CN108111186B - 一种零中频全双工收发机的数字自干扰消除方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种零中频全双工收发机的数字自干扰消除方法，该方法主要应用于数字自干扰消除器内，根据接收端采样后得到的数字信号，以及发射端已知的数字波形，对收发机信号传输链路中的自干扰进行估计。该方法可消除理想元器件下发射机产生的自干扰，由发射链上变频调制器和接收链下变频解调器的IQ不平衡产生的镜像自干扰，由发射链功放失真产生的非线性自干扰，以及IQ不平衡和功放失真联合导致的镜像非线性自干扰。该方法相比较于传统的增广复数LMS算法，可以在发射信号功率较大时仍获得理想的自干扰消除效果和较快的收敛速度，具有很强的实用性。

Description

一种零中频全双工收发机的数字自干扰消除方法
技术领域
本发明属于信号处理、无线通信领域，尤其涉及零中频全双工收发机的数字自干扰消除方法。
背景技术
全双工是一种让发射信号和接收信号实现同时同频地双向传输的一种技术手段。使用全双工技术，可以提升频谱效率和能源效率。在全双工收发机中，由于发射信号会通过耦合、反射等形式并入到接收信号中，形成自干扰。自干扰问题是全双工电路设计中最为重要也是研究最多的问题。
已有的全双工电路结构通常采用多级自干扰消除方法，其中包括环行器消除、模拟自干扰消除和数字自干扰消除。当前的数字自干扰消除方法主要适用于采用经典的超外差体系结构的通信***，这种结构有着良好抑制镜像干扰的性能，因此普通的线性自干扰抵消器就可以满足性能需求。然而，在移动终端中，元器件尺寸与成本的因素更为重要，零中频结构由于移除了中频部分和镜像干扰滤波器从而大大减小了设备的体积和功耗，成为了目前移动终端设计的主流。对于零中频结构的全双工收发机，由于功率放大器、混频器、数字滤波器等器件的非理想性，造成原本在超外差结构的全双工收发机中出现的线性自干扰，衍生出镜像自干扰、非线性自干扰以及镜像非线性自干扰。在发射功率较大的情形下，发射机功放的非线性失真会放大这些衍生的自干扰，会进一步降低接收信号的信干噪比，损害全双工***的性能。因此，一个更为全面和高效的数字自干扰消除方案才能满足零中频结构的全双工收发机的性能要求。
发明内容
发明目的：为了解决现有技术存在的零中频全双工收发机的自干扰问题，本发明提出一种零中频全双工收发机的数字自干扰消除方法。
技术方案：一种零中频全双工收发机的数字自干扰消除方法，通过位于发射链和接收链之间的数字自干扰消除器进行数字自干扰消除，包括以下步骤：
(1)设发射链的基带波形信号为x(n)，x(n)经过发射链后，成为射频信号由天线发射出的同时，部分发射信号耦合到接收链，形成自干扰信号；自干扰信号经过接收链后，形成复合的自干扰信号d(n)；在数字自干扰消除器中，利用已知的基带波形信号x(n)，建立d(n)与x(n)之间的宽非线性模型；
(2)对发射链的基带波形信号x(n)进行预白化，作为数字自干扰消除器的输入；
(3)采用预白化增强的增广非线性复数最小均方误差自适应算法进行迭代运算，获取对复合的自干扰信号d(n)中各主要干扰成分的估计，并从d(n)中将各主要干扰成分消去，得到数字自干扰消除器的输出信号e(n)，从数字自干扰消除器输出；
(4)当步骤(3)中的自适应算法到达稳态时，将数字自干扰消除器的输出信号e(n)作为后续的信号解码。
进一步的，所述步骤(1)中发射链的基带波形信号x(n)的调制方式是多载波的正交频分复用调制或者单载波调制，x(n)需满足独立同分布的条件，并满足统计均值为0，方差为的统计特征。
进一步的，多载波的正交频复用调制在每个子载波上使用的调制模式包括M-PSK、M-QAM；单载波调制所使用的调制模式包括M-PSK、M-QAM。
进一步的，所述步骤(1)中d(n)包括线性自干扰，线性镜像自干扰，非线性自干扰，镜像非线性自干扰，所述宽非线性模型表示为：
其中，x(n)为线性自干扰波形序列，x*(n)为线性镜像自干扰波形序列，xIMD(n)为非线性自干扰波形序列，为镜像非线性自干扰波形序列，x(n)＝[x(n)，x(n-1)，...，x(n-M+1)]T，x(n)为发射链的基带波形信号x(n)的自回归序列，序列长度为M；xIMD(n)＝[xIMD(n)，xIMD(n-1)，...，xIMD(n-N+1)]T，为发射链的基带波形信号经功率放大器失真后，形成的非线性自干扰的自回归序列，序列长度为N；M和N分别表示发射链与接收链之间对于线性自干扰和非线性自干扰的等效信道冲激响应的长度，冲激响应的频率选择性取决于发射链上变频器、发射链功率放大器和接收链下变频器的器件记忆模型，以及环行器的等效信道模型；h0和g0分别为对应线性自干扰和镜像自干扰的实际信道冲击响应；和分别为对应非线性自干扰和镜像非线性自干扰的实际信道冲激响应；xSOI(n)为远端设备发来的期望接收信号；v(n)为热噪声信号；q(n)为量化噪声。
进一步的，所述热噪声信号v(n)满足高斯分布条件，其均值为0，方差为所述量化噪声q(n)满足高斯分布条件，其均值为0，方差为
进一步的，所述步骤(2)中的预白化过程，具体表示为：
xp(n)＝Φxu(n)
其中Φ为预白化矩阵，xp(n)为预白化后的基带波形信号，xu(n)表示增广非线性自回归序列，长度为2M+2N；预白化矩阵Φ由得到，其中Λ为xu(n)的协方差矩阵所对应的对角矩阵，U是用于对角化Ru的酉矩阵。
进一步的，所述步骤(3)具体方法为：
(31)采用预白化增强的增广非线性复数最小均方误差自适应算法进行迭代：
w(n+1)＝w(n)+μe*(n)xp(n)
(32)从d(n)中将各主要干扰成分消去：
e(n)＝d(n)-wH(n)xp(n)
其中e(n)为数字自干扰消除器的输出，同时也表示接收链的瞬时残余干扰，e*(n)为e(n)的共轭信号；w(n)为自适应估计器的滤波器系数，长度为2M+2N；μ为自适应算法的步长。
进一步的，所述步骤(4)中所述数字自干扰消除器的输出，可以用于表示消除后的信干噪比SNIR，计算方法为：
其中pSOI为远端设备发来的期望接收信号xSOI(n)在接收链中的经解调采样后的功率；J(∞)＝E[|e(∞)|2]为数字自干扰消除器收敛到稳态时的输出。
进一步的，x(n)依次经过数模转换器、低通滤波器、上变频调制器、功率放大器后成为射频信号，由天线发射而出；
自干扰信号依次经过环行器、模拟消除器、低噪声放大器、下变频解调器、低通滤波器、模数转换器，形成复合的自干扰信号d(n)。
有益效果：本发明提供一种零中频全双工收发机的数字自干扰消除方法，使用宽非线性模型对全双工收发机进行数字建模，并使用预白化增强的增广非线性CLMS算法对数字自干扰进行估计并消除，相比较于传统的线性自干扰消除算法，本发明的有益效果包括：
(1)本发明的数字自干扰抵消器涵盖了多种自干扰成分，可以更为全面去除自干扰对接收信号的影响；
(2)在发射信号功率较大时，本发明仍获得理想的自干扰衰减量和消除后的信干噪比；
(3)相比较现有的增广复数LMS算法，本发明中的自适应算法能获得较快的收敛速度，且收敛过程中的误差较小；
(4)本发明采用的自适应算法可以根据实际需求，在收敛时间和稳态信干噪比上进行权衡，给予实际电路设计以一定的自由度。
综上，本发明对零中频全双工收发机的设计具有很高的实用价值，对于未来移动终端的发展也有很重要的参考意义。
附图说明
图1为本发明所使用的零中频全双工收发机的结构框图；
图2为本发明所采用的数字自干扰抵消器的框图；
图3(a)为使用普通的线性自干扰抵消器对信道冲激响应h0的估计结果；
图3(b)为使用本发明的数字自干扰抵消器对信道冲激响应h0的估计结果；
图4为使用本发明的数字自干扰抵消器后，在不同发射机功率下，能取得的自干扰衰减量和信干噪比的理论与仿真图；
图5为本发明的数字自干扰抵消器中预白化增强步骤的效果图。
具体实施方式
下面结合具体实施例及附图，进一步阐明本发明。
如图1所示，零中频全双工收发机的发射链包括数字基带处理器(图中未示出)、数模转换器1、第一低通滤波器2、本机振荡器3、上变频调制器4、第一可变增益放大器5、功率放大器6和发射/接收天线7等器件。该结构的接收链包括发射/接收天线7、带通滤波器8、环行器9、模拟自干扰消除器10、低噪声放大器11、可变增益放大器12、下变频解调器13、第二低通滤波器14、模数转换器15和数字自干扰消除器16等器件。
该零中频全双工收发机的结构，其参数典型值如附表一所示。
表一：零中频全双工收发机的参数典型值
参数 典型值
接收机灵敏度 -89dBm
信干噪比要求 10dB
底噪 -104dBm
发射机上变频器增益 6dB
模拟自干扰消除衰减量 45dB
接收机下变频器增益 6dB
功放增益 25dB
功放三阶交调截断点 18dBm
低噪声放大器增益 25dB
ADC位宽 12
本发明在数字自干扰抵消器中使用的预白化增强的增广非线性CLMS算法框图如附图2所示。具体的自干扰抵消过程包括如下步骤：
步骤一：发射链的基带波形信号x(n)被扩展成四路信号，线性自干扰波形序列x(n)，线性镜像自干扰波形序列x*(n)，非线性自干扰波形序列xIMD(n)，镜像非线性自干扰波形序列
步骤二：合并四路信号并对合并后的信号进行预白化xp(n)＝Φxu(n)。
步骤三：将预白化后的自干扰波形序列xp(n)输入数字消除器，使用增广非线性CLMS算法的自适应估计h0，g0，和h0和g0分别为对应线性自干扰和镜像自干扰的实际信道冲击响应；和分别为对应非线性自干扰和镜像非线性自干扰的实际信道冲激响应；并在复合的自干扰信号d(n)中减去各干扰成分的估计量。
本发明中使用的发射链的基带波形信号x(n)，可以是OFDM调制信号。其波形参数典型值如表二所示：
表二：基带波形信号参数典型值
参数 典型值
星座图调制 16-QAM
子载波个数 64
空子载波个数 14
循环前缀长度 16
采样间隔 25ns
OFDM符号长度 4μs
过采样因子 4
峰均比 10dB
本发明中使用的预白化增强的增广非线性CLMS算法的步长μ需满足一定的步长范围，从而保证自适应算法在均值和均方意义上同时收敛。这个步长范围可以表示为：
按照上述具体实施方式中的参数值，我们对数字干扰抵消器的性能进行了仿真。
图3(a)给出了使用普通的线性自干扰抵消器后，对信道冲激响应h0的估计结果。可以观察到，无论选取怎样的步长，当算法进入到稳态时，普通的线性自干扰抵消器对h0的估计是有偏的。
图3(b)给出了使用了本发明提出的数字自干扰抵消器后，对信道冲激响应h0的估计结果。可以观察到，无论选取怎样的步长，当算法进入到稳态时，普通的线性自干扰抵消器对h0的估计是无偏的。
图4给出了发射功率从-5dB到25dB条件下，使用了本发明提出的数字自干扰抵消器后，输出信号的自干扰衰减量和信干噪比。实线表示自干扰衰减量的理论值，三角形的线型表示自干扰衰减量的仿真值，虚线表示消除后信干噪比的理论值，圆圈的线型表示消除后信干噪比的仿真值。可以观察到，算法的仿真结果与理论结果吻合，输出信号的信干噪比在发射功率较小时可以达到10dB的信干噪比需求，在发射功率较大时，由于量化噪声的存在，仍可以接近10dB的信干噪比需求。
图5给出了本发明中数字自干扰抵消器的自适应算法在在使用预白化增强前后的对比结果。可以观察到，使用白化后，算法的收敛速度提升明显，且算法在暂态的收敛过程更为平滑。

Claims (9)

1.一种零中频全双工收发机的数字自干扰消除方法，其特征在于，通过位于发射链和接收链之间的数字自干扰消除器进行数字自干扰消除，包括以下步骤：
(1)设发射链的基带波形信号为x(n)，x(n)经过发射链后，成为射频信号由天线发射出的同时，部分发射信号耦合到接收链，形成自干扰信号；自干扰信号经过接收链后，形成复合的自干扰信号d(n)；在数字自干扰消除器中，利用已知的基带波形信号x(n)，建立d(n)与x(n)之间的宽非线性模型；
(2)对发射链的基带波形信号x(n)进行预白化，作为数字自干扰消除器的输入；
(3)采用预自化增强的增广非线性复数最小均方误差自适应算法进行迭代运算，获取对复合的自干扰信号d(n)中各主要干扰成分的估计，并从d(n)中将各主要干扰成分消去，得到数字自干扰消除器的输出信号e(n)，从数字自干扰消除器输出；
(4)当步骤(3)中的自适应算法到达稳态时，将数字自干扰消除器的输出信号e(n)作为后续的信号解码。
2.根据权利要求1所述的零中频全双工收发机的数字自干扰消除方法，其特征在于：所述步骤(1)中发射链的基带波形信号x(n)的调制方式是多载波的正交频分复用调制或者单载波调制，x(n)需满足独立同分布的条件，并满足统计均值为0，方差为的统计特征。
3.根据权利要求2所述的零中频全双工收发机的数字自干扰消除方法，其特征在于：多载波的正交频复用调制在每个子载波上使用的调制模式包括M-PSK、M-QAM；单载波调制所使用的调制模式包括M-PSK、M-QAM。
4.根据权利要求1所述的零中频全双工收发机的数字自干扰消除方法，其特征在于：所述步骤(1)中d(n)包括线性自干扰，线性镜像自干扰，非线性自干扰，镜像非线性自干扰，所述宽非线性模型表示为：
其中，x(n)为线性自干扰波形序列，x*(n)为线性镜像自干扰波形序列，xIMD(n)为非线性自干扰波形序列，为镜像非线性自干扰波形序列，x(n)＝[x(n)，x(n-1)，...，x(n-M+1)]T，x(n)为发射链的基带波形信号x(n)的自回归序列，序列长度为M；xIMD(n)＝[xIMD(n)，xIMD(n-1)，...，xIMD(n-N+1)]T，为发射链的基带波形信号经功率放大器失真后，形成的非线性自干扰的自回归序列，序列长度为N；M和N分别表示发射链与接收链之间对于线性自干扰和非线性自干扰的等效信道冲激响应的长度，冲激响应的频率选择性取决于发射链上变频器、发射链功率放大器和接收链下变频器的器件记忆模型，以及环行器的等效信道模型；h0和g0分别为对应线性自干扰和镜像自干扰的实际信道冲击响应；和分别为对应非线性自干扰和镜像非线性自干扰的实际信道冲激响应；xSOI(n)为远端设备发来的期望接收信号；v(n)为热噪声信号；q(n)为量化噪声。
5.根据权利要求4所述的零中频全双工收发机的数字自干扰消除方法，其特征在于：所述热噪声信号v(n)满足高斯分布条件，其均值为0，方差为所述量化噪声q(n)满足高斯分布条件，其均值为0，方差为
6.根据权利要求1所述的零中频全双工收发机的数字自干扰消除方法，其特征在于：所述步骤(2)中的预白化过程，具体表示为：
xp(n)＝Φxu(n)
其中Φ为预白化矩阵，xp(n)为预白化后的基带波形信号，xu(n)表示增广非线性自回归序列，长度为2M+2N；预白化矩阵Φ由得到，其中Λ为xu(n)的协方差矩阵所对应的对角矩阵，U是用于对角化Ru的酉矩阵。
7.根据权利要求1所述的零中频全双工收发机的数字自干扰消除方法，其特征在于：所述步骤(3)具体方法为：
(31)采用预白化增强的增广非线性复数最小均方误差自适应算法进行迭代：
w(n+1)＝w(n)+μe*(n)xp(n)
(32)从d(n)中将各主要干扰成分消去：
e(n)＝d(n)-wH(n)xp(n)
其中e(n)为数字自干扰消除器的输出，同时也表示接收链的瞬时残余干扰，e*(n)为e(n)的共轭信号；w(n)为自适应估计器的滤波器系数，长度为2M+2N；μ为自适应算法的步长。
8.根据权利要求1所述的零中频全双工收发机的数字自干扰消除方法，其特征在于，所述步骤(4)中所述数字自干扰消除器的输出，用于表示消除后的信干噪比SNIR，计算方法为：
其中pSOI为远端设备发来的期望接收信号xSOI(n)在接收链中的经解调采样后的功率；J(∞)＝E[|e(∞)|2]为数字自干扰消除器收敛到稳态时的输出。
9.根据权利要求1所述的零中频全双工收发机的数字自干扰消除方法，其特征在于，x(n)依次经过数模转换器、低通滤波器、上变频调制器、功率放大器后成为射频信号，由天线发射而出；
自干扰信号依次经过环行器、模拟消除器、低噪声放大器、下变频解调器、低通滤波器、模数转换器，形成复合的自干扰信号d(n)。
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