CN108092571B - 一种带lc滤波器永磁同步电机无位置传感器控制*** - Google Patents

一种带lc滤波器永磁同步电机无位置传感器控制*** Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种带LC滤波器永磁同步电机无位置传感器控制***，所述PMSM***包括电流采集模块、Clark变换模块、扩张状态观测器(ESO)模块、角度和速度计算器模块、反电动势计算模块、微控制器(MCU)、三相逆变器、LC滤波器和永磁同步电机(PMSM)。本发明提供了一种用于永磁同步电机的无传感器扩张状态观测器方法，能够在不使用位置传感器的情况下，估算装配了LC滤波器的永磁同步电机(PMSM)的角度和速度，从而实现其无传感器的控制；在不改变***硬件的同时，使用扩张状态观测器解决了带LC滤波器的永磁同步电机的无传感器控制的问题。

Description

一种带LC滤波器永磁同步电机无位置传感器控制***
技术领域
本发明属于电机设备技术领域，涉及一种带LC滤波器永磁同步电机无位置传感器控制***，尤其涉及一种带LC滤波器的永磁同步电机***及利用其进行基于扩张状态观测器(ESO)算法的电机角度与速度估算的方法。
背景技术
近年来，永磁同步电机(PMSM)因其高效率、功率密度小、易于闭环控制等优点而获得了极为广泛的应用。PMSM一般使用三相两电平逆变器进行驱动，主要驱动一般采用脉宽调制(PWM)技术。PWM方法会让逆变器中产生高频率的脉冲，而非正弦波，这会引起电缆上的绝缘压力和轴电流，它们可能导致电机***寿命的减少。此外，电流谐波也有可能会引发额外的功率损耗和噪声。有多种方法可以缓解这些负面效应，最为常见的是在功率传输线上靠近逆变器的一端装配三相LC滤波器。由于电流检测是放置在逆变器电路板上，因此电机***的电流检测变成了检测滤波器输入端电流，而不再是电机电流，二者的谐波含量和相位之间必然存在差异。目前，永磁同步电机的无传感器控制方法已经基本成熟。但是，由于PMSM的控制需要使用位置传感器(如编码器、旋转变压器等)，但是位置传感器可能减少***可靠性并增加成本等，有些应用中也会考虑使用无位置传感器的控制方式，这时，电机的角度和速度则由电流及电压的计算得到。不过，如果要在装配LC滤波器的PMSM上使用无传感器控制方式(通过测量电流或电压估算电机角度和速度)，则会面临一个问题：无传感器估算方法大多基于电机***模型，但是电机***的模型已被滤波器所改变。最直接的解决办法是在电机端直接测量电机的电压和电流，但是这样会使硬件设计变得复杂。
发明内容
本发明的目的是提供一种带LC滤波器的永磁同步电机***及利用其实现无位置传感器控制的方法，在不改变***硬件的同时，使用扩张状态观测器解决了带LC滤波器的永磁同步电机的无传感器控制的问题。
本发明的目的是通过以下技术方案实现的：
一种带LC滤波器的PMSM***，包括电流采集模块、Clark变换模块、扩张状态观测器(ESO)模块、角度和速度计算器模块、反电动势计算模块、微控制器(MCU)、三相逆变器、LC滤波器和永磁同步电机(PMSM)，其中：
所述的电流采集模块用于采集靠近逆变器端的A、B、C相电流信号iia、iib和iic；
所述的Clark变换模块用于将A、B、C三相电流信号变换为静止坐标系下的变量α轴电流iiα和β轴电流iiβ；
所述的ESO模块用于估算电机的状态变量和干扰变量；
所述的反电动势计算模块用于计算反电动势esα和esβ；
所述的角度和速度计算器用于估算电机的角度和速度；
所述的三相逆变器用于从硬件上控制滤波器和电机；
所述的MCU用于完成所有软件算法。
一种利用上述***进行无位置传感器控制的方法，包括如下步骤：
步骤1：通过电流采集模块和MCU对靠近逆变器一侧的ABC三相电流进行采集，对采集到的三相电流信号进行Clark变换，转换为在静止坐标系下的α轴电流iiα和β轴电流iiβ；
步骤2：构造α轴特殊的状态变量x1α、x2α、x3α：
x1α＝iiα
Figure GDA0002890150630000021
Figure GDA0002890150630000022
干扰变量x4α可以表示为：
Figure GDA0002890150630000023
式中，uiα为靠近逆变器端的三相电压信号经过Clark变换而得到的静止坐标系下的α轴电压分量；Lf和Cf为LC滤波器的电感和电容值；Ls和Rs分别为电机的电感和电阻值；esα为静止坐标系下的α轴反电动势；
Figure GDA0002890150630000024
代表x4α的一阶导数，
Figure GDA0002890150630000025
代表uiα的一阶导数，
Figure GDA0002890150630000026
代表uiα的二阶导数；
步骤3：构造β轴特殊的状态变量x1β、x2β、x3β：
x1β＝iiβ
Figure GDA0002890150630000027
Figure GDA0002890150630000028
干扰变量x4β可以表示为：
Figure GDA0002890150630000031
式中，uiβ为靠近逆变器端的三相电压信号经过Clark变换而得到的静止坐标系下的β轴电压分量；Lf和Cf为LC滤波器的电感和电容值；Ls和Rs分别为电机的电感和电阻值；esβ为静止坐标系下的β轴反电动势；
Figure GDA0002890150630000032
代表x4β的一阶导数，
Figure GDA0002890150630000033
代表uiβ的一阶导数，
Figure GDA0002890150630000034
代表uiβ的二阶导数；
步骤4：构造ESO计算式，得到α轴z1α～z4α的估算值：
eα＝z1α-x1α
Figure GDA0002890150630000035
Figure GDA0002890150630000036
Figure GDA0002890150630000037
Figure GDA0002890150630000038
式中，z1α～z4α分别为步骤2中规定的x1α～x4α的估计值；b1～b4分别为固定参数；
Figure GDA0002890150630000039
分别代表z1α～z4α的一阶导数；
步骤5：构造ESO计算式，得到β轴z1β～z4β的估算值：
eβ＝z1β-x1β
Figure GDA00028901506300000310
Figure GDA00028901506300000311
Figure GDA00028901506300000312
Figure GDA00028901506300000313
式中，z1β～z4β分别为步骤3中规定的x1β～x4β的估计值；b1～b4分别为固定参数；
Figure GDA00028901506300000314
分别代表z1β～z4β的一阶导数；
步骤6：通过步骤4及步骤5中计算所得，对反电动势的估计值进行计算：
Figure GDA00028901506300000315
Figure GDA00028901506300000316
式中，
Figure GDA00028901506300000317
为静止坐标系下的α轴反电动势的估计值，
Figure GDA00028901506300000318
为静止坐标系下的β轴反电动势的估计值。
步骤7：根据步骤6中计算所得，通过角度和速度计算器模块，计算角度θ和速度ω，计算公式分别为：
Figure GDA0002890150630000041
Figure GDA0002890150630000042
本发明具有如下优点：
1、本发明提供了一种用于永磁同步电机的无传感器扩张状态观测器方法，能够在不使用位置传感器的情况下，估算装配了LC滤波器的永磁同步电机(PMSM)的角度和速度，从而实现其无传感器的控制；
2、本发明以新的观测器—扩张状态观测器(ESO)为基础来实现无传感器控制。
附图说明
图1为本发明装配了LC滤波器的PMSM***框图。
图2为本发明基于ESO的估算方法的设计图。
图3为本发明提出的方法的仿真波形图。
具体实施方式
下面结合附图对本发明的技术方案作进一步的说明，但并不局限于此，凡是对本发明技术方案进行修改或者等同替换，而不脱离本发明技术方案的精神和范围，均应涵盖在本发明的保护范围中。
具体实施方式一：如图1所示，本实施方式提供的带LC滤波器的PMSM***包括电流采集模块、Clark变换模块、扩张状态观测器(ESO)模块、角度和速度计算器模块、反电动势计算模块、微控制器(MCU)，三相逆变器、LC滤波器和永磁同步电机(PMSM)，其中：
所述的电流采集模块用于采集靠近逆变器端的A、B、C相电流信号iia、iib和iic；
所述的Clark变换模块用于将A、B、C三相电流信号变换为静止坐标系下的变量α轴电流iiα和β轴电流iiβ；
所述的ESO模块用于估算电机的状态变量和干扰变量；
所述的反电动势计算模块用于计算反电动势esα和esβ；
所述的角度和速度计算器用于估算电机的角度和速度；
所述的三相逆变器用于从硬件上控制滤波器和电机；
所述的MCU用于完成所有软件算法。
具体实施方式二：本实施方式提供了一种利用具体实施方式一所述***进行无位置传感器控制的方法，如图2所示，具体实施步骤如下：
步骤1：通过电流采集模块和MCU对靠近逆变器一侧的ABC三相电流进行采集，对采集到的三相电流信号进行Clark变换，转换为在静止坐标系下的α轴电流iiα和β轴电流iiβ；
步骤2：构造α轴特殊的状态变量x1α、x2α、x3α：
x1α＝iiα
Figure GDA0002890150630000051
Figure GDA0002890150630000052
干扰变量x4α可以表示为：
Figure GDA0002890150630000053
式中，uiα为靠近逆变器端的三相电压信号经过Clark变换而得到的静止坐标系下的α轴电压分量；Lf和Cf为LC滤波器的电感和电容值；Ls和Rs分别为电机的电感和电阻值；esα为静止坐标系下的α轴反电动势；
Figure GDA0002890150630000054
代表x4α的一阶导数，
Figure GDA0002890150630000055
代表uiα的一阶导数，
Figure GDA0002890150630000056
代表uiα的二阶导数；
步骤3：构造β轴特殊的状态变量x1β、x2β、x3β：
x1β＝iiβ
Figure GDA0002890150630000057
Figure GDA0002890150630000058
干扰变量x4β可以表示为：
Figure GDA0002890150630000059
式中，uiβ为靠近逆变器端的三相电压信号经过Clark变换而得到的静止坐标系下的β轴电压分量；Lf和Cf为LC滤波器的电感和电容值；Ls和Rs分别为电机的电感和电阻值；esβ为静止坐标系下的β轴反电动势；
Figure GDA00028901506300000510
代表x4β的一阶导数，
Figure GDA00028901506300000511
代表uiβ的一阶导数，
Figure GDA00028901506300000512
代表uiβ的二阶导数；
步骤4：构造ESO计算式，得到α轴z1α～z4α的估算值：
eα＝z1α-x1α
Figure GDA0002890150630000061
Figure GDA0002890150630000062
Figure GDA0002890150630000063
Figure GDA0002890150630000064
式中，z1α～z4α分别为步骤2中规定的x1α～x4α的估计值；b1～b4分别为固定参数；
Figure GDA0002890150630000065
分别代表z1α～z4α的一阶导数；
步骤5：构造ESO计算式，得到β轴z1β～z4β的估算值：
eβ＝z1β-x1β
Figure GDA0002890150630000066
Figure GDA0002890150630000067
Figure GDA0002890150630000068
Figure GDA0002890150630000069
式中，z1β～z4β分别为步骤3中规定的x1β～x4β的估计值；b1～b4分别为固定参数；
Figure GDA00028901506300000610
分别代表z1β～z4β的一阶导数；
步骤6：通过步骤4及步骤5中计算所得，对反电动势的估计值进行计算：
Figure GDA00028901506300000611
Figure GDA00028901506300000612
式中，
Figure GDA00028901506300000613
为静止坐标系下的α轴反电动势的估计值，
Figure GDA00028901506300000614
为静止坐标系下的β轴反电动势的估计值。
步骤7：根据步骤6中计算所得，通过角度和速度计算器模块，计算角度θ和速度ω，计算公式分别为：
Figure GDA00028901506300000615
Figure GDA00028901506300000616
本实施方式的方法可用于逆变器后加装了LC滤波器的永磁同步电机的转速控制中，如电机放置于水下的长线距离传输情况、高速电机控制等。其中，逆变器上带有电流测量装置，而滤波器后端可以不使用电流测量装置，电压可以直接测量，也可以从控制电机的方法中调用计算出的电压给定。
图3所示为本实施方式方法的仿真波形图，实线表示转子实际角度，虚线表示本实施方法计算出的角度，电机转速由500r/min改变到1000r/min的过程中，无论稳态和暂态，估算出的角度基本跟随实际角度。

Claims (1)

1.一种基于带LC滤波器的PMSM***的无位置传感器控制方法，所述PMSM***包括：电流采集模块、Clark变换模块、ESO模块、角度和速度计算器模块、反电动势计算模块、MCU、三相逆变器、LC滤波器和PMSM；其中，所述三相逆变器用于从硬件上控制LC滤波器和PMSM；所述MCU用于完成所有软件算法；其特征在于，所述方法包括如下步骤：
步骤1：通过电流采集模块和MCU对靠近逆变器一侧的ABC三相电流进行采集，通过Clark变换模块将采集到的三相电流转换为在静止坐标系下的α轴电流iiα和β轴电流iiβ；
步骤2：通过ESO模块构造α轴特殊的状态变量x1α、x2α、x3α和干扰变量x4α：
Figure FDA0002890150620000011
式中，uiα为靠近逆变器端的三相电压信号经过Clark变换而得到的静止坐标系下的α轴电压分量；Lf和Cf为LC滤波器的电感和电容值；Ls和Rs分别为电机的电感和电阻值；esα为静止坐标系下的α轴反电动势；
Figure FDA0002890150620000012
代表uiα的一阶导数，
Figure FDA0002890150620000013
代表uiα的二阶导数；
步骤3：通过ESO模块构造β轴特殊的状态变量x1β、x2β、x3β和干扰变量x4β：
Figure FDA0002890150620000014
式中，uiβ为靠近逆变器端的三相电压信号经过Clark变换而得到的静止坐标系下的β轴电压分量；Lf和Cf为LC滤波器的电感和电容值；Ls和Rs分别为电机的电感和电阻值；esβ为静止坐标系下的β轴反电动势；
Figure FDA0002890150620000015
代表uiβ的一阶导数，
Figure FDA0002890150620000016
代表uiβ的二阶导数；
步骤4：通过ESO模块构造ESO计算式，得到α轴z1α～z4α的估算值：
Figure FDA0002890150620000021
式中，z1α～z4α分别为步骤2中规定的x1α～x4α的估计值；b1～b4分别为固定参数；
Figure FDA0002890150620000022
分别代表z1α～z4α的一阶导数；
步骤5：通过ESO模块构造ESO计算式，得到β轴z1β～z4β的估算值：
Figure FDA0002890150620000023
式中，z1β～z4β分别为步骤3中规定的x1β～x4β的估计值；b1～b4分别为固定参数；
Figure FDA0002890150620000024
分别代表z1β～z4β的一阶导数；
步骤6：通过步骤4及步骤5中计算所得，通过反电动势计算模块对反电动势的估计值进行计算：
Figure FDA0002890150620000025
Figure FDA0002890150620000026
式中，
Figure FDA0002890150620000027
为静止坐标系下的α轴反电动势的估计值，
Figure FDA0002890150620000028
为静止坐标系下的β轴反电动势的估计值；
步骤7：根据步骤6中计算所得，通过角度和速度计算器模块，计算角度θ和速度ω，计算公式分别为：
Figure FDA0002890150620000029
Figure FDA00028901506200000210
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