CN108132376A - 模块式变压器铁芯接地电流在线监测装置 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种模块式变压器铁芯接地电流在线监测装置，特征是测量用电流互感器的出信号线串接了数个不同的取样电阻，通过微处理器控制的模拟开关短接不同的电阻，实现不同测量量程的切换。专门设计的单电源绝对值电路，将取样电阻上的交流电压转为直流脉动电压，经阻容滤波后得到较平滑的直流电压，无需放大，直接输入AD转换器。AD转换器的数字量输出送入微处理器，经微处理器运算处理后，即可得到高精度的电流测量值。独创的动态迟滞滤波算法，使测量装置具备优异的抗干扰性，充分保证了测量数据的精准稳定。电路与结构精简的模块化形式，大幅度降低了成本。既可与专用二次仪表配套使用，也可与上位机组成远程在线监测***。
Description
技术领域
本发明属于电力电子技术领域，涉及一种模块式变压器铁芯接地电流监测装置。
背景技术
电力变压器是电力***中关键的设备之一，它的正常运行是电力***能够正常供电的重要保证。变压器安装时，其铁芯都有一条接地线。变压器正常运行时，铁芯接地电流一般只有几毫安～几十毫安。如果变压器内部出现局部漏电、短路等问题，会在铁芯内部产生环流，引起局部过热，严重时会造成铁芯局部烧损，严重威胁变压器及电网的可靠运行。这种状况下，变压器接地电流会明显增大。按照规程要求，当铁芯接地电流达到100毫安时，就必须采取相应措施进行处理。
为了及时发现变压器的故障，传统方式是人工定期对接地电流用钳形电流表进行巡检。这种方法最明显的缺陷就是，由于是定期巡检而不是实时在线监测，故障发现得不够及时，有产生严重问题的风险。随着电子技术的飞速发展，越来越多的场合都采用了微电子技术进行在线监测，这就避免了人工方式的缺陷。
在线监测，除了可测量电流值的大小，有的设备还能通过分析电流的谐波含量，来推测变压器的运行状况。但用谐波含量进行故障分析的理论基础仅处于探索阶段，尤其是此类设备造价高昂，不适合广泛推广使用。真正便于普及的，具有实际意义的方案，是在线监测变压器铁芯接地电流的有效值。目前，各个厂家生产的，以及用户在使用的在线监测装置，大多是这种类型的。本发明申请也是与这种类型接近的技术。因此，有关对电流进行谐波分析的方案，下面不再详细探讨。
要测量变压器铁芯接地电流，首先就要考虑电流信号的采集。为了保证变压器铁芯的可靠接地，铁芯接地线是不允许串联任何测量装置的。因此，接地电流的测量只能采用感应式的间接测量。目前，最普遍、最常用的方法就是采用电流互感器。将接地线穿过电流互感器，由互感器线圈的感应电流来间接测量接地电流。此外，还有一种利用霍尔感应原理的测量方法。但这种方法需要专门设计的霍尔传感原件，非常小众，很少采用。所以说，利用电流互感器进行测量，几乎是变压器铁芯接地电流监测的唯一方案。
采用微电子技术进行在线监测，从测量技术本身来讲，“变压器铁芯接地电流”仅仅是千万种被测电流中的一种，与普通交流电流的测量似乎没什么区别。但实际上，与普通电流测量相比，变压器铁芯接地电流的测量，有以下两个明显的特点：
其一，变压器在出现相关故障时，其铁芯接地电流会有异常增大，有几安培，甚至有可能超过10安培。要能准确测出电流值，对分析故障原因有重要参考价值。因此，就要求监测装置能有较大的测量范围。一般这类产品的量程一般为10安培，也有的能达到20安培。
其二，变压器在正常运行时，其铁芯接地电流一般只有几毫安至十几毫安，或者更大一些。如果达到数十毫安，就有不正常的趋势了。按照规程要求，当接地电流达到100毫安的时候，就必须采取相应措施了。因此，正常情况下，测量范围只有0～100毫安。
以上两个特点，造成了变压器铁芯接地电流测量的特殊性。就是要用10安培量程的电流互感器来测量100毫安之内的电流。或者说，测量值小于电流互感器满量程的1％。
介于这种状况，不仅对测量精度要求高，连测量精度的指标都很难规定。按常规测量来讲，如果讲测量精度为1级，意思就是测量误差不大于满量程的 1％。但如果将此惯例来规定变压器铁芯接地电流的测量精度，就有问题了。因为满量程是10安培，1％的误差，就是100毫安的误差。而正常测量时，测量值只有几毫安至十几毫安，比误差还小。换句话讲，当被测电流比测量设备的测量误差还小时，测量结果是完全不可信的。因此，按满量程的1％来规定误差指标显然不合理。
如果规定测量值的1％作为误差指标，从应用角度当然没问题。但从技术上，小电流测量值时，就无法实现。例如测量值为1毫安，1％的误差就是0.01毫安。用满量程10安培的电流互感器，要求测量误差是0.01毫安，相当于满量程的 1/106，显然几乎不可能做到。
如果将测量范围分档，比如分为3档：0～100mA、100mA～1A、1A～10A。规定每一档的测量误差不大于每档最大测量值的1％。这样，在常用的0～100mA 档，测量误差不大于1mA，既能满足实际测量的精度要求，技术上也能够实现。但在100mA～1A这一档，1A的1％为10mA。对于100mA的测量值，10mA的误差显然过大了，这也不合理。
综上所述，最合理的误差规定应该是：
测量值在100mA之内时，误差不大于1mA(100mA的1％)；测量值超过 100mA时，误差不大于测量值的1％。这样既能满足工程需要，技术上也能实现。
如果变压器不发生故障，实际测量值一直在100mA之内。就是说，要用满量程10A的电流互感器得到误差不大于1mA的测量结果。相当于10A满量程的0.01％，其难度是相当高的。这也是在线监测装置需要解决的问题。
为了满足测量精度要求，目前的解决方案，主要有两种。一种是用两个量程不同的电流互感器，来分别测量大小不同的电流；另一种是采用分档的方法，针对不同的电流值选择合适的档位分别进行处理。
针对上述技术问题，许多人提出了不同的解决方案。目前，与在线监测装置有关的，已获得授权的中国发明专利有3项：
专利1：申请号为200710061733.6的专利，公开了一种“电力变压器铁芯接地电流在线监测及过流限制装置”。该专利采用DSP作为微处理器，用2个不同量程的电流互感器来测量大小不同的接地电流，并带有限流电阻来限制过大的接地电流。
专利2：申请号为201010297146.9的专利，公开了一种“变压器铁芯接地电流在线监测***及其实现方法”。该专利充分发挥了DSP的优势，不仅能测量接地电流值的大小，还能利用FFT算法分析接地电流的谐波特征，计算出工频信号和各次谐波的幅值，通过分析来确变压器的运行状况。
专利3：申请号为201110210033.5的中国专利，公开了一种“变压器铁芯接地电流在线监测装置及其监测方法”，该专利对专利1的结构进行了简化，将 2个电流互感器简化为1个，采用分档测量的形式保证测量精度。另外还增加了电流值保存记录等功能。
这3项专利各有特点：
专利1的实用功能较全面，但因为采用了2个电流互感器而显得结构格外复杂。
专利2的侧重点在电流的谐波分析与算法的探讨，对大量程互感器测量小电流，如何保证测量精度的问题没有考虑。因此其大量普及推广的实用意义不大，以下不再深入探讨。
专利3采用分档测量代替了2个电流互感器的方案，简化了结构。目前市面上大多数测量装置的结构原理都与其比较接近。此专利下面会重点探讨。
通过前面的技术背景分析可知，变压器铁芯接地电流的测量与普通电流测量的主要区别在于，要用10A量程的电流互感器来测量100mA之内的小电流，必须解决测量精度的问题。专利3的分档测量方案更实用，是目前多数生产厂家采用的方案。下面就对此专利方案进行一下深入分析。
根据专利3的权利要求，其电流监测方法、步骤为：
(1)、将穿心式电流互感器套装在变压器铁芯接地线上获取一次铁芯接地电流信号；(2)、利用穿心式电流互感器将采集的一次电流信号转换为二次电流信号，并将该二次电流信号转换成电压信号；(3)、将电压信号通过档位切换放大处理后，再经过电压信号调理电路后送入控制器自带的AD电路中进行计算处理；并同预先设置的报警阈值进行比对，当信号出现异常时，控制器控制显示屏显示报警信号；(4)、将(3)步骤中计算处理的信号一方面通过显示屏显示，另一方面将测量结果及测量时刻存入FLASH存储器，为以后分析铁芯接地电流工作状况提供依据。
由此陈述可见，其电流监测方法与结构原理都是交流电流测量技术领域的常规方法与常规结构。
下面就来看一下专利3中有关分档测量的描述，其权利要求书的第3条，全文如下：
“3.根据权利要求1所述的变压器铁芯接地电流在线监测装置的监测方法，其特征在于：测量变压器电流有效值的方法如下：
I1为变压器接地一次电流值，通过1000:1变比的穿心式电流互感器后所得二次电流值为I2，
即I2＝I1/1000
经过电流电压转换电路后，电压U1＝I2R
U1经过电压信号调理电路后，电压被放大为U1*K
其中K＝R2/R1，根据量程不同，R2及K值将随之变化
通过电压调理电路中的一个直流叠加电路后，输入到控制器AD口的电压为U1*K+Uok
0≤U1*K+Uok≤Uref
Uref为AD基准电压
当U1*K+Uok≥Uref时，即超过当前量程范围时，处理器将调节K值大小，以满足0≤U1*K+Uok≤Uref的条件；
进入AD的电压基波有效值通过傅里叶变换算法求得；
得到电压基波有效值，通过多次平均处理及反向推导，得到的即是变压器铁芯接地电流有效值。”
由以上陈述可知，其方法是根据不同大小的被测电流来调节不同的放大倍数，以使得放大后的电压尽可能适应AD转换器的转换范围。
但问题的关键是，放大倍数如何调整没有给出具体说明。
另外，专利1、2、3的电流有效值计算方法，全都采用了将交流电压直接送给AD转换器，将交流电压波形进行数字化后，由微处理器对交流电压波形进行复杂的运算处理，计算出接地电流的有效值。对交流信号进行高保真放大，再由高速AD转换器进行高速转换，不仅大幅度提高了成本，计算精度也更难保证。尤其是对处理器的要求更苛刻，只能用DSP或ARM处理器才能胜任。
单纯的测量电流值，无论是普通万用表，还是专测交流电流的钳形表，无一例外的都采用了简单可靠的平均值法。具体是，将由交流电流通过取样电阻得到的交流电压，经过绝对值电路，转为脉动的直流电压，再用简单的RC滤波，得到较平滑的直流电压。送入AD转换器之后，经简单处理即可得到平均值。将平均值除以0.9即可得到有效值。
目前市面上各个厂家正在生产制造，用户正在使用的功能类似的设备，大多都采用了分档测量方案，而电流的计算，几乎全都采用上述的平均值法。其分档测量方案，是技术上完全可实施的，并非专利3那种不可实施的。下面给出一个行业内用户正在实际使用的电流监测仪的典型方案：分档测量+平均值计算方案。
方案原理参见图1。将电流互感器的输出电流串接取样电阻，典型值为250 Ω。从取样电阻两端得到交流电压信号，将此电压分别输入给3个电路，每个电路的功能都相似：先将交流电压通过绝对值电路转为脉动直流电压，再将直流电压进行放大与平直化滤波处理，得到直流电压平均值。3个电路的区别只是最后的放大倍数不同，典型放大倍数分别为2倍、20倍、200倍。3路电压平均值分别输入到多通道AD转换器，转为数字量后送入微处理器。微处理器根据3 路信号的大小，选择一路在合理量程内的，进行运算处理，得到电流测量值。
现分析一下上述方案的典型参数。电流互感器典型变比为1000:1。最大电流10A时，其感应电流为10mA。在250Ω的取样电阻上，能产生2.5V的交流电压。经过绝对值电路处理，再放大2倍后，能得到5V的直流电压，送给输入范围为0～5V的AD转换器。而100mA的被测电流，电流互感器的感应电流为 0.1mA。在250Ω的取样电阻上，能产生25mV的交流电压，经过绝对值电路处理，再放大200倍后，也能得到5V的直流电压。
以上测量方案及其测量误差分析，都是建立在严格的电子技术基础上，切实可行的方案。取样电阻上的电压信号直接分为3路，分别得到3种不同大小的AD转换值。所谓分档，是由微处理器在3个AD转换值中，选择一个最合理的即可，原理非常简单。不需要像专利3中提到的，靠根本无法实施的、改变电阻值的方法来分档。
无论是采用分档测量方案，还是采用2个不同量程电流互感器的方案，目前各个厂家生产的这类设备都有一个普遍特点，就是结构复杂、体积相对庞大，这就导致了其造价居高不下，对普及推广造成了很大阻碍。
发明内容
发明目的：本发明针对目前电流在线监测装置体积大、价格高的问题，提供一种精简设计、造价低廉、性能优越的模块式变压器铁芯接地电流在线监测装置，以促进整个行业在线监测技术应用的普及与提高。
为了达到上述目的，本发明提供了一种模块式变压器铁芯接地电流在线监测装置，测量用电流互感器的出信号线串接了数个不同的取样电阻，通过微处理器控制的模拟开关短接不同的电阻，实现不同测量量程的切换；高集成度，模块式一体化设计，对外只有4条线；2条直流电源线；2条RS485通讯线；既可与专用二次仪表配套使用，也可与上位机组成远程在线监测***。
优选的，采用了精简的信号处理电路设计：
(1)、测量变压器铁芯接地电流的互感器，其输出电流线串接了数个不同的取样电阻，通过用微处理器控制的模拟开关短接不同数目的电阻，来实现不同测量量程的切换；
(2)、专门设计的单电源绝对值电路，将取样电阻上的交流电压转为直流脉动电压。由一个运算放大器完成正负半波的转换，精度更高；
(3)、绝对值电路输出的直流脉动电压，经阻容滤波后得到较平滑的直流电压，无需放大，直接输入AD转换器；AD转换器的数字量输出送入微处理器，经微处理器运算处理后，即可得到高精度的电流测量值；
(4)、整个装置的供电，9～24V的直流电源均可适用；装置内部采用了 5VDC稳压器，整个装置只需5VDC单电源即可运行。
优选的，采用了独创的动态迟滞滤波算法，使测量装置具备优异的抗干扰性，充分保证了测量数据的精准稳定。
优选的，配有专门设计的二次仪表；模块的RS485总线采用标准Modbus 通讯协议对外进行数据交换；专门设计的二次仪表，等于给这个既没有显示器，也没有操作按键的模块式监测装置增加了显示器与操作按键，可以像功能完整的仪表一样，对装置进行各种操作：包括电流校准、波特率设置、设备号修改，以及各种参数设置。
优选的，所述动态迟滞滤波算法是建立一个输入数据缓冲区，实时计算缓冲区数据的最大最小值之差ΔX；当干扰信号较小时，ΔX的值会较小；当干扰信号增大时，ΔX的值也会增大；将与ΔX大致成比例变化的变量ΔZ作为动态迟滞量，用于构成动态迟滞滤波算法，实现动态迟滞滤波；变量ΔZ与ΔX的典型函数关系为：ΔZ＝ΔX-2，函数关系会随输入信号以及干扰信号的不同而有相应变化调整。
总结，本发明的关键技术方案如下：
(1)、测量变压器铁芯接地电流的互感器，其输出电流线串接了数个不同的取样电阻，通过用微处理器控制的模拟开关短接不同数目的电阻，来实现不同测量量程的切换。
(2)、专门设计的单电源绝对值电路，将取样电阻上的交流电压转为直流脉动电压。由一个运算放大器完成正负半波的转换，精度更高。
(3)、绝对值电路输出的直流脉动电压，经阻容滤波后得到较平滑的直流电压，无需放大，直接输入AD转换器。AD转换器的数字量输出送入微处理器，经微处理器运算处理后，即可得到高精度的电流测量值。
(4)、采用了独创的动态迟滞滤波算法，使测量装置具备优异的抗干扰性，充分保证了测量数据的精准稳定。
(5)、整个装置的供电，9～24V的直流电源均可适用。装置内部采用了 5VDC稳压器，整个装置只需5VDC单电源即可运行。
相对于现有技术，本发明具有以下优点：
(1)、独创的用模拟开关切换取样电阻，实现分档测量的方案，不仅简化了设计，还提高了测量精度。
(2)、专门设计的单电源绝对值电路，正负两个半波采用同一个运算放大器来转换，克服了普通电路正负两个半波用两个运算放大器处理再合并而导致的两个波形可能不一致的缺陷。
(3)、绝对值电路输出的直流脉动电压，经阻容滤波后得到较平滑的直流电压，无需放大，就可直接输入AD转换器。
(4)、采用了独创的动态迟滞滤波算法，使测量装置具备优异的抗干扰性，充分保证了测量数据的精准稳定。
(5)、整个测量装置电路采用了单5V供电，才使得整个装置可用2条线外部直流供电，从而使整个装置的模块化设计成为可能。单5V供电，需要一系列新技术的支撑，目前市面上其他同类装置，其结构与方案都不可能实现单5V供电。
附图说明
图1是目前同类产品的典型分档测量+平均值计算方案示意图。
图2是本发明的模拟开关分档测量方案示意图。
图3是本发明的单电源绝对值电路原理图及输入输出电压波形图。
图4是本发明的模拟开关分档测量电路原理简图。
图5是本发明的模块式测量装置内部元器件布局示意主视图。
图6是本发明的模块式测量装置内部元器件布局示意俯视图。
具体实施方式
下面结合附图对本发明做进一步说明。
1、模拟开关分档测量方案
如图2所示，变压器铁芯接地线穿过电流互感器，其感应电流输出线串接了3个阻值不同的取样电阻，分别为51Ω、470Ω、4.7K。电阻的数量与参数仅仅是为了举例说明问题，实际上可根据需要调整。配合图2中的2个模拟开关的闭合与否，可以得到3种不同阻值的取样电阻R。根据被测电流I1的不同，选择合理的档位：
I1≤100mA时，选100mA档，K1与K2都不闭合，取样电阻 R＝51+470+4700＝5221。
当100mA＜I1≤1A时，选1A档，仅K1闭合，取样电阻R＝51+470＝521。
当1A＜I1≤10A时，选10A档，K1与K2都闭合，取样电阻R＝51。
电流互感器变比为1000:1，当被测电流I1分别为100mA、1A、10A时，感应电流I2分别为0.1mA、1mA、10mA。当3种电流分别选择各自档位时，取样电阻两端的交流电压分别为522.1mV、521mV、510mV。
方案分析：
(1)可行性
在传统设计中，模拟开关一般只适用于传输小电流的电压信号，典型应用是做多路AD转换的通道切换，这是考虑到传统模拟开关的技术指标而得到的结论。一般设计人员根本就不会考虑用模拟开关来直接切换电流互感器的电流信号。
但电子技术的发展日新月异，目前的模拟开关技术指标已有了飞跃式提升。本发明采用了用于高保真音响音源切换用的模拟开关，具有导通电阻小，导通电流大的特点。下面就给出传统模拟开关CD4016与本发明中采用的模拟开关 ADG884的参数比较。
由对比可见，由于CD4016的导通电阻太大，并且允许通过的电流太小，导通根本不能用在切换电流的场合，而ADG884则完全没问题。
(2)技术指标
再分析一下，采用模拟开关ADG884分档切换，所能达到的技术指标。
图2中，10A档的取样电阻最小，是51Ω，虽然模拟开关的导通电阻Ron 为0.28Ω，约占51Ω的0.55％，但完全可将其折算到取样电阻中。影响精度的主要因素是导通电阻的变化量ΔRon。由于ΔRon只有0.01Ω，只占51Ω的 0.02％，其误差基本可以忽略不计。
而对于1A档，0.01Ω只占521Ω的0.002％，误差更可以忽略不计。
在100mA档，模拟开关不起作用，模拟开关导致的误差为0。
电流互感器在10A时的感应电流只有10mA，而ADG884的最大导通电流高达300mA，更是没问题。
(3)与其他换挡方案的对比
之前所有测量方案的取样电阻全都是固定的，典型值为250Ω，最大不超过 500Ω。之所以不能用更大的取样电阻，一是由于总量程较大，10A时，感应电流为10mA，500Ω的取样电阻压降为5VAC。转为直流后，已达AD转换器的上限，没必要再大。二是由于增大取样电阻会导致线性度变差。在测量值较小时，非线性误差的影响还比较小，当测量值较大时，非线性误差的影响会更大。
在100mA档，本发明方案的取样电阻是其他常规方案(250Ω的典型取样电阻)的20倍以上，产生的电压信号也是20倍。相当于传感器的原始输出信号就大20倍，都不需要后续的放大电路，测量精度当然会更高。
5K多的取样电阻，虽然会有一点线性误差，但由于测量范围只有100mA，很容易通过软件进行线性修正。
(4)模拟开关方案小结
之前从未有人用模拟开关来切换互感器的输出电流，主要是因为传统模拟开关的技术指标不够。本发明首次应用模拟开关来切换量程，不仅简化了结构，还提高了精度。图2中用了3个取样电阻，实际设计时，可根据需要确定取样电阻的数量与参数，来构成不同的分档测量方案。
2、单电源绝对值电路
由于交流电压是有正负的，绝对值电路很难用单电源供电来实现。常见的绝对值电路，大多是±12VDC甚至更高的双电源供电。通常由2个运放分别处理交流电的正半波与负半波，再合并起来。这就对匹配电阻要求很高，如果电阻值一致性差，就会导致正负两个半波转换出来的单向脉动波不一致。
本发明专门设计的单电源绝对值电路，如图3所示，绝对值电路由1片高精度双运放构成。为了保证交流电压的不失真，用2.5V基准电压，将交流电的参考零点抬高到2.5V。这样，交流电就在2.5V的参考零点上下波动。在正半波， U2B的输入端的电压高，其输出为0，二极管1N4148反向截至，对U2A不产生任何影响。此时，U2A仅仅是一个正向1:1放大器，其输出与输入一致。在负半波，U2B的输入端的电压比输入端的2.5V基准电压低，U2B就成了一个电压跟随器，输出准确的2.5V基准电压，送给U2A的输入端。将U2A的输入端嵌位在2.5V基准电压上。此时，U2A就成了一个1:1反向放大器，其输出电压正好与输入相反。绝对值电路输入输出电压波形，也一并显示在图3中。
方案分析：
(1)转换精度分析
将交流电压转为直流电压，要保证高精度，就绝不能用二极管组成的整流电路。还有一些交流-直流转换的专用芯片，但经过实验，几种专用芯片的效果都不理想。主要原因还是变压器铁芯接地电流的测量太特殊：用10A量程的电流互感器来测量100mA之内的电流，只用了1％的量程。
介于这种状况，就必须采用更高精度的运放来设计电路。本发明采用的 OPA2335双运放，输入失调最大只有5μV，失调漂移最大只有0.05μV/℃。可充分保证转换电路的精度。
(2)与其他同类方案的对比
以图1的方案为例，绝对值电路通常采用高精度单运放OP07。OP07是目前各种高指标要求中最常采用的运放。OP07的输入失调为150μV，失调漂移为0.5 μV/℃。与OPA2335相比，差距很大。
前面讲到，100mA内的测量精度，不大于1mA就够用。但这是综合了温飘、时飘、长期稳定性等因素的总精度。考虑到测量显示分辨率，设计时的精度，至少需要提高10倍。而测量值的读数，如果是4位数字显示的话，在1A之内的显示分辨率都应该达到0.1mA，最大999.9mA。因此，设计时要具备充足的精度余量。
由于本发明的取样电阻比图1方案大很多，即使图1方案采用本发明同样的OPA2335，本发明的方案优势也十分明显。
图1方案：0.1mA的被测电流，互感器感应电流为0.1μA。在250Ω的取样电阻上的压降为25μV，OPA2335的失调为5μV，为被测电压的20％，精度余量很小。如果用OP07，失调为150μV，是被测电压的6倍，精度根本无法保证。
本发明的方案：0.1mA的被测电流，互感器感应电流为0.1μA。在5.221K 的取样电阻上的压降为522.1μV，OPA2335的失调为5μV，仅有被测电压的1％。有充足的精度余量。
3、测量数据分辨率分析
本发明的电路设计，采用了独创的方案，比同类方案有大幅度精简。其中一项就是不需要放大电路，直接进行AD转换。下面就分析一下本方案所能达到的测量分辨率。
由于整个***只用单5V供电，为保证交流电压的不失真，还要把参考零点提高到2.5V，被测信号就没有多少变化空间了。
非轨至轨运放，其输出电压，最大也要比电源电压低1.5V，即3.5V。而参考零点为2.5V，所以被测信号的变化范围只有：2.5±1V。
由前面的分析可知，当被测电流为100mA时，5221Ω的取样电阻产生的电压为522.1mV。要注意的是，这是有效值。而对应的峰值要乘以因此峰值电压为738mV。由于允许变化范围只有1V，738mV就没有再放大的必要了。
本发明选用的是Σ-Δ式AD转换器，图4的电路原理图中，选用的型号是 MCP3421，是只有6个脚的18位AD转换器。Σ-Δ式AD转换器，具有积分式 AD转换器的特点，可以自动消减50Hz交流电的纹波。这类AD转换器有许多种选择，最高分辨率可达24位。
由于本发明的测量信号处理电路异常优秀，用18位的AD转换器就够用了。由于MCP3421是差分输入，AD转换值是正负双向的。负向用不到，因此实际有效位相当于只有17位。下面就以此来进行分辨率分析。
当被测电流为100mA时，5221Ω的取样电阻产生的电压为522.1mV。经过绝对值电路处理，再经过阻容滤波之后，会变成带有少许50Hz交流电纹波的、较平滑的直流电压。此时的直流电压是平均值。由于平均值与有效值有如下关系：
U平均＝0.9U有效
因此，522.1mV的有效值对应的平均值为：470mV。
MCP3421内置2.048V的基准电压，470mV占2.048V的22.9％
因为217×22.9％＝30015，所以MCP3421对470mV的数字分辨率为：
1/30015
由此可知，当被测值为100mA时，实际分辨率可达：100mA/30015＝0.0033mA
在1A档位，要求分辨率最高为999.9mA，也完全没问题。实际分辨率可达： 1000mA/30015＝0.033mA。
在10A档位，要求分辨率最高为9.999A，同样没问题。实际分辨率可达： 10000mA/30015＝0.33mA。
实际上，MCP3421内部还有1～8倍的可编程放大器，470mV放大4倍，可达1880mV，在2.048V范围内。此时的数字分辨率会提高为之前的4倍：
1/(30015×4)＝1/120060
此时，在1A的档位，实际分辨率可达：1000mA/120060＝0.0083mA。
在10A的档位，实际分辨率可达：10000mA/120060＝0.083mA。
这里之所以采用6脚的18位AD转换器，主要是最大程度地降低成本、减小体积。如果需要，采用24位的AD转换器，会获得更高的分辨率与更高的测量精度。
综上所述，本发明的测量方案，在测量信号不需放大的情况下，数字分辨率不仅完全能满足要求，还有足够大的分辨率余量。为整个***的综合精度提供了充足保障。
4、动态迟滞滤波算法
变压器铁芯接地电流在线监测装置的运行中，会受到各种各样的干扰。特别是被测电流值较小时，受到干扰的现象更加明显。如果不加以滤除，就会使测量结果产生较大的误差。
如果不考虑整个装置的体积，可以增加较多的硬件滤波处理电路，来提高整个装置的抗干扰能力。但对模块式装置来讲，受体积所限，尽量用软件来代替硬件电路尤其重要。优秀的软件滤波方案，不仅可简化硬件电路，还能起到硬件电路不具备的作用。
常见的以稳定测量数值的数字滤波方法有：去极值法、中值法、平均值法、一阶惯性滤波算法，以及几种算法的综合等。这类算法主要适用于滤除比较有规律的干扰信号，而对突变式意外干扰的滤除能力较弱。对突变式意外干扰的滤除能力稍强一点的一阶惯性滤波算法，其实际起作用的相当于迟滞固定的迟滞算法。一阶惯性滤波算法公式为：
yn＝αyn-1+(1-α)xn
其中，yn-1为上次计算结果，xn为本次的输入值，yn为本次计算结果。α为小于1的系数。
当α取值较大时，滤波效果加强，对较大的干扰信号滤除效果较明显。但其实际起作用的关键是由于具有较大的迟滞，较大的迟滞会导致小信号的灵敏度下降，造成较大的小信号迟滞误差。例如，当α＝7/8时，一阶惯性滤波算法公式为：
yn＝7/8×yn-1+1/8×xn
假定yn-1＝8，要想使yn增加到9，则至少要xn≥12；要想使yn减小到7，则至少要xn＜4。此处一阶惯性滤波算法，相当于固定迟滞为3的迟滞算法。
当测量值比较大时，比如1000，有3的迟滞，只占0.3％，影响很小。但当测量值比较小时，比如100，有3的迟滞所占比例就有3％了，影响就很可观了。当测量值只有10时，有3的迟滞所占比例就有30％了。
α取值大了，对干扰信号的滤除效果好，但小信号的迟滞误差会较大；α取值小了，迟滞误差小了，可对干扰信号的滤除效果又不好。所以，用固定的滤波参数，或者说是固定的迟滞，是无法适用于全量程范围的。
本发明采用的动态迟滞滤波算法，会根据干扰信号的大小，自动调节算法的迟滞量。使之在干扰信号较大时自动增加迟滞，在干扰信号较小时自动减小迟滞。实现方法如下：
建立一个输入数据缓冲区，比如，建立8个数据的缓冲区。这8个数据会实时动态更新，永远都是最近的8个AD转换值。该算法会实时计算这8个数据的最大最小值之差ΔX。当干扰信号较小时，ΔX的值会较小；当干扰信号增大时，ΔX的值也会增大。ΔX的大小是干扰信号大小的表征。将ΔX经过处理，即可得到一个与ΔX大致成比例变化的动态迟滞量ΔZ，作为滤波参数，即可实现预期的动态迟滞效果。
上面说的“将ΔX经过处理”，实际上是建立一个和对应函数关系：
ΔZ＝F(ΔX)
为了说明动态迟滞滤波原理，这里的函数关系以ΔZ＝ΔX-2为例，来进行详细说明。
比如，上一次的测量值yn-1＝100，突然有一个正跳变为200的干扰脉冲信号，此时xn＝300，对应的ΔX＝300-100＝200，动态迟滞量ΔZ＝ΔX-2＝198。经动态迟滞滤波后的测量值为：
yn＝100+(200-198)＝102
由于迟滞为198，尽管200的干扰信号很大，但对滤波后的测量值的影响却很小。
而采用α＝7/8的一阶惯性滤波后，测量值为：
yn＝7/8×yn-1+1/8×xn＝7/8×100+1/8×300＝125
后者的偏差是前者的12.5倍。可见动态迟滞滤波算法对意外突变干扰的滤除能力是相当强的。在此例中，再大的干扰，对滤波结果的影响也不会超过±2。
由此例可以看出，选取动态迟滞ΔZ的基本原则是：选小于ΔX，且接近Δ X，但又不能等于ΔX。因为如果ΔZ＝ΔX，则计算结果就会被锁定，不能变动了。取动态迟滞量ΔZ＝ΔX-2，只是最简单的方案，但并不是最优方案。要想达到最优效果，还要根据被测信号大小，以及干扰信号大小，通过实验研究得出。或者说，这个关系函数，是随着测量条件而变化的。比如，不同条件下，可取ΔZ＝ΔX-1，ΔZ＝ΔX-2，ΔZ＝ΔX-3，或其他，等等。具体细节不再赘述。
另外，在没有干扰信号时，仅仅测量值本身发生跳变，也会导致ΔX增大。根据算法，此时的迟滞量会增大，以阻碍计算值跳变。但测量值增大之后，总要逐渐稳定到新的测量值上，ΔX总会变小的，计算值总会跟踪到位的。因此，这种情况下，是不会产生测量误差的，只是响应时间会有一定延迟。由于此应用场合只是监测电流，并不需要高速实时控制处理，测量数据的响应时间有稍许延迟是完全允许的。
总之，无论是测量信号本身产生跳变，还是产生了突变式干扰信号，该算法都会动态增大迟滞，以阻碍计算结果的突变。而当测量信号跳变结束，或突变式干扰消失后，动态迟滞量又会减小到正常范围，使计算结果跟踪上测量值。
5、模块化方案的实现
本发明的另一个鲜明特点是，整个监测装置可以设计得非常小巧，实现模块化。这里分析一下可实施性。
由于采用了外部直流供电，因此就省去了体积较大的电源电路。整个***用电不足50mA，因此，只需一个最大输出电流100mA的贴片式5V稳压器即可。
测量电路采用的器件，都是体积很小的贴片电路。图4的电路原理图，除了缺少RS485接口电路，其他的都有了。下面列出整个装置的器件封装与轮廓尺寸：
5V稳压器LM2940IMPX-5.0，SOT-223封装，6.2×7mm2。
模拟开关ADG884，MSOP10封装，3×5mm2。
双运放OPA2335，VSSOP封装，3×5mm2。
AD转换器MCP3421，SOT-23封装，3×3mm2。
单片机ATMEGA88，TQFP封装，9×9mm2。
485芯片MAX485，VSSOP封装，3×5mm2。
电阻、电容，合计二十多个，均为0805封装，2×1.2mm2。
电流互感器，φ35×23。
接线端子，4个。
以上即为整个测量装置的全部元器件1，可安装在60×40mm2的电路板2 上。电路板2与电流互感器3可封装为一体。整个模块的内部空间尺寸可限制在60×40×40mm3。参见图5及图6；具体的长度L1＝60mm；高度H1＝40mm；内高H2＝23；宽度A1＝40mm；电流互感器3外经φD1＝35mm；内径φD2＝18mm；互感器轴心至边沿距离A2＝17.5mm。
6、专用二次仪表
本发明是一个模块式检测装置，既没有显示器，也没有操作按键，对装置的各种操作，包括电流校准、波特率设置、设备号修改，以及各种参数设置等，全都通过模块的RS485总线来进行。具体有两种实现方案，一是用上位机来进行，二是由专用二次仪表来进行。
常规的上位机或二次仪表，只需与测量装置交换检测数据即可。一般不会对测量装置进行电流校准等底层操作。要进行这类底层操作，就要设计专用的二次仪表，或专用的上位机软件。只需在仪表与上位机软件开发时增加相应程序即可，是完全可实施的。
模块式检测装置与专用二次仪表相配合，对二次仪表来讲，模块式检测装置就相当于一个数字化变送器。只要增加相应软件功能，就能实现目前本行业其他类似仪表的几乎所有功能。
综上所述可见，本发明申请是建立在严格的技术基础上，具有完整详细的方案，是工程意义上完全可实施的。本发明与那种看上去很新颖，但实际上却不可实施的概念性发明完全不同。
以上所述，仅为本发明实施方式的示例，但本发明的保护范围并不局限于此。本发明的技术方案也可用于普通电流互感器接地电流在线监测装置上，或者说可用于任何用电流输出型传感器的测量装置上。均可用本发明方案来简化结构、降低成本、提高精度。任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，根据本发明的技术方案及其发明构思加以等同替换或改变，都应涵盖在本发明的保护范围之内。
Claims (5)
1.模块式变压器铁芯接地电流在线监测装置，其特征在于：测量用电流互感器的出信号线串接了数个不同的取样电阻，通过微处理器控制的模拟开关短接不同的电阻，实现不同测量量程的切换；高集成度，模块式一体化设计，对外只有4条线；2条直流电源线；2条RS485通讯线；既可与专用二次仪表配套使用，也可与上位机组成远程在线监测***。
2.根据权利要求1所述的模块式变压器铁芯接地电流在线监测装置，其特征在于采用了精简的信号处理电路设计：
(1)、测量变压器铁芯接地电流的互感器，其输出电流线串接了数个不同的取样电阻，通过用微处理器控制的模拟开关短接不同数目的电阻，来实现不同测量量程的切换；
(2)、专门设计的单电源绝对值电路，将取样电阻上的交流电压转为直流脉动电压；由一个运算放大器完成正负半波的转换，精度更高；
(3)、绝对值电路输出的直流脉动电压，经阻容滤波后得到较平滑的直流电压，无需放大，直接输入AD转换器；AD转换器的数字量输出送入微处理器，经微处理器运算处理后，即可得到高精度的电流测量值；
(4)、整个装置的供电，9～24V的直流电源均可适用；装置内部采用了5VDC稳压器，整个装置只需5VDC单电源即可运行。
3.根据权利要求2所述的模块式变压器铁芯接地电流在线监测装置，其特征在于：采用了独创的动态迟滞滤波算法，使测量装置具备优异的抗干扰性，充分保证了测量数据的精准稳定。
4.根据权利要求2所述的模块式变压器铁芯接地电流在线监测装置，其特征在于，配有专门设计的二次仪表；模块的RS485总线采用标准Modbus通讯协议对外进行数据交换；专门设计的二次仪表，等于给这个既没有显示器，也没有操作按键的模块式监测装置增加了显示器与操作按键，可以像功能完整的仪表一样，对装置进行各种操作：包括电流校准、波特率设置、设备号修改，以及各种参数设置。
5.根据权利要求3所述的模块式变压器铁芯接地电流在线监测装置，其特征在于，所述动态迟滞滤波算法是建立一个输入数据缓冲区，实时计算缓冲区数据的最大最小值之差ΔX；当干扰信号较小时，ΔX的值会较小；当干扰信号增大时，ΔX的值也会增大；将与ΔX大致成比例变化的变量ΔZ作为动态迟滞量，用于构成动态迟滞滤波算法，实现动态迟滞滤波；变量ΔZ与ΔX的典型函数关系为：ΔZ＝ΔX-2，函数关系会随输入信号以及干扰信号的不同而有相应变化调整。
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