管的漏极，共源共栅电流镜的输出晶体管与第三电阻连接。
调节单元的工作原理为：
因为，其中Is为第二PMOS管的漏极电流，K为第一运算放大器OPAMP1和第二运算放大器OMAMP2决定的一放大系数。
藉由，其中，为MOS管M1的栅极和源极之间的电压，故可以通过上述两个公式推导出：
；
当负载电流由IOUT1变大到IOUT2时，
；其中，为Vc变化前后的值，为Vco变化前后的值。
同理，当负载电流由IOUT1变小到IOUT2时：
；
从上述公式可以看出在负载电流Iout变化的时候，△VC的值对比以前都变小了。选取合适的R3和k值，可以使得△VC的值接近于0，采用该方法可以极大改善负载瞬态响应并且可以完全忽略斜波补偿的影响。这样当负载变化的时候，VC值得波动就极小，那么***的负载瞬态响应的性能将得到极大改善。
综上所述，本发明通过增加一调节单元，将负载电流的变化量减小，甚至无影响以改善PWM DC-DC转换电路中负载瞬态响应性能，本发明能够通过谐波补偿减小谐波带来的次谐波震荡问题，并且本发明的电路设计较为简单，便于实施。
以上对本发明的较佳实施例进行了描述。需要理解的是，本发明并不局限于上述特定实施方式，其中未尽详细描述的设备和结构应该理解为用本领域中的普通方式予以实施；任何熟悉本领域的技术人员，在不脱离本发明技术方案范围情况下，都可利用上述揭示的方法和技术内容对本发明技术方案做出许多可能的变动和修饰，或修改为等同变化的等效实施例，这并不影响本发明的实质内容。因此，凡是未脱离本发明技术方案的内容，依据本发明的技术实质对以上实施例所做的任何简单修改、等同变化及修饰，均仍属于本发明技术方案保护的范围内。

Claims (7)

1.一种提高负载瞬态响应性能的***，其特征在于，应用于电流型PWM控制的Buck直流-直流电路中，所述***包括：
电源输入端和电源输出端；
PWM控制单元，与所述电源输入端连接，产生控制信号，并且利用所述控制信号改变所述电源输出端的电流和电压；
补偿单元，藕接于所述PWM控制单元、所述电源输出端之间，根据所述电源输出端的电流和电压、所述电源输入端的电流和电压进行斜率补偿，并且所述PWM控制单元根据补偿的斜率产生所述控制信号；
采样单元，藕接于所述补偿单元、所述电源输出端之间，采样所述电源输出端的电压和电流；
调节单元，分别与所述PWM控制单元、所述补偿单元、所述采样单元连接，以及；
当所述电源输出端的电流或电压发生变化时，所述采样单元对所述电源输出端的电压做运算，得到电压变化量，所述调节单元减小所述电压变化量，所述PWM控制单元根据减小的所述电压变化量产生所述控制信号；
所述补偿单元包括：
滤波电感，与所述PWM控制单元连接；
第一运算放大器，所述第一运算放大器的正向端与所述滤波电感连接，所述第一运算放大器的反向端与所述电源输出端连接，所述第一运算放大器的输出端与所述PWM控制单元连接；以及
根据所述滤波电感的电感电流计算需要补偿斜率的补偿电压，将所述补偿电压和所述第一运算放大器输出端输出的值通过电压环叠加，得到合成信号，所述PWM控制单元根据所述合成信号产生所述控制信号。
2.根据权利要求1所述的提高负载瞬态响应性能的***，其特征在于，所述PWM控制单元包括：
第一晶体管，藕接于所述电源输入端和所述补偿单元之间；
第二晶体管，藕接于所述第一晶体管和一接地端之间；
MOSFET驱动电路，分别与所述第一晶体管、所述第二晶体管的栅极连接，根据所述控制信号控制所述第一晶体管、所述第二晶体管的导通与截止；
PWM发生器，所述PWM发生器的正向端与所述补偿单元连接，所述PWM发生器的反向端与所述调节单元连接，所述PWM发生器的输出端与所述MOSFET驱动电路连接，产生所述控制信号。
3.根据权利要求2所述的提高负载瞬态响应性能的***，其特征在于，所述MOSFET驱动电路包括触发器，和/或所述PWM发生器为比较器。
4.根据权利要求1所述的提高负载瞬态响应性能的***，其特征在于，所述补偿单元补偿的斜率大于所述电感电流下降斜率的二分之一。
5.根据权利要求1所述的提高负载瞬态响应性能的***，其特征在于，所述采样单元包括：
第一分压电阻和第二分压电阻，所述第一分压电阻和所述第二分压电阻串联后藕接于所述电源输出端和一接地端之间；
跨导运算放大器，所述跨导运算放大器的反向端分别与所述第一分压电阻、所述第二分压电阻连接，所述跨导运算放大器的正向端接入一参考电压；以及
所述跨导运算放大器通过所述第一分压电阻和/或所述第二分压电阻采样所述电源输出端的分压，利用所述运算放大器的分压和所述参考电压作运算，得到所述电压变化量。
6.根据权利要求1所述的提高负载瞬态响应性能的***，其特征在于，所述调节单元包括：
MOS管，所述MOS管的源极与一电源连接，所述MOS管的栅极与所述采样单元连接，所述MOS管的漏极通过一第三电阻与所述PWM控制单元连接；
第一PMOS管，所述第一PMOS管的源极与所述电源连接，所述第一PMOS管的栅极与所述第一PMOS管的漏极连接；
第二PMOS管，所述第二PMOS管的源极与所述电源连接，所述第二PMOS管栅极与所述第一PMOS管的栅极连接，所述第二PMOS管的漏极与所述PWM控制单元连接；
NMOS管，所述NMOS管的源极与所述第一PMOS管的漏极连接，所述NMOS管的漏极通过一第四电阻与一接地端连接；
第二运算放大器，所述第二运算放大器的同相端与所述补偿单元连接，所述第二运算放大器的反向端通过所述第四电阻与所述接地端连接，所述第二运算放大器的输出端与所述NMOS管的栅极连接；
共源共栅电流镜，一电流源与所述共源共栅电流镜中的一晶体管的源极连接，所述共源共栅电流镜中的另一晶体管的源极分别与所述第三电阻、所述PWM控制单元、所述第二PMOS管的漏极连接。
7.根据权利要求6所述的提高负载瞬态响应性能的***，其特征在于，当所述电源输出端的电流由Iout1变化至Iout2时，所述电压变化量△VC的公式为：
△VC＝VC2-VC1＝(VCO2-VCO1)-k·(IOUT2-IOUT1)·R3；
其中，VC2为所述电源输出端的电流为Iout2时，所述MOS管栅极的电压，VC1为所述电源输出端的电流为Iout1时，所述MOS管栅极的电压，VCO2为所述电源输出端的电流为Iout2时，所述调节单元输出至所述PWM控制单元的电压，VCO1为所述电源输出端的电流为Iout1时，所述调节单元输出至所述PWM控制单元的电压，K为与所述第二运算放大器和所述补偿单元相关的常数，R3为第三电阻的阻值。
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