CN108011600A - 一种可重构的射频及微波功率放大器 - Google Patents

一种可重构的射频及微波功率放大器 Download PDF

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Abstract

本发明涉及一种可重构的射频及微波功率放大器，包括依次连接的输入射频开关、可调输入匹配网络、功率放大级、可调输出匹配网络和输出射频开关，以及可调谐波阻抗控制网络和偏置及控制电路；所述可调输入匹配网络和可调输出匹配网络中均分别包含至少一级具有基波阻抗转换功能的LC网络，所述LC网络中包含至少一个可重构器件，且所述可重构器件与所述LC网络中的无源器件并联。本发明通过可调输入匹配网络、可调谐波阻抗控制网络、可调输出匹配网络实现可重构的谐波阻抗控制网络和基波阻抗匹配网络，当功率放大器工作于线性功放模式的不同band时，可实时重构负载阻抗网络，满足各频段所需的基波阻抗和谐波负载。

Description

一种可重构的射频及微波功率放大器
技术领域
本发明涉及移动通信领域，具体涉及一种可重构的射频及微波功率放大器。
背景技术
在以智能手机为代表的移动通信领域中，射频及微波功率放大器(poweramplifier module，简称PA Module,或者PAM，以下简称射频功率放大器或功率放大器)是通信终端中非常重要的元件，它的性能直接影响了移动通信的质量，也直接决定了移动通信终端设备的单次充电使用寿命。射频工程师及芯片设计工程师必须持续不断的提高功率放大器性能，同时控制或者降低射频前端的复杂度及成本。
目前2G无线通信终端需要饱和功率放大器，3G/4G/5G终端需要线性功率放大器，3G/4G/5G终端需要的线性功率放大器是需要在不同的通路中不同band上满足该频段所需的基波阻抗和F类功放所需的谐波负载阻抗，这样使得功率放大器模组作为线性功放时的线性度和功率附加效率低下。另外尽管3G/4G/5G频段覆盖2G频段，但是当前两种功率放大器仍然必须共存于智能手机射频前端中，分别工作于2G模式和3G/4G模式，随着5G通信模式的到来，射频前端的复杂度和成本会进一步增加。同时，4G、5G所需要的多模多频功率放大器模组需要更高的线性度和效率，同时要增加放大器模组所能覆盖的带宽，这一点现有技术很难做到。
发明内容
本发明所要解决的技术问题是提供一种可重构的射频及微波功率放大器，针对3G/4G/5G线性功率放大器模组，在同一放大通路中不同band上实时满足该频段所需的基波阻抗和F类功放所需的谐波负载阻抗，提高模组作为线性功放时的线性度和功率附加效率。另外采用重构线性功率放大器使线性功率放大器兼容饱和功率放大器所需的工作模式，省去射频前端中的2G GSM放大器模组，降低射频前端复杂度和成本。
本发明解决上述技术问题的技术方案如下：一种可重构的射频及微波功率放大器，包括依次连接的输入射频开关、可调输入匹配网络、功率放大级、可调输出匹配网络和输出射频开关，以及可调谐波阻抗控制网络和偏置及控制电路，所述可调谐波阻抗控制网络连接在所述功率放大级和可调输出匹配网络的公共端与地之间；
所述可调输入匹配网络和可调输出匹配网络中均分别包含至少一级具有基波阻抗转换功能的LC网络，所述LC网络中包含至少一个可重构器件，且所述可重构器件与所述LC网络中的无源器件并联；
所述可调谐波阻抗控制网络包括固定谐波阻抗控制网络和至少一个可重构器件，所述可重构器件与所述固定谐波阻抗控制网络中的无源器件并联；
其中，所述可重构器件为可重构电容或可重构电感，所述可重构电容由射频开关与电容串联构成，所述可重构电感由射频开关与电感串联构成；
所述偏置及控制电路分别与所述输入射频开关、功率放大级、输出射频开关、所述可调输入匹配网络中的射频开关、所述可调输出匹配网络中的射频开关和所述可调谐波阻抗控制网络中的射频开关连接。
本发明的有益效果是：本发明一种可重构的射频及微波功率放大器通过可调输入匹配网络、可调谐波阻抗控制网络、可调输出匹配网络实现可重构的谐波阻抗控制网络和基波阻抗匹配网络，当功率放大器工作于线性功放模式的不同band时，可实时重构负载阻抗网络，满足各频段所需的基波阻抗和谐波负载。
在上述技术方案的基础上，本发明还可以做如下改进。
进一步，还包括至少一个用于配合所述可调输出匹配网络为所述功率放大级提供增加的或者降低的基波负载阻抗的备用阻抗转换网络，所述备用阻抗转换网络连接在所述可调输出匹配网络和输出射频开关之间；
所述备用阻抗转换网络包括连接在所述可调输出匹配网络和输出射频开关之间的隔直流电容，以及一端连接在所述隔直流电容与所述输出射频开关之间，另一端接地的可重构阻抗转换网络。
进一步，所述可重构阻抗转换网络具体为可重构电感，或为可重构电容，或为串联的电感和可重构电容，或为串联的电容和可重构电感；
所述偏置及控制电路还与所述可重构阻抗转换网络中的射频开关连接。
采用上述进一步方案的有益效果是：本发明一种可重构的射频及微波功率放大器在实现可重构的谐波阻抗控制网络和基波阻抗匹配网络基础上，引入备用阻抗转换控制网络，为功率放大器实现明显降低的基波负载阻抗，使3G/4G/5G线性功放既能作为线性功率放大器使用，也能工作于饱和状态，兼容2G通信模式，省去目前通信终端中的GSM饱和功率放大器，降低移动通信设备中射频前端的复杂度和成本。
进一步，所述功率放大级包括至少一级晶体管的放大级，当所述功率放大级包括两级以上的放大级时，相邻两级放大级之间设有级间匹配网络。
进一步，所述级间匹配网络为固定级间匹配网络或可调级间匹配网络，所述固定级间匹配网络和可调级间匹配网络中均分别包含至少一级具有基波阻抗转换功能的LC网络；
在所述可调级间匹配网络中还包含至少一个可重构器件，且所述可重构器件与所述可调级间匹配网络的LC网络中的无源器件并联；
所述偏置及控制电路还与所述可调级间匹配网络中的射频开关连接。
进一步，所述可调谐波阻抗控制网络中的固定谐波阻抗控制网络的等效电路为一个电容串联一个电感，或为一个电容并联一个电感，或为单独一个电容，或为单独一个电感。
进一步，所述输入射频开关中设有至少两个射频信号通道；所述输出射频开关中设有多个射频信号通道。
进一步，所述可调谐波阻抗控制网络中还设有用于抑制寄生电感的寄生电感抑制网络，所述寄生电感抑制网络练级在所述可调谐波阻抗控制网络中的可重构器件与地之间，且所述寄生电感抑制网络包括至少一个所述可重构器件。
采用上述进一步方案的有益效果是：当可调谐波阻抗控制网络中的可重构器件工作时会产生寄生电感，可能会导致重构后新谐振网络的谐振点势必会偏离预期，偏离重构目标，而寄生电感抑制网络的设置，可以避免寄生电感的影响，提供较为理想的谐波阻抗。
附图说明
图1为现有一个典型的支持2G/3G/4G***的智能手机中射频前端***框图；
图2为现有3G/4G功率放大器模组框图；
图3为现有的第一种典型功率放大器负载匹配结构示意图；
图4为现有的第二种典型功率放大器负载匹配结构示意图；
图5为现有的第三种典型功率放大器负载匹配结构示意图；
图6为现有的第四种典型功率放大器负载匹配结构示意图；
图7为现有的第五种典型功率放大器负载匹配结构示意图；
图8为现有的一个典型的控制二次谐波阻抗为低阻抗的网络结构示意图；
图9为现有的功率放大器的输出匹配网络结构示意图；
图10为本发明一种可重构的射频及微波功率放大器中可调输出匹配网络的第一种重构结构示意图；
图11为本发明一种可重构的射频及微波功率放大器中可调输出匹配网络的第二种重构结构示意图；
图12为本发明一种可重构的射频及微波功率放大器中可调输出匹配网络的第三种重构结构示意图；
图13为图12的整个匹配网络的等效结构示意图；
图14为本发明一种可重构的射频及微波功率放大器中可重构谐波阻抗控制网络的一种重构结构示意图；
图15为图14的整个网络的等效结构示意图；
图16为本发明一种可重构的射频及微波功率放大器中可重构谐波阻抗控制网络的另一种重构结构示意图
图17为发明一种可重构的射频及微波功率放大器兼容2G/3G/4G三种模式的结构示意图；
图18为本发明一种可重构的射频及微波功率放大器的整体结构示意图。
具体实施方式
以下结合附图对本发明的原理和特征进行描述，所举实例只用于解释本发明，并非用于限定本发明的范围。
首先分析现有技术的现状：
2G时代以GSM为主，移动通信只追求良好的语音通信效果，功能手机的射频功率放大器只需要覆盖GSM850/EDGE900/DCS1800/PCS1900共4个频段，相应的，2G移动通信终端所需要的功率放大器属于饱和功率放大器，只对饱和输出功率、饱和状态下的功率附加效率和谐波抑制有要求，对功率回退时的线性度没有要求。进入二十一世纪后，通信模式迅速经由EDGE/WCDMA/TDS-CDMA/CDMA2000的3G时代，进入了包含TD-LTE/LTE-FDD两种通信***的4G时代，移动通信的数据传输速率明显提升，20MHz 100RB64QAM FDD-LTE的理论峰值速率为100Mbps,与3GWCDMA的14.4Mbps相比，提高了一个量级。并且100Mbps的数据传输速率还只是单天线的理论值，如果采用MIMO技术(Multiple-Input Multiple-Output传输技术，指在发射端和接收端分别使用多个发射天线和接收天线，使信号通过发射端与接收端的多个天线同时传送和接收，提高数据传输速率)，4*4MIMO***中，即使只采用3/4的信道编码，峰值速率也可高达300Mbps，相应的用户体验是完全不一样的，每天都在频繁使用智能手机上网的机主必然有深刻的体验。3G/4G以及5G功率放大器都属于线性功率放大器，重要指标包括线性度、功率附加效率和某些特定频段的高次谐波。
图1是一个典型的支持2G/3G/4G***的智能手机中射频前端(RF Front End,通常简称RFE)***框图，图1中省略了HB功率放大器通路。由图1可以看出，LB包括GSM和3G/4G两个放大器，虽然3G/4G频段已经完全覆盖GSM频段，但是由于饱和功率放大器和线性功率放大器不能相互兼容，所以不能省去GSM放大器。同样MB也包括GSM和3G/4G两个放大器通路。
随着phase2、phase3及phase5智能手机平台方案的提出，一部多模多频的手机需要支持多个国家和地区的不同工作频段，为此，从线性功率放大器输出端到天线之间加入了许多不同的器件，如图1所示，包括两个射频开关(RF switch)、一个双工器(Duplexer)、一个双讯器(Diplexer)。其中一个射频开关在功率放大器模组内部，另一个射频开关在双讯器和双工器之间。功率放大器的射频功率输出后经过的每一个器件，都必然会给功率增加一些***损耗，以当前最为典型的MTK phase2手机平台band8(880MHz～915MHz)为例，工业界最常规的SOI工艺单刀单掷(single-pole single-throw,简称SPST)射频开关的插损典型值为0.3～0.4dB，而功率放大器模组中通常采用的射频开关是单刀多掷射频开关，常规SP7T射频开关在band8的插损约为0.5dB，双工器的插损典型值约为2.5dB，双讯器插损典型值约为0.5dB，这就意味着从功率放大器输出端到天线端，射频信号插损约为4dB，为了抵消这些插损，射频功率放大器的输出就必须预留4dB的裕量，也就是功率放大器的实际输出值是天线端实际需求值的2.5倍，这要求线性功率放大器能够输出更高的线性功率。
根据频段的不同，4G智能手机功率放大器模组内部的功率放大通路分为lowband/middle band/high band三个功率放大通道，图2是目前业内3G/4G功率放大器模组框图，可以看出包括三个信号放大通道，由三个功率放大器及各自对应的射频频带选择开关组成。其中low band信号放大通道需要覆盖band5/band8/band12/band13/band14/band17/band20/band26/band27/band28在内的所有频段，频率范围是699MHz～915MHz,middleband频率范围是1710MHz～2025MHz，high band频率范围是2300MHz～2690MHz，从带宽角度来分析，带宽与频段中心频点的比值均已大于20％，也就是三个功率放大器均属于宽带功率放大器，但是，能提高线性输出功率和功率附加效率的F类功率放大器无法实现宽带覆盖，为了理解这个问题，下面介绍与F类和IF类射频功率放大器的设计知识。
功率放大器电路的直流功耗表达式为：
式中Pout，fund代表基波功率，是功放设计工程师希望负载得到的功率，严格来说，工程师总是希望在不牺牲功率放大器其他重要指标(包括增益和功率附加效率PAE)的前提下，能够让负载得到尽可能高的射频功率，并且保持很好的线性度。而高次谐波功率及热寄生引起的热耗散Pdis会增加直流功耗PDC，降低功放的效率。但是这是否意味着高次谐波信号的存在一定是不利因素，相反，谐波控制类功放设计思路就是通过谐波阻抗控制网络实现特定的谐波阻抗，让谐波电压信号存在于放大单元集电极，与基波信号叠加塑造出某种特定的信号波形，比如方波和半正弦波，从而对基波起到保护作用，使基波信号在更大的摆幅状态下仍然不产生饱和失真及截止失真，使功率放大器能够在不牺牲PAE的前提下输出更高的线性功率。
F类功率放大器就是谐波抑制类功率放大器的典型代表，其设计原则就是在不影响输出匹配网络的前提下，通过谐波控制网络来控制谐波的阻抗，对功率放大器负载端进行谐波控制,包括偶次谐波短路和奇次谐波开路(通常只处理二次谐波和三次谐波)，在输出端得到近似方波的电压信号和近似半正弦波的电流信号，而研究证明方波电压信号能够显著提高基波线性输出功率，提高功放的线性度指标，相应知识可参考Steve C.Cripps所著《RF power amplifier of wireless communication》，第二版第6章。同时，F类功率放大器的高次谐波信号虽然并未同时保证电压和电流信号同时为0，但是偶次谐波电压分量为0，奇次谐波电流分量为0，而根据功率计算公式
Pout，nf＝V*I*cosθ
其中电压和电流只要有其中一个为0即不会产生功率。所以理想F类功放的高次谐波均不产生功率，不增加直流功耗，可以显著提高功率放大器电路效率。
IF类(逆F类)功率放大器是波形与F类截然相反的一类功率放大器，通过控制偶次谐波阻抗开路和奇次谐波阻抗短路(通常只处理二次谐波和三次谐波)，使电压波形呈现半正弦波，电流波形为矩形波，所达到的功放的性能也与F类完全不同，IF类功放能够输出更高的饱和功率，让功率放大器在饱和状态达到更高的功率附加效率，但是牺牲了功率回退状态下的线性度，所以IF类功率放大器概念常常用于2G GSM功率放大器设计。
通过以上分析可知，线性功率放大器需要采用F类设计原则，通过对谐波阻抗控制网络进行合理的设计，提高功放线性输出功率和提高放大器功率附加效率。遗憾的是，当前业内设计方法无法满足在宽带内每一个band同时满足F类所需要的谐波阻抗状态，只能折中的将处于频段中央的频带工作在F类，而频段两端就无法兼顾到，从而牺牲了边频带的性能。
以图2中MB放大通路的放大器为例，根据F类功率放大器设计原则，输出匹配网络中必然包含有谐波阻抗控制网络，图3～图7罗列了五种典型功率放大器负载匹配结构，其中都包含有这样的谐波阻抗控制网络。图8是一个典型的控制二次谐波阻抗为低阻抗的网络，对于f0＝1860MHz来说，二次谐波控制网络中两个无源器件参数需要满足以下谐振条件
而宽带射频及微波功率放大器的设计困难在于，此二次谐波控制网络，无法同时满足以下条件
但是只有真正同时满足以上三者，才能确保MB功率放大器满足F类功率放大器的设计原则。
以LB功率放大器为例，f1代表LB功率放大器所需覆盖频段的最低频点699MHz，f2代表最高频点915MHz。根据F类功率放大器设计原则，需要将f1～f2的二次谐波2f1～2f2的负载阻抗设计为短路，以实现低阻抗，同时三次谐波3f1～3f2的负载阻抗设计为开路，以实现高阻抗。因此必须确保2f2＜＜3f1。然而，2f2＝1830MHz，3f1＝2097MHz，二者相距非常近，采用当前智能手机中功放设计方法，用元器件值固定的谐波阻抗控制网络，根本不能实现这样的带宽要求，这就是射频及微波功率放大器真正实现宽带F类放大器状态的困难。
除了上面介绍的谐波阻抗控制网络面临宽带指标的设计障碍，基波阻抗的设计同样面临设计障碍，下面介绍基波阻抗的设计困难，分析4G射频功放模组的宽带指标对它们形成的设计障碍，并分析手机射频前端方案中，3G/4G功率放大器与2G功率放大器仍然共存的原因。
如图2中所示，射频功率放大器模组内部，LB、MB、HB三个放大通道中，除了包含各自的功率放大器，还有对应的输入匹配网络、级间匹配网络、输出匹配网络，此三种网络的设计目标类似，为前级放大单元或transceiver实现特定的基波负载Zopt，fund。输出匹配网络需要实现的基波负载Zopt，fund，是指在放大通路中从功率级S2放大单元向后所呈现的基波频点的特征阻抗，通过输出匹配网络实现。目前业内是通过固定的无源器件，采用不同级数(通常为一级或者两级)、不同结构的阻抗转换网络来实现基波负载Zopt，fund，功率放大器的基波输出功率Zopt，fund与Zopt，fund的关系为：
其中VDD是图2中放大单元集电极的直流偏置电压，Vknee由放大单元所用晶体管的特性决定。根据以上计算公式可以看出，一旦功率放大器的设计指标确定，该功率放大器只有一个最优基波负载Zopt,fund如果出现偏差，会直接导致功率放大器的性能指标偏离最优值。同时可以发现，由于饱和功率放大器追求较大的饱和输出功率和饱和状态下的功率附加效率，相对于3G/4G线性功率放大器来说，2G饱和功率放大器需要更低的基波负载Zopt，fund。
下面以图4所示匹配结构为例，以4G线性功率放大器常规的基波负载取值Zopt，fund＝3ohm为例，来计算MB的负载匹配网络的参数，说明宽带射频功率放大器的设计困难。
功率放大器模组内部MB通路需要覆盖的频带范围是1710MHz～2025MHz，包括band1(1920～1980MHz),band2(1850～1910MHz),band3(1717～1785MHz),band4(1710～1755MHz),band33(1900～1920MHz),band34(2010～2025MHz)，band39(1880～1920MHz)等常用频段，以及band9/10/35/36/37等不常用频段。由于这些不同频段需要共用一个MB功率放大通路，为了最大化兼顾所有频段的性能，当前业界的设计思路是将负载设计在中心频点f0＝1860MHz附近，由以下公式计算出匹配网络中各无源器件的值，
ω*L1＝Zopt*Q
ω＝2*π*f0
计算出L1＝0.45nH,L2＝1.84nH,C1＝12.3pF,C2＝3.01pF。问题在于，这个匹配网络中的元件值都是根据f0＝1860MHz计算得到，因此可以满足Zopt，fund_1860＝3ohm,而MB频带的最小频点f1＝1710MHz会得到负载Zout，fund_1710＝2.69-j0.75ohm,最大频点f2＝2025MHz，会得到负载Zopt，fund_2025＝3.46+j0.46ohm,MB放大通路所覆盖的频段之内，远离f0＝1860MHz的频段会得到逐渐偏离3ohm目标阻抗的负载，意味着功率放大器在这些边带上会表现出线性度变差、效率降低、带内增益波动大等，而这些是功率放大器模组最重要的性能指标。
从以上分析可知，一方面，输出匹配网络决定了功率放大器的基波负载Zopt，fund，它直接决定了功率放大器的饱和输出功率；另一方面，谐波阻抗控制网络决定了放大单元所得到的谐波阻抗，而谐波阻抗直接影响功率放大器的工作状态和类型，决定功率放大器的线性功率、饱和功率和功率附加效率。
针对线性功率放大器，当前设计方法面临这样两个难题，首先，在模组内部有限的空间内，输出匹配网络无法设计实现宽带基波阻抗；其次，无法将所有band同时满足F类功率放大器所要求的谐波阻抗。
针对手机中射频前端方案来说，3G/4G线性功率放大器和2G饱和功率放大器需要截然相反的谐波阻抗状态和差别较大的基波负载阻抗，线性功率放大器需要二次谐波阻抗短路和三次谐波阻抗开路，饱和功率放大器需要的谐波阻抗状态相反，同时饱和功率放大器需要更低的基波阻抗值。
结合上述现有技术的概述，解释说明本发明：
如图18所示，一种可重构的射频及微波功率放大器，包括依次连接的输入射频开关、可调输入匹配网络、功率放大级、可调输出匹配网络和输出射频开关，以及可调谐波阻抗控制网络和偏置及控制电路，所述可调谐波阻抗控制网络连接在所述功率放大级和可调输出匹配网络的公共端与地之间；所述可调输入匹配网络和可调输出匹配网络中均分别包含至少一级具有基波阻抗转换功能的LC网络，所述LC网络中包含至少一个可重构器件，且所述可重构器件与所述LC网络中的无源器件并联；所述可调谐波阻抗控制网络包括固定谐波阻抗控制网络和至少一个可重构器件，所述可重构器件与所述固定谐波阻抗控制网络中的无源器件并联；其中，所述可重构器件为可重构电容或可重构电感，所述可重构电容由射频开关与电容串联构成，所述可重构电感由射频开关与电感串联构成；所述偏置及控制电路分别与所述输入射频开关、功率放大级、输出射频开关、所述可调输入匹配网络中的射频开关、所述可调输出匹配网络中的射频开关和所述可调谐波阻抗控制网络中的射频开关连接。
本发明还包括至少一个用于配合所述可调输出匹配网络为所述功率放大级提供增加的或者降低的基波负载阻抗的备用阻抗转换网络，所述备用阻抗转换网络连接在所述可调输出匹配网络和输出射频开关之间；所述备用阻抗转换网络包括连接在所述可调输出匹配网络和输出射频开关之间的隔直流电容，以及一端连接在所述隔直流电容与所述输出射频开关之间，另一端接地的可重构阻抗转换网络；
所述可重构阻抗转换网络具体为可重构电感，或为可重构电容，或为串联的电感和可重构电容，或为串联的电容和可重构电感；
所述偏置及控制电路还与所述可重构阻抗转换网络中的射频开关连接。
所述功率放大级包括至少一级晶体管的放大级，当所述功率放大级包括两级以上的放大级时，相邻两级放大级之间设有级间匹配网络。
所述级间匹配网络为固定级间匹配网络或可调级间匹配网络，所述固定级间匹配网络和可调级间匹配网络中均分别包含至少一级具有基波阻抗转换功能的LC网络；在所述可调级间匹配网络中还包含至少一个可重构器件，且所述可重构器件与所述可调级间匹配网络的LC网络中的无源器件并联；所述偏置及控制电路还与所述可调级间匹配网络中的射频开关连接。
所述可调谐波阻抗控制网络中的固定谐波阻抗控制网络的等效电路为一个电容串联一个电感，或为一个电容并联一个电感，或为单独一个电容，或为单独一个电感。
所述输入射频开关中设有至少两个射频信号通道；所述输出射频开关中设有多个射频信号通道。
所述可调谐波阻抗控制网络中还设有用于抑制寄生电感的寄生电感抑制网络，所述寄生电感抑制网络练级在所述可调谐波阻抗控制网络中的可重构器件与地之间，且所述寄生电感抑制网络包括至少一个所述可重构器件。
以下结合背景技术中的内容对本发明进行具体实施的介绍：
如“背景技术”部分的分析，MB 3G/4G放大器的输出匹配网络一般设计在1860MHz频点，计算得L1＝0.45nH,L2＝1.84nH,C1＝12.3pF,C2＝3.1pF，Zopt，fung_1860＝3ohm。如果二次谐振网络中两个无源器件取值Lf＝0.6nH，则Cf＝2.89pF,谐振于1860MHz的二次谐波，即可获得1860MHz的二次谐波负载为低阻抗,Z2nd_1860≈0.44ohm，如果提高两个元件的Q值，可以进一步减小此二次谐波阻抗值。而对于MB(1710-2025MHz)的边频带，包括band4(1710-1755MHz)和band34(2010-2025MHz)，一方面基波阻抗已偏离设计值3ohm，Zopt，fund_1710＝2.69-j0.75ohm,Zopt，fund_2025＝3.46+j0.46ohm；另一方面，band4和band34的谐波负载也已经偏离F类放大器所需最优值，Z2nd_1710＝1.15-j3.37ohm，band34的二次谐波阻抗同样已经偏离所需低阻抗点，Z2nd_2025＝0.41+j2.6ohm。
本发明采用实时重构功率放大器负载匹配网络和谐波阻抗控制网络的方法，达到将一个放大器模组根据实时需求重构在当时所需要放大的射频信号频段之内，确保放大器工作在任何频带时，均能工作于F类功率放大器状态，以此提高性能。例如，本来模组内MB放大通路的匹配网络值是根据f0＝1860MHz计算和设计，在某一时刻，模组收到的来自基带芯片的控制信号，得知下一个时刻即将传来band4(1710～1755MHz)信号进行功率放大，模组即调整模组内部匹配网络元器件值，重构负载网络，将匹配网络内各元件值从默认值(L1＝0.45nH,L2＝1.84nH,C1＝12.3pF,C2＝3.1pF，Lf＝0.6nH，Cf＝2.89pF)更改为band4所需最佳元器件值(L1＝0.49nH,L2＝2nH,C1＝13.35pF,C2＝3.28pF，Lf＝0.6nH，Cf＝3.61pF)，即可将MB功率放大器负载重构为band4所需的最佳阻抗状态，Zopt，fund_1710＝3ohm，Z2nd_1710≈0.4ohm。同样道理，如果来自基带芯片的控制信号通知模组即将收到来自transceiver的band34的射频信号，则模组即调整模组内部匹配网络元器件值，重构负载网络，更改为band34所需最佳元器件值(L1＝0.41nH,L2＝1.67nH,C1＝11.3pF,C2＝2.78pF，Lf＝0.6nH，Cf＝2.58pF)，即可将MB功率放大器负载重构为band34所需的最佳阻抗状态，Zopt，fund_2025＝3ohm，Z2nd_2025≈0.48ohm。
图9是目前功率放大器的输出匹配网络示意图，功率放大级之后，依次是谐波阻抗网络、输出匹配网络和射频开关芯片，通常采用绝缘体上硅(silicon-on-insulator,简称SOI)工艺或者赝高电子迁移率晶体管(Pseudomorphic HEMT，简称pHEMT)工艺实现。(本发明主要以图9所示的负载匹配结构进行重构为例，当然，本发明还可以用在其他负载匹配结构的重构上，例如图3、5、6和7所示的结构)
实施例1：
图10是以图9中的负载匹配结构为基础对可调输出匹配网络中电感进行重构的结构示意图，在图9中，对于MB整个带宽1710MHz～2025MHz，所需电容C1的变化范围是11.3pF～13.3pF，最小值11.3pF，则可对图9中的电容C1进行重构，即如图10所示，在射频开关芯片上预留设计出与电容C11并联的电容C12串联射频开关S1，以及与电容C11并联的电容C13串联射频开关S2，电容C12和电容C13为重构的，电容C11采用一颗固定值的SMD电容实现。通过来自偏置及控制电路的控制信号实时控制S1、S2接通或者断开，来实现电容C12和电容C13两个电容的接入与否。电容C11＝11.3pF，采用SMD电容实现，电容C12＝1pF和电容C13＝1pF可以设计在射频开关芯片上，采用MIM电容实现。如此就实现了图9中电容C1的电容值在11.3pF、12.3pF、13.3pF三者之间实时切换，可重构可调输出匹配网络中的电容C1。
在其余的实施例中，根据不同的频率和阻抗需求，采用不同数量和不同值的电容重构输出匹配网络中的其他电容，也适用于重构其他匹配网络中的需要改变电容值的电容，包括输入匹配网络、级间匹配网络中的电容。
实施例2；
图11是以图9中的负载匹配结构为基础对可调输出匹配网络中的电感进行重构的一种结构示意图，在图9中对于MB整个带宽1710MHz～2025MHz，所需电感L2的变化范围是1.67nH～2.0nH，则可对图9中的电感L2进行重构，即如图11所示，电感L21＝2nH，采用基板绕线电感或者SMD电感，电感L22＝23nH和电感L23＝18nH采用射频开关芯片上的绕线或SMD电感，：电感L22和电感L23为重构的。其中，电感L22＝23nH串联射频开关S3，重构电感L23＝18nH串联射频开关S4，当S3、S4均断开时，只有电感L21＝2nH接入匹配网络；接通S3而断开S4时，即可得到电感L21、电感L22并联的结构，等效电感为1.84nH；当S3、S4均接通时，电感L21、电感L22和电感L23同时接入匹配网络，等效为一个1.67nH的电感。
在其余的实施例中，根据不同的频率和阻抗需求，也可以用不同数量和不同值的电感重构输出匹配网络中的其他电感，也适用于重构其他匹配网络中的需要改变电感值的电感，包括输入匹配网络、级间匹配网络电感。
实施例3：
图12是以图9中的负载匹配结构为基础对可调输出匹配网络中的电感进行重构的另一种结构示意图，在图9中对于MB整个带宽1710MHz～2025MHz，所需电感L2的变化范围是1.67nH～2.0nH，则可对图9中的电感L2进行重构，即如图12所示，电感L21＝1.67nH，电容CL22＝0.4pF串联射频开关S3，电容CL23＝0.4pF串联射频开关S4，电容CL22和电容CL23为重构的，电感L21采用基板绕线电感或者SMD电感，电容CL22、电容CL23采用射频开关芯片上的MIM电容。当S3、S4均断开时，只有L21＝1.67nH接入匹配网络，此电感值最适合为放大器工作于band34(2010～2025MHz)时使用；接通S3、S4其中一个开关时，即可得到电感L21与电容CL22并联或者电感L21与电容CL23并联，此时整个匹配网络的等效结构如图13所示，其中Ron3是开关S3的导通等效电阻，其电阻值随着射频开关S3的尺寸、形状变化而不同，但是它的电阻值量级很小，常规SOI工艺中典型值为Pon3≤0.2ohm，可忽略不计。在1860MHz，这一网络等效为一个电感值为1.84nH的电感，在band2(1850～1910MHz)频段内，此网络的等效电感值变化范围是1.836nH～1.848nH，此状态适合放大器模组工作于band2频段；当S3、S4均接通时，电感L21、电容CL22和电容CL23同时接入匹配网络，在band3/band4(1710-1785MHz)频段内，此网络等效值得变化范围是1.975nH～2.01nH，可知此状态适合放大器模组工作于band3/band4频段。此方案实现所需增加的两个MIM电容CL22和电容CL23，电容值只有0.4pF，采用射频开关芯片上面的MIM电容，几乎不需要增加该芯片的面积。
在其余的实施例中，根据不同的频率和阻抗需求，也可以用不同数量和不同值的电容重构输出匹配网络中的其他电感，也适用于重构其他匹配网络中的需要改变电感值的电感，包括输入匹配网络、级间匹配网络电感。
结合以上重构电感和重构电容的思路，在其他的实施例中，可以只用其中任何一种，也可以综合使用多种重构方式，达到重构匹配网络中各元器件值的目的。
实施例4：
为了实现更多频段满足F类功率放大器设计原则，仍然以MB放大器为例，介绍对谐波控制网络的重构方案实施例。计算可知，图9中，取二次谐振网络中电感Lf＝0.6nH，在1710MHz、1860MHz、2025MHz三个频点，对应谐振的电容Cf取值分别应该是3.6pF、3.1pF、2.6pF，则相应可以对谐波阻抗控制网络进行重构，具体重构的结构如图14所示，可调谐波阻抗控制网络包括一个固定谐波阻抗控制网络以及电容Cf2、和电容Cf3组成(电容Cf2、和电容Cf3为重构的)，固定谐波阻抗控制网络由固定电容Cf1串联固定电感Lf组成，Cf1采用一颗固定电容值的SMD电容或者HBT在片电容实现，Lf采用bonding线或者基板上金属绕线或者SMD器件组成，或者三者中的至少二者共同组成。电容Cf2串联射频开关S5，电容Cf3串联射频开关S6，Cf2、S5、Cf3、S6在射频开关裸片上实现，也可以在放大器放大级所在裸片实现。在本实施例中，所述三个电容器分别取值为Cf1＝2.6pF,Cf2＝0.5pF,Cf3＝0.5pF。当S5、S6均断开时，Cf1与Lf谐振于2025MHz的二次谐波，为band34提供较为理想的二次谐波低阻抗；当S5、S6其中一个接通而另一个断开时，谐振网络谐振于1860MHz的二次谐波，为band2提供较为理想的二次谐波低阻抗；当S5、S6均导通时，谐波网络谐振于1710MHz的二次谐波，为band3、band4提供较为理想的二次谐波低阻抗。
采用以上重构谐波阻抗控制网络的方案，进行功率放大器模组设计时，会发现可能有一个不足之处，原因在于，设计在射频开关芯片上面的与Cf2串联S5支路、Cf3串联S6支路中存在寄生电感。二次谐振网络中电感Lf的电感量较小，在S5或者S6接通时，如果Cf2串联S5网络中寄生的电感量处于与Lf取值可比拟的量级，那么重构后新谐振网络的谐振点势必会偏离预期，偏离重构目标，是否会产生这种偏离，需要根据具体实施例中设计走线而定。如图15所示，为S5和S6都接通时，整个网络的等效电路，不难理解，如果寄生电感LX满足Lx≥Lf，则重构之后的二次谐振网络形成的谐振点会位于3.3GHz，已经偏离了band3、band4的二次谐波频段(3.42GHz～3.57GHz)。针对寄生电感LX会比较大的情形，提出了另一种可重构谐波阻抗控制网络实施例，如图16所示，Cf1采用一颗固定电容值的SMD电容实现，电容Cf2串联射频开关S5，电容Cf3串联射频开关S6。Lf＝0.6nH，Cf1＝3.6pF,二者谐振在1710MHz的二次谐波频点，为band3、band4提供二次谐波低阻抗；Cf2和Cf3的取值根据以下关系设计：
其中，fa＝2025MHz，fb＝1086MHz.
当S5、S6均断开时，Cf1与Lf谐振于1710MHz的二次谐波，为band3、band4提供较为理想的二次谐波低阻抗；当S5接通而S6断开时，***会增加一个新的谐振网络，此网络谐振于2025MHz的二次谐波，为band34提供较为理想的二次谐波低阻抗；当S5、S6均接通时，谐波网络谐振于1860MHz的二次谐波，为band2提供较为理想的二次谐波低阻抗。
类似的，在其余的实施例中，根据不同的频率和阻抗需求，完全可以用不同数量和不同值的重构电容，配合不同的固定谐波阻抗网络来达到其他的谐波阻抗控制目的，适用于重构其他谐波阻抗控制网络。
由于谐波阻抗控制并非只限于为某谐波提供低阻抗，也可以通过不同的结构和不同的电容值和电感值，使某次谐波阻抗为远离低阻抗或者呈现高阻抗的目的。例如，如果省去固定谐波阻抗网络中的电感，直接采用合适电容接地，即可达到在某基波的三次谐波呈现高阻抗或者远离低阻抗的目的，由此更好的达到F类功率放大器所需的阻抗状态。结合此发明披露的方法，可调谐波阻抗控制网络可以由另一种固定谐波阻抗控制网络结合不同数量的可重构电容组成。所述另一种固定谐波阻抗控制网络可以只包含至少一个固定电容，或者只包含一个固定电感。
根据以上披露的重构思想，MB射频功率放大器工作于每一个band，都能实时重构谐波阻抗控制网络，得到近似理想F类功率放大器的性能指标。
实施例5：
根据以上披露的重构思想，也可将可调谐波阻抗控制网络重构谐振于其他状态，达到呈现三次谐波高阻抗的状态，实现IF类功率放大器所需的谐波阻抗状态。下面介绍相关重构为IF类功率放大器的实施例，也即是2G通信模式所需要的饱和功率放大器。
与3G/4G线性功率放大器相比，2G通信模式需要的饱和功率放大器具有以下三个不同之处：1、功率放大级偏置于更大的电流状态；2、设计更低的Zopt,fund；3、三次谐波短路。为了实现3G/4G线性功率放大器能够工作在2G饱和功率放大器模式，需要更低的Zopt,fund，一般达到2ohm左右。如“背景技术”部分的分析，
降低Zopt,fund可以得到更高的Popt,fund,降低Zopt,fund可以通过增加一级阻抗转换网络的方式实现，图17是一个可以兼容2G/3G/4G三种模式的功率放大器实施例，图17可以与图11、图12、图14同时使用。如图17所示，包含MB输入射频开关、MB输入匹配网络、第一放大级、MB级间匹配网络、第二放大级、输出匹配网络(其为可调输出匹配网络中断开S1、S2、S3和S4后的网络)、一个备用阻抗转换网络、可调谐波阻抗控制网络、偏置及控制电路、MB SP6T输出射频开关。
其中可调谐波阻抗控制网络包含一个固定谐波阻抗控制网络、一个可重构的电感Lf2和两个可重构的电容Cf2和Cf3，固定谐波阻抗控制网络由一个电容Cf1串联一个电感Lf1组成，电容电容Cf2串联射频开关S1，电容Cf3串联射频开关S2，电感Lf2串联射频开关S3。在其他的实施例中，可调阻抗控制网络可以采用不同数量的固定谐波阻抗控制网络和不同数量的可重构电容及不同数量的可重构电感组成，其中所述固定谐波阻抗控制网络也可以采用不同结构的谐波阻抗控制网络构成。
备用阻抗转换网络采用隔直流电容C3和一个并联到地的可重构电感组成。所述可重构电感为射频开关S7串联电感L3。
在图17实施例中，设定输出匹配网络中各器件值为L1＝0.45nH,L2＝1.84nH,C1＝12.3pF,C2＝3.1pF，设计Lf1＝Lf2＝0.6nH，Cf1＝2.6pF，Cf2＝Cf3＝0.5pF，C3＝33pF，L3＝7.4pF(这些器件值的设置是根据功率放大器的工作模式和频段设计的，这些值也可以采用固定无源器件并联可重构器件实现，在这里省略一些匹配网络中的重构结构，包括可调输出匹配网络等)。当功率放大器需要工作于3G/4G模式band2频段时，其基波(1850～1910MHz)负载阻抗Zopt,fund需要设计为约3ohm，通过偏置及控制电路控制射频开关S2、S3、S4断开(结合图11、图12和图14看)，此时基波负载阻抗网络可为第二放大级提供band2基波阻抗为可调谐波阻抗控制网络谐振在band2的二次谐波。当工作于其他3G/4G模式MB频段时，通过与图14所示结构即可达到完全覆盖的目的。
当功率放大器需要工作于2G GSM HB(GSM1800：1710～1785MHz，GSM1900：1850～1910MHz)模式时，其基波(1710～1910MHz)负载阻抗Zopt,fund需要降低至2ohm，同时需要可调谐波阻抗控制网络谐振在三次谐波。通过偏置及控制电路控制射频开关S1、S2断开，S3、S4接通(结合图11、图12和图14看)，此时基波负载阻抗网络可为第二放大级提供基波阻抗为可调谐波阻抗控制网络谐振在三次谐波。相应在输出射频开关芯片上面增加一个射频通路，连接至2G GSM HB射频输出管脚。
业内人员都清楚，根据此发明披露的设计方法，在其他实施例中，可以进一步增加或减少可调谐波阻抗控制网络中的可重构电容、可重构电感的数量及电容值、电感值，以达到覆盖其他目标频段的目的。
在其他实施例中，可通过改变备用阻抗转换网络中L3的值，以达到启用此备用阻抗转换网络之后，可在此频段或者其他频段获得其他最优基波负载的目的。
在其他实施例中，通过增加或者调整备用阻抗转换网络数量的方法，达到覆盖其他频段或者匹配到其他目标阻抗值的目的。
在其他的实时例中，也可以使用其他的元器件组成备用阻抗转换网络，例如将并联到地的可重构电感更换为可重构电容，或者更改为可重构电容与电感串联的网络，或者更改为可重构电感与电容串联的网络。
根据本发明所披露的设计思路，在其他的实施例中，可以将3G/4G LB功率放大器通路设计为可重构功率放大器，以达到在每个不同3G/4G LB频段上实时满足F类功率放大器设计原则，同样可以实现3G/4G LB功率放大器工作于饱和功率放大器状态，兼容2G LBGSM模式，从而为射频前端方案省去一颗LB GSM功率放大器，降低射频前端复杂度和成本。
根据本发明所披露的设计思路，在其他的实施例中，可以将3G/4G/5G功率放大器设计为可重构功率放大器，以兼容WLAN功率放大器、Bluetooth功率放大器、zigbee功率放大器、NB-IoT功率放大器等其他的射频功率放大器，以省去相应的功率放大器通道，节省成本和节省射频前端复杂度，如图18所示，RFin为功率放大器在任何工作模式和频段下的输入，RFout为功率放大器在任何工作模式和频段下的输出，其具有通用性。
以上所述仅为本发明的较佳实施例，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (8)

1.一种可重构的射频及微波功率放大器，其特征在于：包括依次连接的输入射频开关、可调输入匹配网络、功率放大级、可调输出匹配网络和输出射频开关，以及可调谐波阻抗控制网络和偏置及控制电路，所述可调谐波阻抗控制网络连接在所述功率放大级和可调输出匹配网络的公共端与地之间；
所述可调输入匹配网络和可调输出匹配网络中均分别包含至少一级具有基波阻抗转换功能的LC网络，所述LC网络中包含至少一个可重构器件，且所述可重构器件与所述LC网络中的无源器件并联；
所述可调谐波阻抗控制网络包括固定谐波阻抗控制网络和至少一个可重构器件，所述可重构器件与所述固定谐波阻抗控制网络中的无源器件并联；
其中，所述可重构器件为可重构电容或可重构电感，所述可重构电容由射频开关与电容串联构成，所述可重构电感由射频开关与电感串联构成；
所述偏置及控制电路分别与所述输入射频开关、功率放大级、输出射频开关、所述可调输入匹配网络中的射频开关、所述可调输出匹配网络中的射频开关和所述可调谐波阻抗控制网络中的射频开关连接。
2.根据权利要求1所述的一种可重构的射频及微波功率放大器，其特征在于：还包括至少一个用于配合所述可调输出匹配网络为所述功率放大级提供增加的或者降低的基波负载阻抗的备用阻抗转换网络，所述备用阻抗转换网络连接在所述可调输出匹配网络和输出射频开关之间；
所述备用阻抗转换网络包括连接在所述可调输出匹配网络和输出射频开关之间的隔直流电容，以及一端连接在所述隔直流电容与所述输出射频开关之间，另一端接地的可重构阻抗转换网络。
3.根据权利要求2所述的一种可重构的射频及微波功率放大器，其特征在于：所述可重构阻抗转换网络具体为可重构电感，或为可重构电容，或为串联的电感和可重构电容，或为串联的电容和可重构电感；
所述偏置及控制电路还与所述可重构阻抗转换网络中的射频开关连接。
4.根据权利要求1至3任一项所述的一种可重构的射频及微波功率放大器，其特征在于：所述功率放大级包括至少一级晶体管的放大级，当所述功率放大级包括两级以上的放大级时，相邻两级放大级之间设有级间匹配网络。
5.根据权利要求4所述的一种可重构的射频及微波功率放大器，其特征在于：所述级间匹配网络为固定级间匹配网络或可调级间匹配网络，所述固定级间匹配网络和可调级间匹配网络中均分别包含至少一级具有基波阻抗转换功能的LC网络；
在所述可调级间匹配网络中还包含至少一个可重构器件，且所述可重构器件与所述可调级间匹配网络的LC网络中的无源器件并联；
所述偏置及控制电路还与所述可调级间匹配网络中的射频开关连接。
6.根据权利要求1至3任一项所述的一种可重构的射频及微波功率放大器，其特征在于：所述可调谐波阻抗控制网络中的固定谐波阻抗控制网络的等效电路为一个电容串联一个电感，或为一个电容并联一个电感，或为单独一个电容，或为单独一个电感。
7.根据权利要求1至3任一项所述的一种可重构的射频及微波功率放大器，其特征在于：所述输入射频开关中设有至少两个射频信号通道；所述输出射频开关中设有多个射频信号通道。
8.根据权利要求1至3任一项所述的一种可重构的射频及微波功率放大器，其特征在于：所述可调谐波阻抗控制网络中还设有用于抑制寄生电感的寄生电感抑制网络，所述寄生电感抑制网络连接在所述可调谐波阻抗控制网络中的可重构器件与地之间，且所述寄生电感抑制网络包括至少一个所述可重构器件。
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