CN108449297B - 基于混杂***的相位分离差分混沌键控通信方法 - Google Patents

Abstract

本发明基于混杂***的相位分离差分混沌键控通信方法，步骤包括：步骤1、设置通信***参数；步骤2、准备待发送的二进制信息；步骤3、产生混沌信号；步骤4、准备发射信号；步骤5、接收信号解调；步骤6、对解调信号进行混沌匹配滤波；步骤7、最佳信噪比点抽样提取；步骤8、判断码元的极性，解码得到恢复信号，通信完成。本发明的方法，相比于传统DCSK方案，获得了更高的通信速率和更低的误码率；在复杂信道中低信噪比下仍能获得良好的误码性能，提高了通信设备的可靠性，并且可以实现对现有通信设备的兼容。

Description

基于混杂***的相位分离差分混沌键控通信方法

技术领域

本发明属于扩频通信技术领域，涉及一种基于混杂***的相位分离差分混沌键控通信方法。

背景技术

混沌信号由于其自相关类似脉冲信号、良好的抗多径和抗干扰能力、大信道容量、类噪声带来的保密性能等特点而被广泛应用于数字通信领域中。目前的混沌通信***可以被分为相干通信和非相干通信两种。其中，相干通信需要发射端和接收端混沌振子完全同步，难以应用于复杂的无线信道，尤其是多径信道中。非相干通信因其不需要混沌同步和信道估计得到了广泛关注，更适应复杂信道条件下的高可靠性通信。典型的非相干通信，如差分混沌键控(DCSK)调制技术，由于需要一半的码元周期传输参考信号而降低了通信速率。因此，研究人员更多关注如何提高DCSK通信速率，而对如何获得低误码率的研究相对较少，尤其是在兼容现有通信设备的前提下，寻找一种复杂信道中(如水下通信)能够实现高通信速率、低误码率的通信方案已成为亟需解决的技术难题。

发明内容

本发明的目的是提供一种基于混杂***的相位分离差分混沌键控通信方法，解决了现有技术在复杂信道中(如短波通信、水下通信)难以获得低误码率、高通信速率，并与现有通信设备不易兼容的问题。

本发明所采用的技术方案是，一种基于混杂***的相位分离差分混沌键控通信方法，按照以下步骤实施：

步骤1、设置通信***参数

设定发送信息的速率为R_b，单位是bit/s，对应的码元周期为T_b＝Δt·L，其中L＝n_sampN_s为扩频增益，n_samp为一个切换周期T_c内的抽样点数量，N_s为调制一比特信息所包含的切换周期数，Δt为抽样间隔，其中载波信号频率f_c>>1/Δt；

步骤2、准备待发送的二进制信息

待发送的二进制比特信息为B_n＝{b₁,b₂,…,b_n}，其中b_k为+1或-1，k＝1,2,…,n代表发射的第k位二进制比特信息；

步骤3、产生混沌信号u

采用如下混杂***模型产生混沌信号u：

其中t为***连续时间，

和

分别为混沌信号u(t)的一阶导数和二阶导数，当

当

s(t)保持不变，

其中的

参数ω＝2πf，β＝fln2，f＝1/(Δt·n_samp)为扩频信号基频率，离散状态s的切换周期为T_c＝2π/ω＝1/f；

步骤4、准备发射信号

对于第k位待发送的二进制比特信息，在码元周期(k-1)ΔtL≤t<kΔtL内，参考信号为u(t)乘以sin(2πf_ct)，信息承载信号为同样的u(t)乘以cos(2πf_ct)，再乘以待发送码元b_k(+1或-1)；通过调制器处理，将参考信号和信息承载信号的调制信号相加，得到最终调制完成的在码元周期(k-1)ΔtL≤t<kΔtL内的发射信号S_k(t)如下：

S_k(t)＝u(t)sin(2πf_ct)+b_ku(t)cos(2πf_ct)，(k-1)ΔtL≤t<kΔtL，k＝1,2,...,n，

至此，得到对于全部n个二进制码元对应的全部发送信号；

步骤5、接收信号解调

发射信号S_k(t)通过信道后在接收端得到接收信号v_k(t)，将该接收信号分别乘以sin(2πf_ct)和cos(2πf_ct)，分别得到解调参考信号v_1k(t)和解调信息承载信号v_2k(t)，表达式如下：

v_1k(t)＝v_k(t)sin(2πf_ct)＝(S_k(t)*h(t))sin(2πf_ct) Δt(k-1)L≤t＜ΔtkL

v_2k(t)＝v_k(t)cos(2πf_ct)＝(S_k(t)*h(t))cos(2πf_ct) Δt(k-1)L≤t＜ΔtkL，

其中，h(t)为信道的脉冲响应，*为卷积操作；

步骤6、对解调信号进行混沌匹配滤波

分别将解调参考信号v_1k(t)和解调信息承载信号v_2k(t)送入混沌匹配滤波器中进行混沌匹配滤波，分别得到解调参考信号和解调信息承载信号的匹配滤波输出信号x_1k(t)和x_2k(t)，(k-1)ΔtL≤t<kΔtL，匹配滤波输出信号表达式如下：

其中，x(t)为匹配滤波输出信号，v(t)为混沌匹配滤波器输入信号，τ表示积分变量，g(t-τ)表示信号g(t)延迟时间τ，上式右侧为输入信号v(t)与基函数g(t)的卷积，

基函数g(t)如下式：

步骤7、最佳信噪比点抽样提取

匹配滤波输出信号x_1k(t)和x_2k(t)分别包含N_s个最大信噪比点，按照T_b/N_s周期对匹配滤波输出信号抽样，见下式：

其中i为正整数，z_1k和z_2k分别为参考信号和信息承载信号经过匹配滤波器解调输出的最大信噪比点抽样序列；

步骤8、判断码元的极性

对于第k个信息比特，利用z_1k和z_2k离散相关得到Z_k，离散相关操作按照下式进行计算：

计算得到的相关器输出按照下式恢复比特信息

至此，解码得到恢复信号，通信完成。

本发明的有益效果是，包括以下几个方面：

1)本发明不需要混沌同步、信道估计和复杂的均衡这类传统无线通信中常用的技术手段。与其他改进的差分混沌键控调制方案相比，所提方案无需使用精确延迟和开关组件，易于实际通信设备的实现；

2)本发明使用正交信号调制参考信号和信息承载信号，相较于传统DCSK通信方案，获得了双倍的通信速率和频带利用率；

3)本发明将混沌信号频谱搬移至载波信号中心频率附近，有效兼容现有的通信设备，适用于短波通信、水下通信等复杂窄带通信信道，在不增加通信设备复杂性的前提下实现了比传统DCSK更高的通信速率和更低的误码率；

4)本发明使用了混沌匹配滤波器，有效地减小了噪声影响。同时，最佳信噪比点抽样近一步降低了噪声影响，在低信噪比下仍能有效解码，提高了设备可靠性。

附图说明

图1是本发明方法的通信***结构框图；

图2是本发明方法中发送的数字信号‘+1’和‘-1’；

图3是本发明方法在混杂***中产生的混沌信号及对应的离散符号；

图4是本发明方法调制的发射信号；

图5是本发明方法经过信道后接收的信号；

图6是本发明方法的解调出的参考信号和信息承载信号；

图7是本发明方法的混沌基函数；

图8是本发明方法的混沌匹配滤波输出信号及最佳采样点；

图9是高斯白噪声信道下的误码率；

图10是多径衰减信道下的误码性能；

图11调制信号频谱。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施方式对本发明进行详细说明。

参照图1，本发明方法的工作原理是，一个二进制码元周期的调制信号由正交的参考信号和信息承载信号相加组成，其中一个码元周期内产生的混沌信号u(t)乘以载频sin(2πf_ct)信号作为参考信号；相同的混沌信号u(t)乘以载频cos(2πf_ct)，再乘以需要发送的二进制码元b_k，即数字信号B_n＝{b₁,b₂,......,b_n}中的一位作为信息承载信号。将正交的参考信号u(t)sin(2πf_ct)与信息承载信号b_ku(t)cos(2πf_ct)相加，得到包含二进制码元b_k的调制信号S_k(t)，k＝1,2,…,n，依此得到对于全部n个二进制码元对应的全部发送信号。发送的调制信号S_k(t)经过信道后在接收端得到接收信号v_k(t)，该接收信号分别乘以sin(2πf_ct)和cos(2πf_ct)得到解调参考信号v_1k(t)和解调信息承载信号v_2k(t)。分别将解调参考信号v_1k(t)和解调信息承载信号v_2k(t)送入混沌匹配滤波器中进行滤波，得到滤波器的输出信号x_1k(t)和x_2k(t)，将滤波输出信号x_1k(t)和x_2k(t)按照T_b/N_s周期进行抽样得到抽样序列z_1k和z_2k，对抽样序列进行离散相关，相关输出进行判决处理，判决门限值设为零，得到第k个码元的最终恢复信息，对k＝1,2,…,n全部处理完毕，完成n个码元的传输。

基于上述的原理，本发明的方法按照以下步骤具体实施：

步骤1、设置通信***参数

设定发送信息的速率为R_b，单位是bit/s，对应的码元周期为T_b＝Δt·L，其中L为扩频增益，L＝n_sampN_s，n_samp为一个切换周期T_c内的抽样点数量，N_s为调制一比特信息所包含的切换周期数量，N_s＝T_b/T_c，Δt为抽样间隔，其中载波中心频率f_c>>1/Δt；

实施例中，发送信息的速率为R_b＝1bit/s，码元周期T_b＝1s，扩频增益L＝256，n_samp＝64，T_c＝0.25s，N_s＝4，载波中心频率f_c＝10000Hz；

步骤2、准备待发送的二进制信息

预置待发送的二进制比特信息为B_n，B_n＝{b₁,b₂,…,b_n}，其中b_k为+1或-1，k＝1,2,…,n代表发射的第k位二进制比特信息。

实施例中假设只发送两个码元B_n＝{+1,-1}，可以看到如图2所示的码元‘+1’和‘-1’都持续了一个码元周期，即1s；

步骤3、产生混沌信号u

采用如下混杂***模型产生混沌信号u：

其中，t为***连续时间，

和

分别为混沌信号u(t)的一阶导数及二阶导数，当

当

s(t)保持不变，

其中的

参数ω＝2πf，β＝fln2，f＝1/(Δt·n_samp)为扩频信号基频率，离散状态s的切换周期为T_c＝2π/ω＝1/f；

如图3所示，按照步骤1的实施例设定参数产生的混沌信号，实线为连续的混沌信号，其中u(t)的初值为0.842，虚线为嵌入其中的离散符号。由于***基频f＝1/(Δt·n_samp)＝1/(T_b/L·n_samp)＝4Hz，图3显示出在1s内产生了4个离散符号；

步骤4、准备发射信号

对于第k位待发送的二进制比特信息，在码元周期(k-1)ΔtL≤t<kΔtL内，参考信号为u(t)乘以sin(2πf_ct)，信息承载信号为同样的u(t)乘以cos(2πf_ct)，再乘以待发送码元b_k(+1或-1)；通过调制器处理，将参考信号和信息承载信号的调制信号相加，得到最终调制完成的在码元周期(k-1)ΔtL≤t<kΔtL内的发射信号S_k(t)如下：

S_k(t)＝u(t)sin(2πf_ct)+b_ku(t)cos(2πf_ct)， (3)

式(3)中，(k-1)ΔtL≤t<kΔtL，k＝1,2,...,n，

至此，得到对于全部n个二进制码元对应的全部发送信号；

实施例中，对于第1位待发送的二进制信息“+1”，码元周期[0,1)s发送u(t)sin(2πf_ct)作为调制参考信号，发送u(t)cos(2πf_ct)信号乘以二进制信息“+1”，作为调制信息承载信号，得到第一个比特信息“+1”的调制信号为S₁(t)＝u(t)sin(2πf_ct)+u(t)cos(2πf_ct)，t∈[0,1)s。同理，对于第2位待发送的二进制信息“-1”，码元周期[1,2)s发送u(t)sin(2πf_ct)作为调制参考信号，发送u(t)cos(2πf_ct)信号乘以二进制信息“-1”，作为调制信息承载信号，得到第二个比特信息“-1”的调制信号为S₂(t)＝u(t)sin(2πf_ct)-u(t)cos(2πf_ct)，t∈[1,2)s。

如图4所示，其中虚线表示调制参考信号，折线表示调制信息承载信号，实线表示最终调制信号；

步骤5、接收信号解调

发射信号S_k(t)通过信道后在接收端得到接收信号v_k(t)，k＝1,2，将该接收信号分别乘以sin(2πf_ct)和cos(2πf_ct)，分别得到解调参考信号v_1k(t)和解调信息承载信号v_2k(t)，两个表达式如下：

v_1k(t)＝v_k(t)sin(2πf_ct)＝(S_k(t)*h(t))sin(2πf_ct) Δt(k-1)L≤t＜ΔtkL

v_2k(t)＝v_k(t)cos(2πf_ct)＝(S_k(t)*h(t))cos(2πf_ct) Δt(k-1)L≤t＜ΔtkL，

其中，h(t)为信道的脉冲响应，*为卷积操作；

实施例中，信道为水声信道模型，发射信号经过信道受到信道中噪声、多径传输和衰减等影响，接收端接收信号发生了严重畸变。如图5所示，其中虚线为发射信号，实线为放大70倍的接收信号v_k(t)。将接收信号v_k(t)分别乘以sin(2πf_ct)和cos(2πf_ct)得到解调参考信号v_1k(t)和解调信息承载信号v_2k(t)，如图6所示。其中虚线为解调参考信号，实线为解调信息承载信号；

步骤6、对解调信号进行混沌匹配滤波

分别将解调参考信号v_1k(t)和解调信息承载信号v_2k(t)送入混沌匹配滤波器中进行混沌匹配滤波，分别得到解调参考信号和解调信息承载信号的匹配滤波输出信号x_1k(t)和x_2k(t)，(k-1)ΔtL≤t<kΔtL，匹配滤波输出信号表达式如下：

其中，x(t)为匹配滤波输出信号，v(t)为混沌匹配滤波器输入信号，τ表示积分变量，g(t-τ)表示信号g(t)延迟时间τ，式(4)右侧为输入信号v(t)与基函数g(t)的卷积，

基函数g(t)如下式：

实施例中，混沌匹配滤波器中基函数的g(t)如图7所示。将步骤5中的v_1k(t)和v_2k(t)送入式(4)所示的混沌匹配滤波器得到匹配滤波输出信号x_1k(t)和x_2k(t)如图8所示，虚线和实线分别为匹配滤波信号x_1k(t)和x_2k(t)，可以看到混沌匹配滤波器有效地减小了噪声影响。

步骤7、最佳信噪比点抽样提取

匹配滤波输出信号x_1k(t)和x_2k(t)分别包含N_s个最大信噪比点，按照T_b/N_s周期对匹配滤波输出信号抽样，见下式：

其中，i为正整数，z_1k和z_2k分别为参考信号和信息承载信号经过匹配滤波解调输出的最大信噪比点抽样序列；

实施例中，按照式(6)对匹配滤波信号抽样取得最大信噪比点序列，对于第一个码元周期[0,1)s，计算出的抽样时刻为0.125s，0.375s，0.625s，0.875s。对于第二个码元周期[1,2)s，抽样时刻为1.125s，1.375s，1.625s，1.875s，如图8中五角星符号所示。

对于第一个码元周期[0,1)s，对应的抽样序列为：

z₁₁＝[0.0329,0.0403,0.0328,-0.0546]，

z₂₁＝[0.0331,0.0365,0.0326,-0.0594]；

对于第二个码元周期[1,2)s，对应的抽样序列为：

z₁₂＝[0.0481,-0.0439,0.0422,0.0503],

z₂₂＝[-0.0287,0.0533,-0.0396,-0.0463]；

步骤8、判断码元的极性

对于第k个信息比特，利用z_1k和z_2k离散相关得到Z_k，离散相关操作按照下式进行计算：

计算得到的相关器输出按照下式恢复比特信息

至此，解码得到恢复信号，通信完成，

对照本实施例，对于第一个码元，按照式(7)、式(8)可得Z₁＝0.0069>0，则

同理，第二个码元，Z₂＝-0.0077<0，则

最终恢复得到的比特信息为

仿真验证：

1)高斯白噪声信道误码率

相比于传统差分混沌键控(DCSK)方案使用的logistic映射，本发明使用了混杂***产生的混沌信号和对应的混沌匹配滤波器，有效地抑制了噪声干扰。同时，最佳信噪比点采样进一步减小了噪声影响，获得了更低的误码率。仿真采用高斯白噪声(AWGN)信道，扩频增益L＝256，n_samp＝64，N_s＝4，载频中心频率f_c＝1800Hz，数/模转换器采样频率f_s＝96000Hz。对比方案采用DCSK方案，其中混沌信号由逻辑映射产生。仿真结果如图9所示，本发明方案相较于传统DCSK方案具有约6dB的误码性能提升及双倍的通信速率。在低信噪比下，本发明仍具有较好的误码率性能。

2)多径信道误码率

相比于高斯信道，多径衰减信道环境更加复杂，对通信设备可靠性提出了更高的要求。仿真采用多径信道模型，通信参数设置与高斯信道相同，信道时延为[0,0.0042,0.0096]s，衰减强度为[0-3-6]dB。图10为多径衰减信道下本发明与DCSK方案误码率对比，可以看到即使在信噪比较大时，DCSK方案仍然不能得到较低的误码率，本发明能够在复杂信道下保证通信设备的可靠性。

图11是调制信号频谱，可见本发明调制信号频谱搬移至载频中心频率附近，可以实现对现有通信设备的兼容。

综上所示，本发明通过采用特殊的混沌***和对应的混沌匹配滤波器，利用正交信号将参考信号和信息承载信号调制在同一码元周期内传输；相较于传统DCSK方案，本发明不但具有双倍的通信速率，而且获得了更低的误码率；正交载频信号使调制信号频谱搬移至载频中心频率附近，有效兼容现有通信设备。

Claims (4)

1.一种基于混杂***的相位分离差分混沌键控通信方法，其特征在于，按照以下步骤实施：

步骤1、设置通信***参数

设定发送信息的速率为R_b，单位是bit/s，对应的码元周期为T_b＝Δt·L，其中L为扩频增益，L＝n_sampN_s，n_samp为一个切换周期T_c内的抽样点数量，N_s为调制一比特信息所包含的切换周期数量，N_s＝T_b/T_c，Δt为抽样间隔，其中载波中心频率f_c>>1/Δt；

步骤2、准备待发送的二进制信息

预置待发送的二进制比特信息为B_n，B_n＝{b₁,b₂,…,b_n}，其中b_k为+1或-1，k＝1,2,…,n代表发射的第k位二进制比特信息；

步骤3、产生混沌信号u

采用如下混杂***模型产生混沌信号u：

其中，t为***连续时间，

和

分别为混沌信号u(t)的一阶导数及二阶导数，当

s(t)＝sgn(u(t))；当

s(t)保持不变，

其中的

参数ω＝2πf，β＝fln2，f＝1/(Δt·n_samp)为扩频信号基频率，离散状态s的切换周期为T_c＝2π/ω＝1/f；

步骤4、准备发射信号

对于第k位待发送的二进制比特信息，在码元周期(k-1)ΔtL≤t<kΔtL内，参考信号为u(t)乘以sin(2πf_ct)，信息承载信号为同样的u(t)乘以cos(2πf_ct)，再乘以待发送码元b_k；通过调制器处理，将参考信号和信息承载信号的调制信号相加，得到最终调制完成的在码元周期(k-1)ΔtL≤t<kΔtL内的发射信号S_k(t)如下：

S_k(t)＝u(t)sin(2πf_ct)+b_ku(t)cos(2πf_ct)， (3)

式(3)中，(k-1)ΔtL≤t<kΔtL，k＝1,2,...,n，

至此，得到对于全部n个二进制码元对应的全部发送信号；

步骤5、接收信号解调

发射信号S_k(t)通过信道后在接收端得到接收信号v_k(t)，k＝1,2，将该接收信号分别乘以sin(2πf_ct)和cos(2πf_ct)，分别得到解调参考信号v_1k(t)和解调信息承载信号v_2k(t)，两个表达式如下：

v_1k(t)＝v_k(t)sin(2πf_ct)＝(S_k(t)*h(t))sin(2πf_ct) ， Δt(k-1)L≤t＜ΔtkL，

v_2k(t)＝v_k(t)cos(2πf_ct)＝(S_k(t)*h(t))cos(2πf_ct) ， Δt(k-1)L≤t＜ΔtkL，

其中，h(t)为信道的脉冲响应，*为卷积操作；

步骤6、对解调信号进行混沌匹配滤波

分别将解调参考信号v_1k(t)和解调信息承载信号v_2k(t)送入混沌匹配滤波器中进行混沌匹配滤波，分别得到解调参考信号和解调信息承载信号的匹配滤波输出信号x_1k(t)和x_2k(t)，(k-1)ΔtL≤t<kΔtL，匹配滤波输出信号表达式如下：

其中，x(t)为匹配滤波输出信号，v(t)为混沌匹配滤波器输入信号，τ表示积分变量，g(t-τ)表示信号g(t)延迟时间τ，式(4)右侧为输入信号v(t)与基函数g(t)的卷积，

基函数g(t)如下式：

步骤7、最佳信噪比点抽样提取

匹配滤波输出信号x_1k(t)和x_2k(t)分别包含N_s个最大信噪比点，按照T_b/N_s周期对匹配滤波输出信号抽样，见下式：

其中，i为正整数，z_1k和z_2k分别为参考信号和信息承载信号经过匹配滤波解调输出的最大信噪比点抽样序列；

步骤8、判断码元的极性

对于第k个信息比特，利用z_1k和z_2k离散相关得到Z_k，离散相关操作按照下式进行计算：

计算得到的相关器输出按照下式恢复比特信息

至此，解码得到恢复信号，通信完成。

2.根据权利要求1所述的基于混杂***的相位分离差分混沌键控通信方法，其特征在于，所述的步骤1中，发送信息的速率为R_b＝1bit/s，码元周期T_b＝1s，扩频增益L＝256，n_samp＝64，T_c＝0.25s，N_s＝4，载波中心频率f_c＝10000Hz。

3.根据权利要求2所述的基于混杂***的相位分离差分混沌键控通信方法，其特征在于，所述的步骤2中，只发送两种码元B_n＝{+1,-1}。

4.根据权利要求3所述的基于混杂***的相位分离差分混沌键控通信方法，其特征在于，所述的步骤3中，u(t)的初值为0.842，***基频f＝1/(Δt·n_samp)＝1/(T_b/L·n_samp)＝4Hz。

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