CN107925451A - 多天线无线通信***中的基于码本的信号发送/接收方法及其设备 - Google Patents
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Abstract
公开一种多天线无线通信***中的基于码本的信号发送和接收方法及其装置。具体地，用于在二维多天线无线通信***中由终端基于码本发送或接收信号的方法包括以下步骤：通过多天线端口从基站接收信道状态信息参考信号(CSI‑RS)；以及向所述基站报告信道状态信息，其中，所述信道状态信息可以包括用于指示预编码矩阵的预编码矩阵指示符(PMI)，所述PMI可以包括用于从所述码本中选择预编码矩阵集合的第一PMI和用于从预编码矩阵集合中确定应用于多层的一个预编码矩阵的第二PMI，所述预编码矩阵可以通过应用于每层的预编码矢量来配置，并且可以在通过所述第一PMI确定的预编码矢量集合中确定所述预编码矢量。
Description
技术领域
本发明涉及无线通信***，并且更具体地，本发明提出一种在已设置有二维有源天线***(2D AAS)的三维多输入多输出(3D MIMO)***中使用离散傅里叶变换(DFT)矩阵来基于码本发送/接收信号的方法以及一种支持该方法的装置。
背景技术
移动通信***已发展成在确保用户的活动的同时提供语音服务。然而，移动通信***的服务覆盖已扩展到数据服务以及语音服务。现今，业务的***式增长已经导致资源的短缺和用户对高速服务的需求，从而需要更先进的移动通信***。
下一代移动通信***的要求可以包括支持巨大的数据流量、每个用户传送速率的显著增加、显著增加的连接设备的数目的容纳、非常低的端到端延迟以及高能量效率。为此，对各种技术(诸如双连接、大规模多输入多输出(MIMO)、带内全双工、非正交多址(NOMA)、对超宽带的支持以及设备联网)进行了研究。
发明内容
【技术问题】
本发明的目的是为了提供一种在支持基于2D-AAS的3D MIMO的无线通信***中配置码本的方法。
另外，本发明的目的是为了提供一种在支持基于2D-AAS的3D MIMO的无线通信***中使用离散傅里叶变换(DFT)矩阵配置码本的方法。
此外，本发明的目的是为了提供一种在支持基于2D-AAS的3D MIMO的无线通信***中基于码本来发送和接收信号的方法。
本发明要实现的技术目的不限于前述的目的，并且本发明所属领域的普通技术人员从下面的描述中可以清楚地理解未被描述的其他目的。
发明内容
【技术方案】
在本发明的一个方面中，一种用于在二维多天线无线通信***中用户设备基于码本发送/接收信号的方法，包括以下步骤：通过多天线端口来从eNB接收信道状态信息参考信号(CSI-RS)，以及向所述eNB报告信道状态信息，其中，所述信道状态信息可以包括用于指示预编码矩阵的预编码矩阵指示符(PMI)，所述PMI可以包括用于从码本中选择预编码矩阵集合的第一PMI和用于从所述预编码矩阵集合中确定应用于多层的一个预编码矩阵的第二PMI，所述预编码矩阵可以包括应用于每层的预编码矢量，并且可以在通过所述第一PMI确定的预编码矢量集合内确定所述预编码矢量。
在本发明的另一方面中，一种用于在二维多天线无线通信***中eNB基于码本发送/接收信号的方法，包括以下步骤：通过多天线端口向用户设备发送信道状态信息参考信号(CSI-RS)以及从所述用户设备接收信道状态信息，其中，所述信道状态信息可以包括用于指示预编码矩阵的预编码矩阵指示符(PMI)，所述PMI可以包括用于从码本中选择预编码矩阵集合的第一PMI和用于从所述预编码矩阵集合中确定应用于多层的一个预编码矩阵的第二PMI，所述预编码矩阵可以包括应用于每层的预编码矢量，并且可以在通过所述第一PMI确定的预编码矢量集合内确定所述预编码矢量。
优选地，属于所述预编码矢量集合的预编码矢量的第一维度索引和第二维度索引的对可以是(x,y+1)、(x+1,y+1)、(x+2,y)和(x+3,y)，并且所述x和y可以是除负数以外的整数。
优选地，属于所述预编码矢量集合的预编码矢量的第一维度索引和第二维度索引的对可以是(x,y)、(x+1,y)、(x,y+1)和(x+1,y+1)，并且所述x和y可以是除负数以外的整数。
优选地，属于所述预编码矢量集合的预编码矢量的第一维度索引和第二维度索引的对可以是(x,y)、(x+1,y)、(x+2,y)和(x+3,y)，并且所述x和y可以是除负数以外的整数。
优选地，可以在所述预编码矢量集合内通过所述第二PMI来选择两个正交的预编码矢量。
优选地，可以通过选择被间隔开的两个预编码矢量来选择所述两个正交的预编码矢量，所述两个预编码矢量通过仅在所述第一维度上使用预编码矢量的第一维度索引的过采样因子的倍数来间隔开。
优选地，可以通过选择被间隔开的两个预编码矢量来选择所述两个正交的预编码矢量，所述两个预编码矢量通过仅在所述第二维度上使用预编码矢量的第二维度索引的过采样因子的倍数来间隔开。
优选地，在3层的情况下，可以通过对所述两个预编码矢量中的任何一个应用正交矢量来确定剩余的一个预编码矢量。
优选地，在4层的情况下，可以通过对所述两个预编码矢量中的每一个应用正交矢量来确定剩余的两个预编码矢量。
优选地，可以基于用于第一维度天线端口的第一矢量和用于第二维度天线端口的第二矢量的克罗内克积来生成所述预编码矢量，所述第一矢量可以通过所述预编码矢量的第一维度索引来指定，并且所述第二矢量可以通过所述预编码矢量的第二维度索引来指定。
优选地，所述预编码矢量可以包括从由下面的等式所生成的离散傅里叶变换(DFT)矩阵中选择的一个或多个列，
【等式】
在这种情况下，N_h是在第一维度上具有相同极化的天线端口的数目，并且Q_h可以是在所述第一维度上使用的过采样因子。
优选地，所述预编码矢量可以包括从由下面的等式所生成的离散傅里叶变换(DFT)矩阵中选择的一个或多个列，
[等式]
在这种情况下，N_v是在第二维度上具有相同极化的天线端口的数目，并且Q_v可以是在所述第二维度上使用的过采样因子。
【有益效果】
根据本发明的实施例，能够通过定义在支持基于2D-AAS的3D MIMO的无线通信***中配置码本的方法而在发送端和接收端之间平滑地执行信号(或信道)的发送和接收。
另外，根据本发明的实施例，能够在支持基于2D-AAS的3D MIMO的无线通信***中最大化波束形成增益。
通过本发明可以获得的效果不限于上述效果，并且本发明所属领域的普通技术人员可以从下面的描述中清楚地理解未描述的其他效果。
附图说明
附图作为说明书的一部分被包括在此，用于帮助理解本发明，提供本发明的实施例，并且借助于以下的说明来描述本发明的技术特征。
图1图示在本发明可以被应用于的无线通信***中的无线电帧的结构。
图2是图示在本发明可以被应用于的无线通信***中用于下行链路时隙的资源网格的图。
图3图示在本发明可以被应用于的无线通信***中的下行链路子帧的结构。
图4图示在本发明可以被应用于的无线通信***中的上行链路子帧的结构。
图5示出已知的MIMO通信***的配置。
图6是示出从多个发射天线到单个接收天线的信道的图。
图7是用于描述在本发明可以被应用于的无线通信***中的基于码本的预编码的基本概念的图。
图8图示在本发明可以被应用于的无线通信***中的映射到下行链路资源块对的参考信号图案。
图9是图示在本发明可以被应用于的无线通信***中的参考信号被映射到的资源的图。
图10图示在本发明可以被应用于的无线通信***中具有64个天线单元的2D-AAS。
图11图示在本发明可以被应用于的无线通信***中eNB或UE具有能够基于AAS形成三维(3D)波束的多个发射/接收天线的***。
图12图示在本发明可以被应用于的无线通信***中具有交叉极化的2D天线***。
图13图示在本发明可以被应用于的无线通信***中的收发器单元模型。
图14图示在本发明适用于的无线通信***中的2D AAS。
图15至图44是用于描述根据本发明的实施例的配置码本的方法的图。
图45图示在本发明可以被应用于的无线通信***中的主波束矩阵。
图46至图49图示根据本发明的实施例的图示秩2波束组合的表。
图50至图52图示根据本发明的实施例的主码本的秩2波束组合。
图53图示根据本发明的实施例的确定4个波束的波束对的方法。
图54是示出根据本发明的实施例的秩2码本的图。
图55图示根据本发明的实施例的当使用传统W_1时的索引方法。
图56图示根据本发明的实施例的正交波束的组合。
图57图示根据本发明的实施例的正交波束选择。
图58图示根据本发明的实施例的使用与配置(Config)2-4相对应的波束来配置码本的方法。
图59图示根据本发明的实施例的配置3中的波束组合。
图60图示根据本发明的实施例的用于波束组的每个配置的波束图案。
图61图示根据本发明的实施例的用于4×2波束组的每个配置的波束图案。
图62是图示根据本发明的实施例的配置码本的方法的图。
图63图示根据本发明的实施例的基于码本发送/接收信号的方法。
图64是根据本发明的实施例的无线通信设备的框图。
具体实施方式
参考附图详细地描述本发明的一些实施例。要与附图一起公开的详细描述旨在描述本发明的一些实施例，并且不旨在描述本发明的唯一实施例。下面的详细描述包括更多细节以便提供对本发明的完全理解。然而，本领域的技术人员将会理解，可以在没有这样的更多细节的情况下实现本发明。
在一些情况下，为了避免本发明的构思变得模糊，可以省略已知结构和设备，或者可以基于每个结构和设备的核心功能以框图格式示出已知结构和设备。
在本说明书中，基站具有通过其基站直接地与设备通信的网络的终端节点的意义。在本文档中，被描述成由基站执行的特定操作根据情形可以由基站的上层节点执行。也就是说，显而易见的是，在由包括基站的多个网络节点组成的网络中，为了与设备的通信而执行的各种操作可以由基站或除该基站以外的其他网络节点执行。基站(BS)可以由诸如固定站、节点B、eNB(演进型节点B)、基站收发***(BTS)或者接入点(AP)的其他术语取代。另外，设备可以是固定的或者可以具有移动性，并且可以用诸如用户设备(UE)、移动站(MS)、用户终端(UT)、移动用户站(MSS)、用户站(SS)、高级移动站(AMS)、无线终端(WT)、机器型通信(MTC)设备、机器到机器(M2M)设备或者设备到设备(D2D)设备的其他术语取代。
在下文中，下行链路(DL)意指从eNB到UE的通信，并且上行链路(UL)意指从UE到eNB的通信。在DL中，发射机可以是eNB的一部分并且接收机可以是UE的一部分。在UL中，发射机可以是UE的一部分并且接收机可以是eNB的一部分。
在下面的描述中所使用的特定术语已经被提供以帮助理解本发明，并且在不脱离本发明的技术精神的情况下可以将这样的特定术语的使用更改为各种形式。
以下技术可以在诸如码分多址(CDMA)、频分多址(FDMA)、时分多址(TDMA)、正交频分多址(OFDMA)、单载波频分多址(SC-FDMA)、以及非正交多址(NOMA)的各种无线接入***中使用。CDMA可以使用诸如通用陆地无线电接入(UTRA)或CDMA2000的无线电技术来实现。TDMA可以使用诸如全球移动通信***(GSM)/通用分组无线电服务(GPRS)/增强型数据率GSM演进(EDGE)的无线电技术来实现。OFDMA可以使用诸如电气电子工程师IEEE 802.11(Wi-Fi)、IEEE 802.16(WiMAX)、IEEE 802-20、或者演进型UTRA(E-UTRA)的无线电技术来实现。UTRA是通用移动电信***(UMTS)的一部分。第三代合作伙伴计划(3GPP)长期演进(LTE)是使用演进型UMTS陆地无线电接入(E-UTRA)的演进型UMTS(E-UMTS)的一部分，并且其在下行链路中采用OFDMA并且在上行链路中采用SC-FDMA。LTE-高级(LTE-AA)是3GPP LTE的演进。
本发明的实施例可以由在IEEE 802、3GPP和3GPP2，即，无线接入***中的至少一个中所公开的标准文档来支持。也就是说，属于本发明的实施例并且没有被描述以便于清楚地揭露本发明的技术精神的步骤或者部分可以由这些文档来支持。另外，本文档中公开的所有术语可以由标准文档来描述。
为了更加清楚地描述，主要对3GPP LTE/LTE-A进行描述，但是本发明的技术特征不限于此。
本发明可以被应用于的一般***
图1示出本发明的实施例可以被应用于的无线通信***中的无线电帧的结构。
3GPP LTE/LTE-A支持无线电帧结构类型1，其可以被应用于频分双工(FDD)，和无线电帧结构类型2，其可以被应用于时分双工(TDD)。
时域中的无线电帧的大小被表示为T_s＝1/(15000*2048)的时间单位的倍数。UL和DL传输包括持续时间为T_f＝307200*T_s＝10ms的无线电帧。
图1(a)例示无线电帧结构类型1。类型1无线电帧可以被应用于全双工FDD和半双工FDD两者。
无线电帧包括10个子帧。无线电帧包括T_slot＝15360*T_s＝0.5ms长度的20个时隙，并且给每个时隙0到19的索引。一个子帧在时域中包括连续的两个时隙，并且子帧i包括时隙2i和时隙2i+1。发送子帧需要的时间被称为传输时间间隔(TTI)。例如，子帧i的长度可以是1ms，并且时隙的长度可以是0.5ms。
FDD的UL传输和DL传输在频域中被区分。而在全双工FDD中没有限制，UE在半双工FDD操作中不可以同时发送和接收。
一个时隙在时域中包括多个正交频分复用(OFDM)符号并且在频域中包括多个资源块(RB)。在3GPP LTE中，因为在下行链路中使用OFDMA，所以OFDM符号被用来表示一个符号时段。OFDM符号可以被称为一个SC-FDMA符号或符号时段。RB是资源分配单元并且在一个时隙中包括多个连续的子载波。
图1(b)示出帧结构类型2。
类型2无线电帧包括均为153600*T_s＝5ms长度的两个半帧。每个半帧包括30720*T_s＝1ms长度的5个子帧。
在TDD***的帧结构类型2中，上行链路-下行链路配置是指示是否向所有的子帧分配(或者保留)上行链路和下行链路的规则。
表1示出上行链路-下行链路配置。
[表1]
参考表1，在无线电帧的每个子帧，“D”表示用于DL传输的子帧，“U”表示用于UL传输的子帧，并且“S”表示包括下行链路导频时隙(DwPTS)、保护时段(GP)、和上行导频时隙(UpPTS)的三种类型的字段的特殊子帧。
DwPTS用于UE中的初始小区搜索、同步或信道估计。UpPTS用于eNB中的信道估计并用于同步UE的UL传输同步。GP是用于去除由于UL和DL之间的DL信号的多路径延迟而导致在UL中发生的干扰的持续时间。
每个子帧i包括T_slot＝15360*T_s＝0.5ms的时隙2i和时隙2i+1。
UL-DL配置可以被分类为7种类型，并且对于每个配置，DL子帧、特殊子帧和UL子帧的位置和/或数量是不同的。
执行从下行链路到上行链路的变化的时间点或者执行从上行链路到下行链路的变化的时间点被称为切换点。切换点的周期性意指其中上行链路子帧和下行链路子帧被改变的周期被相同地重复。在切换点的周期性中支持5ms或10ms两者。如果切换点的周期性具有5ms的下行链路-上行链路切换点周期，则在每个半帧中特殊子帧S存在。如果切换点的周期性具有5ms的下行链路-上行链路切换点周期，则特殊子帧S仅存在于第一半帧中。
在所有配置中，0和5子帧以及DwPTS仅被用于下行链路传输。UpPTS以及继该子帧之后的子帧始终被用于上行链路传输。
对于eNB和UE两者来说可以已知作为***信息的这样的上行链路-下行链路配置。不论何时改变上行链路-下行链路配置信息，eNB都可以通过向UE仅发送上行链路-下行链路配置信息的索引来通知UE无线电帧的上行链路-下行链路分配状态的变化。此外，配置信息是一种下行链路控制信息并且可以像其他的调度信息一样通过物理下行链路控制信道(PDCCH)被发送。通过广播信道可以将配置信息作为广播信息发送到小区内的所有的UE。
表2表示特殊子帧的配置(DwPTS/GP/UpPTS的长度)。
[表2]
根据图1的示例的无线电帧的结构只是一个示例，并且可以以各种方式改变被包括在无线电帧中的子载波的数目、被包括在子帧中的时隙的数目以及被包括在时隙中的OFDM符号的数目。
图2是图示本发明的实施例可以被应用于的无线通信***中的一个下行链路时隙的资源网格的图。
参考图2，一个下行链路时隙在时域中包括多个OFDM符号。仅为了示例性目的，在此描述一个下行链路时隙包括7个OFDM符号并且一个资源块在频域中包括12个子载波，并且本发明不限于此。
资源网格上的每个元素被称为资源元素，并且一个资源块包括12×7个资源元素。包括在下行链路时隙中的资源块的数目NDL取决于下行链路传输带宽。
上行链路时隙的结构可以与下行链路时隙的结构相同。
图3示出本发明的实施例可以被应用于的无线通信***中的下行链路子帧的结构。
参考图3，位于子帧的第一时隙的前面部分中的最多三个OFDM符号对应于其中分配控制信道的控制区域，并且剩余的OFDM符号对应于其中分配物理下行链路共享信道(PDSCH)的数据区域。3GPP LTE中所使用的下行链路控制信道包括，例如，物理控制格式指示符信道(PCFICH)、物理下行链路控制信道(PDCCH)以及物理混合ARQ指示符信道(PHICH)等。
PCFICH在子帧的第一OFDM符号中被发送并且携带关于被用于在子帧中发送控制信道的OFDM符号的数目(即，控制区域的大小)的信息。PHICH是用于上行链路的响应信道并且携带用于混合自动重传请求(HARQ)的肯定应答(ACK)/否定应答(NACK)信号。在PDCCH中发送的控制信息被称为下行链路控制信息(DCI)。DCI包括上行链路资源分配信息、下行链路资源分配信息，或针对特定UE组的上行链路发射(Tx)功率控制命令。
PDCCH可以携带关于下行链路共享信道(DL-SCH)的资源分配和传输格式的信息(还被称为“下行链路许可”)、关于上行链路共享信道(UL-SCH)的资源分配信息(还被称为“上行链路许可”)、PCH上的寻呼信息、DL-SCH上的***信息、诸如在PDSCH上发送的随机接入响应的上层控制消息的资源分配、针对特定UE组中的单个UE的发射功率控制命令的集合以及互联网语音协议(VoIP)的激活等等。可以在控制区域内发送多个PDCCH，并且UE可以监测多个PDCCH。PDCCH在单个控制信道元素(CCE)或者一些连续的CCE的聚合上被发送。CCE是被用于根据无线电信道的状态向PDCCH提供编码率的逻辑分配单元。CCE对应于多个资源元素组。通过在CCE的数目与由CCE提供的编码率之间的关联关系确定PDCCH的格式和PDCCH的可用比特的数目。
eNB基于要被发送到UE的DCI来确定PDCCH的格式，并且将循环冗余检验(CRC)附加到控制信息。根据PDCCH的所有者或者使用，唯一标识符(无线电网络临时标识符(RNTI))被掩蔽到CRC。如果PDCCH是用于特定的UE的PDCCH，对于UE唯一的标识符，例如，小区-RNTI(C-RNTI)可以被掩蔽到CRC。如果PDCCH是用于寻呼消息的PDCCH，寻呼指示标识符，例如，寻呼-RNTI(P-RNTI)可以被掩蔽到CRC。如果PDCCH是用于***信息(更加具体地，***信息块(SIB))的PDCCH，***信息标识符，例如，***信息-RNTI(SI-RNTI)可以被掩蔽到CRC。随机接入-RNTI(RA-RNTI)可以被掩蔽到CRC以便于通过UE指示作为对随机接入前导的传输的响应的随机接入响应。
图4示出本发明的实施例可以被应用于的无线通信***中的上行链路子帧的结构。
参考图4，可以在频域中将上行链路子帧划分成控制区域和数据区域。携带上行链路控制信息的物理上行链路控制信道(PUCCH)被分配给控制区域。携带用户数据的物理上行链路共享信道(PUSCH)被分配给数据区域。为了保持单载波特性，一个UE不同时发送PUCCH和PUSCH。
在子帧内资源块(RB)对被分配给用于一个UE的PUCCH。属于RB对的RB在两个时隙中的每一个中占据不同子载波。这被称为被分配给PUCCH的RB对在时隙边界处跳频。
多输入多输出(MIMO)
MIMO技术不使用迄今为止通常已经使用的单个发射天线和单个接收天线，而是使用多个发射(Tx)天线和多个接收(Rx)天线。换句话说，MIMO技术是在无线通信***的发射端或者接收端中使用多输入/输出天线来提高容量或者增强性能的技术。在下文中，MIMO被称作“多输入/输出天线”。
更具体地说，多输入/输出天线技术不取决于单个天线路径以便接收单个总的消息以及通过收集经由数个天线接收的多个数据块来完成总的数据。因此，多输入/输出天线技术能够增加在特定***范围内的数据传送速率，并且还能够通过特定数据传送速率增加***范围。
期待将会使用高效的多输入/输出天线技术，因为下一代移动通信需要比现有的移动通信的速率更高的数据传送速率。在这样的情形下，MIMO通信技术是下一代移动通信技术，其可以在移动通信UE和中继节点中被广泛地使用，并且作为可以克服由数据通信的扩展而引起的另一移动通信的传送速率的限制的技术已经引起了公众的注意。
同时，正在开发的各种传输效率改进技术的多输入/输出天线(MIMO)技术，作为即使在没有额外的频率的分配或者功率增加的情况下也能够显著地提升通信容量和发送/接收性能的方法已经引起了广泛关注。
图5示出已知的MIMO通信***的配置。
参考图5，如果发射(Tx)天线的数目增加到N_T，并且接收(Rx)天线的数目同时增加到N_R，则与仅在发射机或者接收机中使用多个天线的情形不同，理论上的信道传输容量与天线的数目成比例提高。因此，传送速率能够被增加，并且频率效率能够被显著地提升。在这种情况下，根据信道传输容量的增加的传送速率理论上可以增加将以下的速率增量R_i乘以如果使用一个天线时的最大传送率R_o所获得的值。
[等式1]
Ri＝min(NT,NR)
也就是说，例如，在使用4个发射天线和4个接收天线的MIMO通信***中，与单个天线***相比，理论上能够获得四倍的传送速率。
这样的多输入/输出天线技术可以被划分为使用经过各种信道路径的符号来增加传输可靠性的空间分集方法，和通过使用多个发射天线同时发送多个数据符号来提升传送速率的空间复用方法。此外，近来正在对通过组合该两种方法来适当地获得两种方法的优点的方法进行积极研究。
将在下面更详细地描述该方法中的每个。
首先，空间分集方法包括同时使用分集增益和编码增益的空时块码系列方法和空时Trelis码系列方法。通常，就误比特率改进性能和码生成自由度而言，Trelis码系列方法是较好的，而空时块码系列方法具有低的运算复杂度。这样的空间分集增益可以对应于与发射天线的数目(N_T)和接收天线的数目(N_R)的乘积(N_T×N_R)相对应的量。
其次，空间复用方案是在发射天线中发送不同的数据流的方法。在这种情况下，在接收机中，在由发射机同时发送的数据之间产生互干扰。接收机使用适当的信号处理方案除去干扰，并且接收该数据。在这种情况下使用的噪声去除方法可以包括最大似然检测(MLD)接收机、迫零(ZF)接收机、最小均方误差(MMSE)接收机、对角的贝尔实验室分层空时码(D-BLAST)和垂直的贝尔实验室分层空时码(V-BLAST)。尤其是，如果发送端能够知道信道信息，则可以使用奇异值分解(SVD)的方法。
第三，存在使用空间分集和空间复用的组合的方法。如果仅要获得空间分集增益，则根据分集差异的增加的性能提升增益逐渐地饱和。如果仅使用空间复用增益，则在无线电信道中的传输可靠性被恶化。解决该问题并获得两种增益的方法已经被研究，并且可以包括双空时发送分集(双STTD)方法和空时比特交织编码调制(STBICM)。
为了描述多输入/输出天线***中的通信方法，如上所述，更详细地，通信方法可以经由数学建模被如下地表示。
首先，如图5所示，假设存在N_T个发射天线和N_R个接收天线。
首先，在下面描述传输信号。如果存在如上所述的N_T个发射天线，则能够发送的信息的最大条目是N_T，其可以使用以下的矢量表示。
[等式2]
同时，发射功率可以在传输信息s_1、s_2、...、s_NT的每一条中是不同的。在这种情况下，如果各个发射功率是P_1、P_2、...、P_NT，则具有控制的发射功率的传输信息可以使用以下的矢量来表示。
[等式3]
此外，等式3中的具有控制的发射功率的传输信息可以使用发射功率的对角矩阵P被如下地表示。
[等式4]
同时，在等式4中具有控制的发射功率的信息矢量乘以加权矩阵W，从而形成实际地发送的N_T个传输信号x_1、x_2、...、x_NT。在这种情况下，加权矩阵用于根据传输信道状况向天线适当地分布传输信息。可以使用传输信号x_1、x_2、...、x_NT来表示下述等式。
[等式5]
在这样的情况下，w_ij表示在第i个发射天线和第j个传输信息之间的权重，并且W是权重的矩阵的表达式。这样的矩阵W被称作加权矩阵或者预编码矩阵。
同时，诸如如上所述的传输信号x可以被考虑以在使用空间分集的情形下和使用空间复用的情形下使用。
如果使用空间复用，则因为不同的信号被复用和发送，所以所有信息矢量s的元素具有不同的值。相比之下，如果使用空间分集，则因为通过几个信道路径发送相同的信号，所以所有信息矢量s的元素具有相同的值。
可以考虑混合空间复用和空间分集的方法。换句话说，例如，可以通过3个发射天线使用空间分集发送相同的信号，并且剩余的不同的信号可以被空间复用并发送。
如果存在N_R个接收天线，则使用矢量y如下地表示各个天线的接收信号y_1、y_2、...、y_NR。
[等式6]
同时，如果在多输入/输出天线通信***中的信道被建模，则可以按照发射/接收天线索引分类信道。从发射天线j通过接收天线i的信道被表示为h_ij。在这种情况下，要注意的是，按照h_ij的索引的顺序，接收天线的索引首先出现，并且发射天线的索引随后出现。
数个信道可以被分组，并且以矢量和矩阵形式表示。例如，在下面描述矢量表达式。
图6是示出从多个发射天线到单个接收天线的信道的图。
如图6所示，从总共N_T个发射天线到接收天线i的信道可以被如下地表示。
[等式7]
此外，如果通过矩阵表示从N_T个发射天线到N_R个接收天线的所有信道，诸如等式7，则它们可以被如下地表示。
[等式8]
同时，在实际的信道经历信道矩阵H之后，加性高斯白噪声(AWGN)被增加给实际的信道。因此，使用矢量如下地表示分别被添加给N_R个接收天线的AWGN n_1、n_2、...、n_NR。
[等式9]
在多输入/输出天线通信***中的发送信号、接收信号、信道和AWGN可以通过诸如如上所述的发送信号、接收信号、信道和AWGN的建模表示为具有以下的关系。
[等式10]
同时，指示信道的状态的信道矩阵H的行和列的数目由发射/接收天线的数目确定。在信道矩阵H中，如上所述，行的数目变为等于接收天线的数目N_R，并且列的数目变为等于发射天线的数目N_T。也就是说，信道矩阵H变为N_R×N_T矩阵。
通常，矩阵的秩被定义为独立的行或者列的数目中的最小数。因此，矩阵的秩不大于行或者列的数目。就表现形式而论，例如，信道矩阵H的秩被如下地限制。
[等式11]
rank(H)≤min(NT,NR)
此外，如果矩阵经历本征值分解，则秩可以被定义为本征值的数目，其属于本征值并且不是0。同样地，如果秩经历奇异值分解(SVD)，则其可以被定义为除0以外的奇异值的数目。因此，在信道矩阵中的秩的物理意义可以被说成是可以在给定信道中发送的不同的信息的最大数。
在本说明书中，用于MIMO传输的“秩”指示通过其信号可以在特定时间点和特定频率资源上被独立地发送的路径的数目。“层数”指示通过每个路径发送的信号流的数目。通常，除非另外描述的，秩具有与层的数目相同的意义，因为发射端发送对应于在信号传输中使用的秩的数目的层数。
在下文中，关于上述的MIMO传输技术，将详细地描述基于码本的预编码技术。
图7是用于描述在本发明可以被应用于的无线通信***中的基于码本的预编码的基本概念的图。
根据基于码本的预编码技术，发送端和接收端根据传输秩、天线的数目等共享包括预定数目的预编码矩阵的码本信息。
也就是说，在反馈信息有限情况下，可以使用基于预编码的码本技术。
接收端可以通过接收信号来测量信道状态，并且可以基于上述的码本信息来反馈有限数目的优选矩阵信息(即，相应预编码矩阵的索引)。例如，接收端可以用最大似然(ML)或最小均方误差(MMSE)技术来测量信号，并且可以选择最佳的预编码矩阵。
图7示出接收端向发送端发送用于每个码字的预编码矩阵信息，但是本发明不限于此。
从接收端接收反馈信息的发送端可以基于所接收到的信息从码本中选择特定预编码矩阵。选择预编码矩阵的发送端可以按照将其数目相当于传输秩的层信号乘以所选择的预编码矩阵的方式来执行预编码，并且可以经由多个天线来发送经预编码的传输信号。预编码矩阵中的行数等于天线的数目，而列数等于秩值。因为秩值等于层数，所以列数等于层数。例如，当发射天线的数目和层数分别是4和2时，预编码矩阵可以包括4×2矩阵。下面的等式12表示在该情况下通过预编码矩阵将映射到每个层的信息映射到相应天线的操作。
[等式12]
参考等式12，映射到层的信息包括x_1和x_2并且4×2矩阵的每个元素p_ij是用于预编码的权重。y_1、y_2、y_3和y_4指示映射到天线的信息并且可以通过OFDM传输方案分别经由相应的天线来发送。
接收在发送端中预编码并发送的信号的接收端可以通过执行在发送端中执行的预编码的逆处理来重建所接收到的信号。通常，因为预编码矩阵满足如‘U*U^H＝I’(在本文中，U^H表示矩阵U的厄密特矩阵)这样的酉矩阵(U)条件，所以可以按照将所接收到的信号乘以用于由发送端执行的预编码的预编码矩阵P的厄密特矩阵P^H的方式来执行上面提到的预编码的逆处理。
此外，因为要求预编码对于各种类型的天线配置具有良好的性能，所以可能有必要在码本设计中针对各种天线配置考虑性能。在以下描述中，对多个天线的示例性配置进行说明。
在常规的3GPP LTE***(例如，根据3GPP LTE版本8或版本9标准的***)中，因为在DL中支持最多四个发射天线，所以设计了用于四个发射天线的码本。在从常规的3GPPLTE***演进而来的3GPP LTE-A***中，可以在DL中支持最多八个发射天线。因此，可能有必要设计经由最多八个发射天线为DL传输提供良好的性能的预编码码本。
此外，当设计码本时，通常需要的是恒模性质、有限字母表、对码本大小的限制、嵌套性质以及为各种天线配置提供良好的性能。
恒模性质意指配置码本的预编码矩阵的每个信道分量的幅度恒定的性质。根据此性质，不管使用什么样的预编码矩阵，都可以使从所有天线发送的功率电平保持彼此相等。因此，可以能够提高使用功率放大器时的效率。
例如，有限字母表意指在除了例如在两个发射天线的情况下使用缩放因子之外仅使用正交相移键控(QPSK)字母表(即，±1、±j)来配置预编码矩阵。因此，当通过预编码器对预编码矩阵执行乘法时，可以减轻计算的复杂度。
可以将码本大小限制为预定大小或更小。因为码本的大小增加，所以可以将针对各种情况的预编码矩阵包括在码本中，并且因此，可以更准确地反映信道状态。然而，预编码矩阵指示符(PMI)的比特的数目相应地增加而引起信令开销。
嵌套性质意味着高秩预编码矩阵的一部分被配置以低秩预编码矩阵。因此，当配置相应预编码矩阵时，即使在BS确定要执行比从UE报告的秩指示符(RI)所指示的信道秩低的传输秩的DL传输的情况下也可以保证适当的性能。此外，根据此性质，可以降低信道质量信息(CQI)计算的复杂度。这是因为当执行从针对不同秩而设计的预编码矩阵中选择预编码矩阵的操作时，可以部分地共享用于预编码矩阵选择的计算。
为各种天线配置提供良好的性能可以意味着提供超过预定水平的性能是包括低相关天线配置、高相关天线配置、交叉极化天线配置等的各种情况所需要的。
参考信号(RS)
在无线通信***中，因为数据是通过无线电信道来发送的，所以信号可能在传输期间失真。为了让接收端准确地接收失真的信号，需要使用信道信息来校正接收的信号的失真。为了检测信道信息，主要使用了当通过信道来发送对于发送侧和接收侧两者已知的信号时利用信号传输方法的失真度以及对于发送侧和接收侧两者已知的信号来检测信道信息的方法。前述信号被称作导频信号或参考信号(RS)。
此外近来，当大多数移动通信***发送分组时，他们使用能够通过采用多个发射天线和多个接收天线而不是使用迄今为止使用的一个发射天线和一个接收天线来提高发送/接收数据效率的方法。当使用多个输入/输出天线来发送和接收数据时，必须检测发射天线与接收天线之间的信道状态以便准确地接收信号。因此，每个发射天线必须具有单独的参考信号。
在移动通信***中，RS可以根据其目的基本上被划分成两种类型。存在具有获得信道状态信息的目的的RS和用于数据解调的RS。前者具有通过UE获得下行链路中的信道状态信息的目的。因此，必须在宽带中发送相应的RS，并且UE必须能够接收和测量RS，虽然UE不在特定子帧中接收下行链路数据。此外，前者也被用于无线电资源管理(RRM)测量，诸如切换。后者是当eNB发送下行链路时连同相应的资源一起发送的RS。UE可以通过接收相应的RS来执行信道估计并且因此可以对数据进行解调。必须在发送数据的区域中发送相应的RS。
下行链路RS包括用于由小区内的所有UE共享的关于信道状态的信息的获取和测量(诸如切换)的一个公共RS(CRS)以及用于仅针对特定UE的数据解调的专用RS(DRS)。可使用此类RS来提供用于解调和信道测量的信息。也就是说，DRS仅被用于数据解调，而CRS被用于信道信息获取和数据解调的两个目的。
接收侧(即，UE)基于CRS来测量信道状态，并且向发送侧(即，eNB)反馈与信道质量有关的指示符，诸如信道质量指示符(CQI)、预编码矩阵索引(PMI)和/或秩指示符(RI)。CRS也被称作小区特定RS。相比之下，可以将与信道状态信息(CSI)的反馈有关的参考信号定义为CSI-RS。
如果需要对PDSCH上的数据进行解调，则可以通过资源元素来发送DRS。UE可以通过较高层来接收关于是否存在DRS的信息，并且只有当已经映射了相应的PDSCH时DRS才有效。DRS也可以被称作UE特定RS或解调RS(DMRS)。
图8图示在本发明可以被应用于的无线通信***中映射到下行链路资源块对的参考信号图案。
参考图8，可以以时域中的一个子帧×频域中的12个子载波的形式表示下行链路资源块对(即，映射有参考信号的单元)。也就是说，在时间轴(x轴)上，一个资源块对在正常循环前缀(CP)(图8a)的情况下具有14个OFDM符号的长度，而在扩展循环前缀(CP)(图8b)的情况下具有12个OFDM符号的长度。在资源块格中，由“0”、“1”、“2”和“3”指示的资源元素(RE)分别意指天线端口索引“0”、“1”、“2”和“3”的CRS的位置，并且由“D”指示的RE意指DRS的位置。
在下面对CRS进行更详细的描述。CRS是用于估计物理天线的信道并且可以由位于小区内的所有UE共同接收的参考信号。CRS被分配给全频带宽。也就是说，CRS是小区特定信号并在宽带中每子帧被发送。此外，CRS可以被用于信道质量信息(CSI)的获取和数据解调。
根据发送侧(eNB)上的天线阵列以各种格式来定义CRS。在3GPP LTE***(例如，版本8)中，根据eNB的发射天线的数目发送用于最多四个天线端口的RS。发送下行链路信号的一侧具有三种类型的天线阵列，诸如单个发射天线、两个发射天线和四个发射天线。例如，如果eNB的发射天线的数目是两个，则发送用于0号天线端口和1号天线端口的CRS。如果eNB的发射天线的数目是四个，则发送用于0号至3号天线端口的CRS。如果eNB的发射天线的数目是四个，则在图8中示出一个RB中的CRS图案。
如果eNB使用单个发射天线，则排列用于单个天线端口的参考信号。
如果eNB使用两个发射天线，则使用时分复用(TDM)方案和/或频分复用(FDM)方案来排列用于两个发射天线端口的参考信号。也就是说，为了区分用于两个天线端口的参考信号，分配不同的时间资源和/或不同的频率资源。
此外，如果eNB使用四个发射天线，则使用TDM和/或FDM方案来排列用于四个发射天线端口的参考信号。由下行链路信号的接收侧(即，UE)测量的信道信息可以用于对使用诸如以下各项的传输方案发送的数据进行解调：单个发射天线传输、发射分集、闭环空间复用、开环空间复用或多用户多输入/输出(MIMO)天线。
如果支持多输入多输出天线，则当通过特定天线端口来发送RS时，在根据RS的图案而指定的资源元素的位置中发送RS，而不在为其他天线端口指定的资源元素的位置中发送RS。也就是说，不同天线之间的RS不重叠。
在下面对DRS进行更详细的描述。DRS用于对数据进行解调。在多输入多输出天线传输中，当UE接收到RS时，用于特定UE的预编码权重与由每个发射天线发送的传输信道组合，并且用于估计相应的信道而无需任何改变。
3GPP LTE***(例如，版本8)支持最多四个发射天线，并且定义了用于秩1波束形成的DRS。用于秩1波束形成的DRS也指示用于天线端口索引5的RS。
在LTE-A***(即，LTE***的先进和发展形式)中，设计有必要在eNB的下行链路中支持最多八个发射天线。因此，也必须支持用于最多八个发射天线的RS。在LTE***中，已经定义了仅用于最多四个天线端口的下行链路RS。因此，如果在LTE-A***中eNB具有四个至最多八个下行链路发射天线，则必须附加地定义和设计用于这些天线端口的RS。关于用于最多八个发射天线端口的RS，必须设计用于信道测量的前述RS和用于数据解调的前述RS。
在设计LTE-A***时必须考虑的一个重要因素是后向兼容性，也就是说，即使在LTE-A***中LTE UE也必须很好地操作，这必须由该***来支持。从RS传输的角度看，在每子帧在全频带中发送LTE中定义的CRS的时频域中，必须附加地定义用于最多八个发射天线端口的RS。在LTE-A***中，如果使用与现有LTE的CRS相同的方法来每子帧在全频带中添加用于最多八个发射天线的RS图案，则RS开销会过度地增加。
因此，在LTE-A***中重新设计的RS被基本上划分成两种类型，其包括具有用于选择MCS或PMI的信道测量目的的RS(信道状态信息-RS或信道状态指示-RS(CSI-RS))和用于通过八个发射天线发送的数据的解调的RS(数据解调-RS(DM-RS))。
用于信道测量目的的CSI-RS的特征在于，与用于测量(诸如信道测量和切换)和用于数据解调的目的的现有CRS不同，它是为专注于信道测量的目的而设计的。此外，CSI-RS也可以被用于诸如切换的测量的目的。与CRS不同，不必每子帧发送CSI-RS，因为它是为了获得关于信道状态的信息的目的而发送的。为了减少CSI-RS的开销，在时间轴上间歇地发送CSI-RS。
对于数据解调，DM-RS被专门地发送到在相应的时间-频率域中调度的UE。也就是说，仅在相应UE已被调度的区域中(即，在接收数据的时间-频率域中)发送用于特定UE的DM-RS。
在LTE-A***中，在eNB的下行链路中支持最多八个发射天线。在LTE-A***中，如果使用与现有LTE中的CRS相同的方法来每子帧在全频带中发送用于最多八个发射天线的RS，则RS开销会过度地增加。因此，在LTE-A***中，RS已被分成用于选择MCS或PMI的CSI测量目的的CSI-RS和用于数据解调的DM-RS，并且因此已添加了两个RS。CSI-RS也可以被用于诸如RRM测量的目的，但是已被设计用于获取CSI的主要目的。不需要每子帧发送CSI-RS，因为它未被用于数据解调。因此，为了减少CSI-RS的开销，在时间轴上间歇地发送CSI-RS。也就是说，CSI-RS具有与一个子帧的整数倍相对应的周期并且可以被周期性地发送或者以特定传输图案发送。在这种情况下，发送CSI-RS的周期或图案可以由eNB来设定。
对于数据解调，DM-RS被专门地发送到在相应的时间-频率域中调度的UE。也就是说，仅在针对相应的UE执行调度的区域中(即，仅在接收数据的时间-频率域中)发送用于特定UE的DM-RS。
为了测量CSI-RS，UE必须知道关于用于该UE所属于的小区的每个CSI-RS天线端口的CSI-RS的传输子帧索引、CSI-RS资源元素(RE)时间频率在传输子帧内的位置和CSI-RS序列的信息。
在LTE-A***中，eNB必须针对最多八个天线端口中的每一个发送CSI-RS。用于不同的天线端口的CSI-RS传输的资源必须是正交的。当一个eNB针对不同的天线端口发送CSI-RS时，它可以通过将用于各个天线端口的CSI-RS映射到不同的RE来根据FDM/TDM方案正交地分配资源。可替选地，可以根据用于将CSI-RS映射到彼此正交的码的CDM方案来发送用于不同的天线端口的CSI-RS。
当eNB向属于eNB的UE通知关于CSI-RS的信息时，首先，eNB必须向UE通知关于被映射有用于每个天线端口的CSI-RS的时间频率的信息。具体地，该信息包括发送CSI-RS的子帧编号或发送CSI-RS的周期、发送CSI-RS的子帧偏移、发送特定天线的CSI-RS RE的OFDM符号编号、频率间距以及RE在频率轴上的偏移或移位值。
通过一个、两个、四个或八个天线端口来发送CSI-RS。在这种情况下使用的天线端口分别是p＝15、p＝15、16、p＝15、...、18以及p＝15、...、22。可以针对子载波间距Δf＝15kHz定义CSI-RS。
在为CSI-RS传输而配置的子帧中，CSI-RS序列如在等式13中一样被映射到用作每个天线端口p上的参考符号的复值调制符号a_k,l^(p)。
[等式13]
l″＝0，1
在等式13中，(k’,l’)(其中k’是资源块内的子载波索引并且l’指示时隙内的OFDM符号索引)并且n_s的条件是根据CSI-RS配置而确定的，诸如表3或表4。
表3图示来自正常CP中的CSI-RS配置的(k’,l’)的映射。
[表3]
表4图示来自扩展CP中的CSI-RS配置的(k’,l’)的映射。
[表4]
参考表3和表4，在CSI-RS的传输中，为了减少包括异构网络(HetNet)环境的多小区环境中的小区间干扰(ICI)，定义了最多32个不同的配置(在正常CP的情况下)或最多28个不同的配置(在扩展CP的情况下)。
CSI-RS配置根据天线端口的数目和小区内的CP而不同，并且邻近小区可以具有最多不同的配置。此外，可以根据帧结构将CSI-RS配置划分成它被应用于FDD帧和TDD帧两者的情况以及它被应用于仅TDD帧的情况。
(k’,l’)和n_s是根据基于表3和表4的CSI-RS配置而确定的，并且用于CSI-RS传输的时间-频率资源是根据每个CSI-RS天线端口而确定的。
图9是图示在本发明可以被应用于的无线通信***中的参考信号被映射到的资源的图。
图9(a)示出可由一个或两个CSI-RS天线端口用于CSI-RS传输的二十种类型的CSI-RS配置，图9(b)示出可用于四个CSI-RS天线端口的十种类型的CSI-RS配置，并且图9(c)示出可用于八个CSI-RS天线端口的五种类型的CSI-RS配置。
如上所述，发送CSI-RS的无线电资源(即，RE对)是根据每个CSI-RS配置而确定的。
如果对于特定小区一个或两个天线端口被配置用于CSI-RS传输，则在图9(a)中所示的二十种类型的CSI-RS配置中的配置的CSI-RS配置的无线电资源上发送CSI-RS。
同样地，当对于特定小区四个天线端口被配置用于CSI-RS传输时，在图9(b)中所示的十种类型的CSI-RS配置中的配置的CSI-RS配置的无线电资源上发送CSI-RS。此外，当对于特定小区八个天线端口被配置用于CSI-RS传输时，在图9(c)中所示的五种类型的CSI-RS配置中的配置的CSI-RS配置的无线电资源上发送CSI-RS。
用于每个天线端口的CSI-RS针对每两个天线端口(即，{15,16}、{17,18}、{19,20}和{21,22})在相同的无线电资源上进行CDM并被发送。例如，在天线端口15和16的情况下，用于相应天线端口15和16的CSI-RS复制符号是相同的，但是被乘以不同类型的正交码(例如，沃尔什码)并且映射到相同的无线电资源。用于天线端口15的CSI-RS的复制符号被乘以[1,1]，并且用于天线端口16的CSI-RS的复制符号被乘以[1-1]并映射到相同的无线电资源。天线端口{17,18}、{19,20}和{21,22}也是如此。
UE可以通过与发送的符号已经乘过的码相乘来检测用于特定天线端口的CSI-RS。也就是说，为了检测用于天线端口15的CSI-RS，发送的符号乘以相乘过的码[1 1]，并且为了检测用于天线端口16的CSI-RS，发送的符号乘以相乘过的码[1-1]。
参考图9(a)至图9(c)，在相同的CSI-RS配置索引的情况下，根据具有大量天线端口的CSI-RS配置的无线电资源包括具有少量CSI-RS天线端口的无线电资源。例如，在CSI-RS配置0的情况下，用于8个天线端口的无线电资源包括用于4个天线端口的无线电资源和用于一个或两个天线端口的无线电资源。
可以在一个小区中使用多个CSI-RS配置。0或一个CSI-RS配置可以被用于非零功率(NZP)CSI-RS，并且0个或多个CSI-RS配置可以被用于零功率(ZP)CSI-RS。
对于在作为由高层配置的16个比特的位图的零功率(ZP)CSI-RS(“ZeroPowerCSI-RS”)中设定为1的每个比特，UE假定在与表3和表4的四个CSI-RS列相对应的RE(除了RE与假定由高层配置的NZP CSI-RS的RE重叠的情况之外)中零发射功率。最高有效位(MSB)对应于最低CSI-RS配置索引，并且位图中的下一个比特顺序地对应于下一个CSI-RS配置索引。
仅在满足表3和表4中的(n_s mod 2)的条件的下行链路时隙和满足CSI-RS子帧配置的子帧中发送CSI-RS。
在帧结构类型2(TDD)的情况下，不在特殊子帧、同步信号(SS)、与PBCH或SystemInformationBlockType1(SIB1)消息传输冲突的子帧或被配置成寻呼消息传输的子帧中发送CSI-RS。
此外，发送用于属于天线端口集合S(S＝{15}、S＝{15,16}、S＝{17,18}、S＝{19,20}或S＝{21,22})的任意天线端口的CSI-RS的RE未被用于PDSCH的传输或者用于另一天线端口的CSI-RS传输。
用于CSI-RS传输的时间-频率资源不能被用于数据传输。因此，数据吞吐量随着CSI-RS开销增加而减少。通过考虑这一点，CSI-RS未被配置成每子帧被发送，而是被配置成在与多个子帧相对应的每个传输周期中被发送。在这种情况下，与每子帧发送CSI-RS的情况相比，可显著地减少CSI-RS传输开销。
在表5中示出了用于CSI-RS传输的子帧周期(在下文中被称为“CSI传输周期”)T_CSI-RS和子帧偏移量Δ_CSI-RS。
表5图示CSI-RS子帧配置。
[表5]
参考表5，CSI-RS传输周期T_CSI-RS和子帧偏移Δ_CSI-RS是根据CSI-RS子帧配置I_CSI-RS而确定的。
可以将表5的CSI-RS子帧配置配置为前述“SubframeConfig”字段和“zeroTxPowerSubframeConfig”字段中的一个。可以相对于NZP CSI-RS和ZP CSI-RS单独地配置CSI-RS子帧配置。
包括CSI-RS的子帧满足等式14。
[等式14]
在等式14中，T_CSI-RS意指CSI-RS传输周期，Δ_CSI-RS意指子帧偏移值，n_f意指***帧编号，并且n_s意指时隙编号。
在已经对于服务小区配置了传输模式9的UE的情况下，可以为UE配置一个CSI-RS资源配置。在已经对于服务小区配置了传输模式10的UE的情况下，可以为UE配置一个或多个CSI-RS资源配置。
在当前的LTE标准中，CSI-RS配置包括天线端口数(antennaPortsCount)、子帧配置(subframeConfig)和资源配置(resourceConfig)。因此，CSI-RS配置提供有多少天线端口发送CSI-RS的通知，提供将发送CSI-RS的子帧的周期和偏移的通知，并且提供在相应子帧中的哪一个RE位置(即，频率和OFDM符号索引)中发送CSI-RS的通知。
具体地，通过高层信令来配置用于每个CSI-RS(资源)配置的以下参数。
-如果已经配置了传输模式10，则配置CSI-RS资源配置标识符
-CSI-RS端口数(antennaPortsCount)：指示用于CSI-RS传输的天线端口的数目的参数(例如，一个CSI-RS端口、两个CSI-RS端口、四个CSI-RS端口或八个CSI-RS端口)
-CSI-RS配置(resourceConfig)(参考表3和表4)：关于CSI-RS分配资源位置的参数
-CSI-RS子帧配置(subframeConfig，即I_CSI-RS)(参考表5)：关于将发送CSI-RS的子帧的周期和/或偏移的参数
-如果已经配置了传输模式9，则配置用于CSI反馈的发射功率P_C：关于UE用于反馈的参考PDSCH发射功率的假定，当UE导出CSI反馈并按照1-dB步长在[8,15]dB范围内取值时，P-C被假定为每个PDSCH RE的每资源元素能量(EPRE)和CSI-RS EPRE的比率。
-如果已经配置了传输模式10，则配置对于每个CSI进程用于CSI反馈的发射功率P_C。如果对于CSI进程通过高层配置CSI子帧集合C_CSI,0和C_CSI,1，则为CSI进程中的每个CSI子帧集合配置P_C。
-伪随机序列生成器参数n_ID
-如果已经配置了传输模式10，则配置包括用于准共置(QCL)类型BUE假定的QCL加扰标识符(qcl-ScramblingIdentity-r11)、CRS端口计数(crs-PortsCount-r11)和MBSFN子帧配置列表(mbsfn-SubframeConfigList-r11)参数的高层参数“qcl-CRS-Info-r11”。
当由UE导出的CSI反馈值具有[-8,15]dB范围内的值时，P_C被假定为PDSCH EPRE与CSI-RS EPRE的比率。在这种情况下，PDSCH EPRE对应于PDSCH EPRE与CRS EPRE的比率是ρ_A的符号。
不同时在服务小区的相同子帧中配置CSI-RS和PMCH。
在帧结构类型2中，如果已经配置了四个CRS天线端口，则不在UE中配置在正常CP的情况下属于[20-31]集合(参考表3)的CSI-RS配置索引或在扩展CP的情况下属于[16-27]集合(参考表4)的CSI-RS配置索引。
UE可以假定CSI-RS资源配置的CSI-RS天线端口与延迟扩展、多普勒扩展、多普勒频移、平均增益和平均延迟具有QCL关系。
已经配置了传输模式10和QCL类型B的UE可以假定与CSI-RS资源配置相对应的天线端口0-3和与CSI-RS资源配置相对应的天线端口15-22与多普勒扩展和多普勒频移具有QCL关系。
在已经配置了传输模式1-9的UE的情况下，可以对于服务小区在UE中配置一个ZPCSI-RS资源配置。在已经配置了传输模式10的UE的情况下，可以对于服务小区在UE中配置一个或多个ZP CSI-RS资源配置。
可以通过高层信令来配置用于ZP CSI-RS资源配置的以下参数。
-ZP CSI-RS配置列表(zeroTxPowerResourceConfigList)(参见表3和表4)：关于零功率CSI-RS配置的参数
-ZP CSI-RS子帧配置(eroTxPowerSubframeConfig，即I_CSI-RS)(参考表5)：关于发送零功率CSI-RS的子帧的周期和/或偏移的参数
不同时在服务小区的相同子帧中配置ZP CSI-RS和PMCH。
在已经配置了传输模式10的UE的情况下，可以对于服务小区在UE中配置一个或多个信道状态信息-干扰测量(CSI-IM)资源配置。
可以通过高层信令来配置用于每个CSI-IM资源配置的以下参数。
-ZP CSI-RS配置(参见表3和表4)
-ZP CSI RS子帧配置I_CSI-RS(参见表5)
CSI-IM资源配置与配置的ZP CSI-RS资源配置中的任何一个相同。
不同时在服务小区的相同子帧内配置CSI-IM资源和PMCH。
大规模MIMO
具有多个天线的MIMO***可以被称作大规模MIMO***并且作为用于提高频谱效率、能量效率和处理复杂度的手段一直备受关注。
在最近的3GPP中，为了满足未来移动通信***的频谱效率的要求，关于大规模MIMO***的讨论已开始。大规模MIMO也被称作全维MIMO(FD-MIMO)。
在LTE版本(Rel)-12之后的无线通信***中，考虑引入有源天线***(AAS)。
与已经使能够调整信号的相位和大小的放大器和天线分离的现有无源天线***不同，AAS意指每个天线被配置成包括有源元件(诸如放大器)的***。
因为使用有源天线，所以AAS不需要用于连接放大器和天线的单独的电缆、连接器和其他硬件，并且因此在能量和运行成本方面具有高效率特性。特别地，因为AAS支持每个电子波束控制方法，所以AAS能够实现先进MIMO技术，诸如考虑波束方向和波束宽度的精确波束图案或3D波束图案的形成。
由于诸如AAS的先进天线***的引入，也考虑具有多个输入/输出天线的大规模MIMO结构和多维天线结构。例如，与在现有的直型天线阵列中不同，如果形成二维(2D)天线阵列，则可通过AAS的有源天线形成3D波束图案。
图10图示在本发明可以被应用于的无线通信***中具有64个天线单元的2D-AAS。
图10图示常见的2D天线阵列。可以考虑如在图10中一样N_t＝N_v·N_h个天线具有正方形的情况。在这种情况下，N_h指示水平方向上的天线列的数目，并且N_v指示垂直方向上的天线行的数目。
如果使用这种2D结构的天线阵列，则可在垂直方向(仰角)和水平方向(方位角)两者上控制无线电波，使得可在3D空间中控制发射波束。这种类型的波长控制机制可以被称作3D波束形成。
图11图示在本发明可以被应用于的无线通信***中eNB或UE具有能够基于AAS形成3D波束的多个发射/接收天线的***。
图11是前述示例的图并图示使用2D天线阵列(即，2D-AAS)的3D MIMO***。
从发射天线的角度来看，如果使用3D波束图案，则除了水平方向之外还可在波束的垂直方向上形成半静态或动态波束。例如，可以考虑诸如在垂直方向上形成扇区的应用。
此外，从接收天线的角度来看，当使用大规模接收天线来形成接收波束时，可以预期根据天线阵列增益的信号功率上升效应。因此，在上行链路的情况下，eNB可通过多个天线接收来自UE的信号。在这种情况下，存在如下优点，即，UE可通过考虑大规模接收天线的增益来将其发射功率设定得非常低以便减少干扰影响。
图12图示在本发明可以被应用于的无线通信***中具有交叉极化的2D天线***。
可以如图12中所示的那样用图表示考虑极化的2D平面天线阵列模型。
与根据无源天线的现有MIMO***不同，基于有源天线的***可通过对附接(或包括)有每个天线单元的有源元件(例如，放大器)应用权重来动态地控制天线单元的增益。因为辐射图案取决于天线单元的数目和天线布置(诸如天线间距)，所以可以在天线单元级别上对天线***进行建模。
天线阵列模型(诸如图12的示例)可以通过(M、N、P)来表示。这对应于表征天线阵列结构的参数。
M指示在每列(即，垂直方向)上具有相同极化的天线单元的数目(即，在每列中具有+45°倾斜的天线单元的数目或在每列中具有-45°倾斜的天线单元的数目)。
N指示水平方向上的列数(即，水平方向上的天线单元的数目)。
P指示极化的维数。如在图12的情况下一样在交叉极化的情况下P＝2，或者在共极化的情况下P＝1。
天线端口可以被映射到物理天线单元。天线端口可以通过与相应天线端口有关的参考信号来定义。例如，在LTE***中，天线端口0可以与小区特定参考信号(CRS)有关，而天线端口6可以与定位参考信号(PRS)有关。
例如，可以以一对一方式映射天线端口和物理天线单元。这可以对应于单个交叉极化天线单元被用于下行链路MIMO或下行链路发射分集的情况。例如，天线端口0被映射到一个物理天线单元，然而天线端口1可以被映射到另一个物理天线单元。在这种情况下，从UE的角度来看，存在两种类型的下行链路传输。一个与用于天线端口0的参考信号有关，而另一个与用于天线端口1的参考信号有关。
又例如，单个天线端口可以被映射到多个物理天线单元。这可以对应于单个天线端口被用于波束形成的情况。在波束形成中，使用多个物理天线单元，所以下行链路传输可以被导向特定UE。一般而言，这可以利用使用多列多个交叉极化天线单元所配置的天线阵列来实现。在这种情况下，从UE的角度来看，存在从单个天线端口生成的一种类型的下行链路传输。一个与用于天线端口0的CRS有关，而另一个与用于天线端口1的CRS有关。
也就是说，天线端口指示从UE的角度来看的下行链路传输，而不是通过eNB来自物理天线单元的实际下行链路传输。
又例如，多个天线端口被用于下行链路传输，但是每个天线端口可以被映射到多个物理天线单元。这可以对应于天线阵列被用于下行链路MIMO或下行链路分集的情况。例如，天线端口0和1中的每一个可以被映射到多个物理天线单元。在这种情况下，从UE的角度来看，有两种类型的下行链路传输。一个与用于天线端口0的参考信号有关，而另一个与用于天线端口1的参考信号有关。
在FD-MIMO中，数据流的MIMO预编码可以经历天线端口虚拟化、收发器单元(或发送和接收单元)(TXRU)虚拟化以及天线单元图案。
在天线端口虚拟化中，天线端口上的流在TXRU上被预编码。在TXRU虚拟化中，TXRU信号在天线单元上被预编码。在天线单元图案中，由天线单元辐射的信号可以具有定向增益图案。
在现有收发器建模中，假定了天线端口与TXRU之间的静态一对一映射，并且TXRU虚拟化效果被结合到包括TXRU虚拟化和天线元件图案的效果的静态(TXRU)天线图案中。
可以通过频率选择性方法来执行天线端口虚拟化。在LTE中，定义了天线端口以及参考信号(或导频)。例如，对于天线端口上的预编码数据传输，在与数据信号相同的带宽中发送DMRS，并且DMRS和数据两者由相同的预编码器(或相同的TXRU虚拟化预编码)来预编码。对于CSI测量，通过多个天线端口来发送CSI-RS。在CSI-RS传输中，表征CSI-RS端口与TXRU之间的映射的预编码器可以用唯一矩阵加以设计，使得UE可估计用于数据预编码矢量的TXRU虚拟化预编码矩阵。
在下面参考附图描述的1D TXRU虚拟化和2D TXRU虚拟化中对TXRU虚拟化方法进行讨论。
图13图示在本发明可以被应用于的无线通信***中的收发器单元模型。
在1D TXRU虚拟化中，M_TXRU TXRU与在具有相同极化的单个列天线阵列中配置的M个天线单元有关。
在2D TXRU虚拟化中，可以通过(M_TXRU、N、P)来表示与图12的天线阵列模型配置(M、N、P)相对应的TXRU模型配置。在这种情况下，M_TXRU意指在2D同一列和同一极化中存在的TXRU的数目，并且总是满足M_TXRU≤M。也就是说，TXRU的总数与M_TXRU×N×P相同。
可以根据天线单元与TXRU之间的相关性将TXRU虚拟化模型划分成如在图13(a)中一样的TXRU虚拟化模型选项1：子阵列分割模型以及如在图13(b)中一样的TXRU虚拟化模型选项2：全连接模型。
参考图13(a)，在子阵列分割模型的情况下，天线单元被分割成多个天线单元组，并且每个TXRU连接到这些组中的一个。
参考图13(b)，在全连接模型的情况下，多个TXRU的信号被组合并传送到单个天线单元(或天线单元的布置)。
在图13中，q是在一列内具有M个共极化的天线单元的传输信号矢量。W是宽带TXRU虚拟化矢量，并且W是宽带TXRU虚拟化矩阵。X是M_TXRU TXRU的信号矢量。
在这种情况下，天线端口与TXRU之间的映射可以是一对一或一对多。
在图13中，TXRU与天线单元之间的映射(TXRU到单元映射)示出一个示例，但是本发明不限于此。从硬件的角度来看，本发明可以被同样地应用于可以以各种形式实现的TXRU与天线单元之间的映射。
基于2D AAS操作的3D MIMO***的码本设计方法
如图10至图12中所图示，本发明提出针对2D AAS基于DFT(离散傅立叶变换)配置(设计)码本的方法。
在LTE-A中，8Tx(发射机)码本的PMI(预编码矩阵指示符)被设计为长期和/或宽带预编码器W_1以及短期和/或子带预编码器W_2以便提高反馈信道精确度。
用于从两条信道信息配置最终PMI的等式通过如由等式15所表达的W_1和W_2的乘积来表示。
[等式15]
W＝norm(W1W2)
在等式15中，W是从W_1和W_2生成的预编码器并且被从UE反馈到基站。norm(A)表示矩阵A中每列的范数被归一化为1的矩阵。
在LTE中定义的8Tx码本中，W_1和W_2具有如由等式16所表示的结构。
【等式16】
其中是Nt/2乘M矩阵。
(如果秩＝r)，其中1≤k、l、m≤M并且k、l、m是整数。
这里，i_1和i_2分别指示W_1和W_2的索引并且表示具有长度为M的选择矢量，其中第k个元素的值是1并且其他值是0。
考虑到当使用交叉极化天线并且天线间距窄(例如，相邻天线之间的距离小于信号波长的一半)时生成的信道相关特性来设计前述码字结构。可将交叉极化天线划分成水平天线组和垂直天线组。每个天线组具有均匀线性阵列(ULA)天线的特性并且两个天线组可以位于一处。因此，每组的天线之间的相关性具有相同的线性相位增量特性并且天线组之间的相关性具有相位旋转特性。
因为码本对应于通过对信道进行量化而获得的值，所以有必要通过在其中反映与源相对应的信道的特性来设计码本。
当为了描述的方便而举例说明在上述结构中生成的秩-1码字时，可以确认这种信道特性已被反映在满足等式16的码字中。
【等式17】
在等式17中，码字通过N_t(Tx天线的数目)×1来表示并且被结构化成分别表示水平天线组和垂直天线组的相关特性的上矢量和下矢量通过在其中反映每个天线组的天线间相关特性来将表示为具有线性相位增量的矢量是有利的，并且为此可以使用DFT矩阵作为典型示例。
此码本结构适用于使用2D AAS的***并且通过等式18来表示。
[等式18]
这里，W_1表示信道的长期性质并针对宽带来反馈，而W_2表示信道的短期性质，针对子带来反馈并且执行选择和共相(在交叉极化天线的情况下)。下标H和V表示水平方向和垂直方向，并且表示克罗内克(Kronecker)乘积。
W_1V被选择为由DFT码本的矩阵D中的列组成的矩阵D的子集，如由等式19所表示。可如由等式19所表示的那样生成DFT码本。
【等式19】
对于m＝1,2,···,Nv，n＝1,2,···,NvQv
在等式19中，Qv表示过采样因子并且Nv表示垂直天线端口的数目。
这里，根据天线虚拟化天线单元可以对应于天线端口。在下文中，为了描述的方便，天线单元在说明书中将被称作天线端口。
类似地，W_1H被选择为如由等式20所表示的由矩阵D中的列组成的矩阵D的子集。可以如由等式20所表示的那样生成DFT码本。
[等式20]
对于m＝1,2,···,Nh，n＝1,2,···,NhQh
在等式20中，Qh表示过采样因子并且Nh是水平天线端口的数目。
如上所述，可将码本中的预编码矩阵W表示为W＝W1W2。这里，W1可作为被导出。这里X1是N_1×L_1矩阵并且可由L_1个列矢量组成。列矢量具有N_1的长度并且可对应于过采样O_1倍的DFT矢量，即，此外，X2是N_2×L_2矩阵并且可由L_2个列矢量组成。这里，列矢量具有N_2的长度并且可对应于过采样O_2倍的DFT矢量，即，这里，N_1表示在第一维度(例如，水平域)上用于相同极化的天线端口的数目并且N_2表示在第二维度(例如，垂直域)上用于相同极化的天线端口的数目。
图14图示在本发明适用于的无线通信***中的2D AAS。
图14(a)图示8收发器单元(TXRU：收发器单元)2D AAS，图14(b)图示12TXRU 2DAAS并且图14(c)图示16TXRU 2D AAS。
在图14中，M是具有相同极化的单列(即，第一维度)的天线端口的数目并且N是具有相同极化的单行(即，第二维度)的天线端口的数目。P指示极化的维数。Q指示TXRU(天线端口)的总数。
本发明中提出的码本适用于图14中所图示的2D AAS。本发明不限于图14中所图示的2D AAS并且可以被扩展并应用于除图14的天线配置以外的天线配置。
首先，将描述(M、N、P、Q)＝(2、2、2、8)的情况。在这种情况下，两个+45°倾斜天线(图14中的天线“/”)位于水平方向和垂直方向上，并且Nh＝2、Nv＝2。
根据水平方向上的过采样因子Qh和垂直方向上的过采样因子Qv形成构成W_1H和W_1V的码本的列的数目(即，预编码矩阵的数目)分别是NhQh和NhQv。构成W_1的码本C_1由与水平和垂直天线端口相对应的码本的克罗内克积组成，并且因此构成码本C_1的列的数目是NhQhNvQv，并且在8个TXRU的情况下是4QhQv。
以这种方式，可根据过采样因子和从接收终端反馈给基站的PMI的比特的数目来配置各种类型的码本。
在下文中，与W_1相对应的反馈比特的数目被定义为L_1并且与W_2相对应的反馈比特的数目被定义为L_2。
此外，前述参数Nh、Qh、Nv和Qv可以根据天线端口的数目具有不同值，如图14中所图示，并且由基站通过RRC信令发信号通知给终端或者在基站与终端之间预定义的值可以被用作参数。
本发明提出在针对至少矩阵W_1具有双重结构的2D AAS的码本设计中配置/设定W_1和W_2的方法。
在本发明的以下描述中，为了描述的方便，在2D天线阵列中第一维度/域被称为水平维度/域并且第二维度/域被称为垂直维度/域。然而，本发明不限于此。
此外，在本发明的描述中，除非特别描述，否则等式中使用的相同变量可通过相同的符号来指示并被解释为相同的含义。
此外，在本发明的描述中，波束可被解释为用于生成波束的预编码矩阵，并且波束组可被解释为一组预编码矩阵(或一组预编码矢量)。另外，对波束(或波束对)的选择可被解释为对能够生成波束的预编码矩阵(或矢量)的选择。
1.8 TXRU
将描述为如图14(a)中所示的8 TXRU 2D AAS配置码本的方法。假定Qh＝4、Qv＝2、L1＝4、L2＝4。
在这种情况下，构成码本C1的列的数目是32(＝NhQhNvQv＝2*4*2*2)。每列由4个TxDFT矢量组成。
接收UE可使用从基站(BS)发送的参考信号(例如，CSI-RS)来向BS报告(即，反馈)列当中的在长期/宽带方面适合于其的W_1索引。。
这里，配置与每个索引相对应的W_1的方法可以与负责选择和共相的W_2矩阵的反馈比特的数目L_2相关。为了方便，与选择相对应的比特的数目被定义为L_2S并且与共相相对应的比特的数目被定义为L_2C。这里，建立了L_2＝L_2S+L_2C的关系。
例如，在L_2S＝2的情况下，与每个索引相对应的W_1可以由4列组成。在这种情况下，配置W_1和W_2的方法如下。
首先，可从第一码本C1中选择内预编码器W1。
在本发明的实施例中，可如由等式21所表示的那样配置W_1。
[等式21]
其中
这里，i_1指示W_1(即，一组预编码矩阵)的索引(即，用于指定W_1的第一PMI)并且i_2是与W_2的选择相对应的索引(即，用于指定从该组预编码矩阵中选择的预编码矩阵的第二PMI)。
如上所述，构成码本C1的列的数目是NhQhNvQv(在等式21的情况下为32)，并且每列对应于预编码矩阵(或预编码矢量)W_m并且可通过索引m来标识。
另外，可以二维形式表示构成码本C1的预编码矩阵(参考图15)。在这种情况下，每个预编码矩阵W_m可通过第一维度(即，水平维度)上的索引h和第二维度(即，垂直维度)上的索引v来指定。也就是说，索引m可被一对一映射到诸如(h,v)的索引对。
此外，用于第一维度天线端口的第一矩阵(或第一矢量)(例如，具有水平元素的矩阵(或矢量))v_h可通过第一维度的索引h来指定，并且用于第二维度天线端口的第二矩阵(或第二矢量)(例如，具有垂直元素的矩阵(或矢量))v_v可通过第二维度的索引v来指定。此外，w_m具有DFT矩阵形式并且可以作为v_h和v_v的克罗内克积来生成。
由一个或多个预编码矩阵(例如，4个预编码矩阵)组成的预编码矩阵集合可以通过整个码本的i_1来确定，并且一个预编码矩阵可以通过所确定的预编码矩阵集合的i_2来确定。换句话说，属于预编码矩阵集合的一个或多个预编码矩阵的预编码矩阵索引m或预编码索引对值(h,v)可以通过i_1来确定。此外，预编码矩阵索引m或预编码索引对值(h,v)可以通过所确定的编码矩阵集合中的i_2来确定。
以上等式21可被表示为图15的图。
图15是用于描述根据本发明的实施例的配置码本的方法的图。
在图15中，数字0至31指示构成整个码本C_1的列(即，预编码矩阵w_m)的索引。也就是说，数字指示所有预编码矩阵的索引m。m可具有在0至N_h*Q_h*N_v*Q_v范围内的值。
此外，在图15中，构成整个码本C_1的列(即，预编码矩阵w_m)以二维形式排列。h和v指示构成整个码本C_1的每列(即，预编码矩阵w_m)的水平分量的索引(即，构成w_m的DFT矢量的水平分量的索引)和每列的垂直分量的索引(即，构成w_m的DFT矢量的垂直分量的索引)。也就是说，h可以具有在0至N_h*Q_h(图15中的0至7)范围内的值，并且v可以具有在0至N_v*Q_v(图15中的0至3)范围内的值。
此外，图15中所示的每个框表示W_1(i_1)(即，W_1(0)、W_1(1)、W_1(2)和W_1(3))。也就是说，W_1(i_1)的框可通过i_1来确定。参考图15，W_1(0)可由m＝0、1、2和3的预编码矩阵组成。当这被表示为水平维度上的索引和垂直维度上的索引的对时，可配置(h,v)＝(0,0)、(1,0)、(2,0)和(3,0)的预编码矩阵。W_1(1)可由m＝2、3、4和5的预编码矩阵(即，(h,v)＝(2,0)、(3,0)、(4,0)和(5,0)的预编码矩阵)组成。W_1(2)可由m＝4、5、6和7的预编码矩阵(即，(h,v)＝(4,0)、(5,0)、(6,0)和(7,0)的预编码矩阵)组成。W_1(3)可由m＝6、7、0和1的预编码矩阵(即，(h,v)＝(6,7)、(7,0)、(0,0)和(1,0)的预编码矩阵)组成。可以相同的方式配置W_1(4)和W_1(15)。
以这种方式，W_1由用于固定(相同)垂直分量的4个水平分量的子集组成并且2个水平分量可以在连续(相邻)W_1中重叠。也就是说，2个预编码矩阵在水平维度方向上连续(相邻)的W_1之间重叠。换句话说，在水平维度方向上连续(相邻)的预编码矩阵集合之间的间距可以是2。例如，构成具有索引为0至3的W_1的预编码矩阵w_m可由相同的垂直分量矩阵组成。
当概括配置如图15中所图示的W_1的方法时，构成W_1的预编码矩阵的第一维度上的索引和第二维度上的索引的对可以对应于(x，y)、(x+1，y)、(x+2，y)和(x+3，y)。这里，x和y是非负数的整数。
可以在水平维度和垂直维度上将前述索引对表示为(h,v)、(h+1，v)、(h+2，v)和(h+3，v)。以相同的方式，在说明书中描述的其他码本配置方法中索引x和y可以用h水平维度和v垂直维度替换。
可以根据在水平维度方向上连续(邻近)的预编码矩阵的集合之间的间距来确定值x的范围。例如，如果在水平维度方向上的间距如在图15的示例中一样是2，则值x可以是x＝0至N_h*Q_h/2的值。相比之下，如果在水平维度方向上的间距是1，则值x可以是x＝0至N_h*Q_h的值。同样地，可以根据在垂直维度方向上连续(邻近)的预编码矩阵的集合之间的间距来确定y值的范围。
在本发明的以下描述中，省略了与等式21和图15中的那些相同的部分的描述，并且对不同的部分进行描述。
作为另一实施例，可以如由等式22所表示的那样配置W_1。
【等式22】
其中
等式22被表示为图16的图。
图16是用于描述根据本发明的实施例的配置码本的方法的图。
参考图16，每个W_1具有2个垂直分量和2个水平分量，并且一个水平分量在连续的W_1之间重叠。也就是说，2个预编码矩阵在水平维度方向上连续(相邻)的W_1之间重叠。也就是说，在水平维度方向上连续(相邻)的预编码矩阵集合之间的间距可对应于1。
例如，当W_1具有在0至7范围内的索引时，包括在W_1中的w_m可由垂直分量矩阵组成。当W_1具有在8至15范围内的索引时，包括在W_1中的w_m可以由垂直分量矩阵组成。
当概括配置图16中所示的W_1的方法时，构成W_1的预编码矩阵的第一维度上的索引和第二维度上的索引的对可对应于(x,y)、(x+1,y)、(x,y+1)和(x+1,y+1)。这里，x和y是非负数的整数。
可以根据在水平维度方向上连续(邻近)的预编码矩阵的集合之间的间距来确定值x的范围。例如，如果在水平维度方向上的间距是2，则值x可以是x＝0至N_h*Q_h/2的值。相比之下，如果在水平维度方向上的间距如在16的示例中一样是1，则值x可以是x＝0至N_h*Q_h的值。同样地，可以根据在垂直维度方向上连续(邻近)的预编码矩阵的集合之间的间距来确定y值的范围。
作为另一实施例，可以如由等式23所表示的那样配置W_1。
[等式23]
其中
等式23被表示为图17的图。
图17是用于描述根据本发明的实施例的配置码本的方法的图。
参考图17，可在波束分组期间将垂直域的长度设定为μ。图17图示μ＝2的情况。
当概括配置图17中所示的W_1的方法时，构成W_1的预编码矩阵的第一维度上的索引和第二维度上的索引的对可对应于(x,y)、(x+1，y)、(x，y+μ)和(x+1，y+μ)。这里，x和y是非负数的整数。
此外，2个预编码矩阵在水平维度方向上的连续(邻近)的W_1之间重叠。也就是说，在水平维度方向上连续(邻近)的预编码矩阵集合之间的间距可对应于1。
作为另一实施例，可以如由等式24所表示的那样配置W_1。
[等式24]
其中
这里，i_1指示W_1的索引并且i_2是与W_2的选择相对应的索引。
等式24被表示为图18的图。
图18是用于描述根据本发明的实施例的配置码本的方法的图。
参考图18，每个W_1具有2个垂直分量和2个水平分量，并且一个垂直分量在连续的W_1之间重叠。也就是说，2个预编码矩阵在垂直维方向上连续(邻近)的W_1之间重叠。也就是说，在垂直维度方向上连续(邻近)的预编码矩阵集合之间的间距可对应于1。
例如，当W_1的索引是{0、4、8、12}时，包括在W_1中的w_m可由水平分量矩阵组成。当W_1的索引是{1、5、9、13}时，包括在W_1中的w_m可由水平分量矩阵 组成。
当概括配置图18中所示的W_1的方法时，构成W_1的预编码矩阵的第一维度上的索引和第二维度上的索引的对对应于(x，y)、(x+1，y)、(x+1，y)和(x+1，y+1)。这里，x和y是非负数的整数。
此外，2个预编码矩阵在垂直维度方向上连续(邻近)的W_1之间重叠。也就是说，在垂直维度方向上连续(邻近)的预编码矩阵集合之间的间距可对应于1。
作为另一实施例，可以如由等式25所表示的那样配置W_1。
[等式25]
其中
等式25被表示为图19和图20的图。
图19是用于描述根据本发明的实施例的配置码本的方法的图。
参考图19，可以按照之字形图案(或格子图案)配置W_1。也就是说，W_1(0)可由{w_0、w_2、w_9、w_11}组成。
当概括配置图19中所示的W_1的方法时，构成W_1的预编码矩阵的第一维度上的索引和第二维度上的索引的对对应于(x，y)、(x+2，y)、(x+1，y+1)和(x+3，y+1)。这里，x和y是非负数的整数。
此外，2个预编码矩阵在水平维度方向上连续(邻近)的W_1之间重叠。也就是说，在水平维度方向上连续(邻近)的预编码矩阵集合之间的间距可对应于2。
在图19的示例中，W_1的图案对应于W_1的波束组是{w_0、w_2、w_9、w_11}的情况。
另外，可以将W_1配置为之字形图案(或格子图案)的互补集合。
图20是用于描述根据本发明的实施例的配置码本的方法的图。
图20图示如图19中所示的之字形图案(格子图案)对应于由{w_0、w_1、w_2、w_3、w_8、w_9、w_10、w_11}组成的2×4矩形波束组中的{w_1、w_3、w_8、w_10}的互补集合的情况。
当概括配置图20中所示的W_1的方法时，构成W_1的预编码矩阵的第一维度上的索引和第二维度上的索引的对对应于(x+1，y)、(x，y+1)、(x+2，y+1)和(x+3，y)。这里，x和y是非负数的整数。
图20图示W_1波束组(即，预编码矩阵集合)之间的间距为2的情况，并且显然上述关于之字形图案(或格子图案)的实施例容易地适用于将在下面描述的之字形图案(或格子图案)。
已经在上面描述了在前述之字形图案(或格子图案)中水平相邻的预编码矩阵集合的索引之间的间距为1或2的情况。这个可通过以下等式26来概括并表示。
[等式26]
其中
等式26被表示为图21的图。
图21是用于描述根据本发明的实施例的配置码本的方法的图。
参考图21，在构成W_1的w_m中列索引在水平方向上被隔开值a和b并在垂直方向上被隔开值c。
当概括配置图21中所示的W_1的方法时，构成W_1的预编码矩阵的第一维度上的索引和第二维度上的索引的对对应于(x，y)、(x+a，y)、(x+b，y+c)和(x+a+b，y+c)。这里，x和y是非负数的整数。
在上述的之字形图案配置方法中，在水平方向上存在Bh个W_1并且在垂直方向上存在Bv/2个W_1组。类似地，可生成并通过等式27来表示Bh/2个W_1被排列在水平方向上并且Bv/4个W_1组被排列的图案。
[等式27]
其中
等式26使之字形图案(或格子图案)归一化。在等式26中，可通过调整3个参数a、b和c来导出前述正方形图案(参见图18)。也就是说，当在等式26中a被设定为-1、b被设定为0并且c被设定为0时，可导出正方形图案(参见图18)。可替选地，可以导出如图22中所示的块状图案。
图22是用于描述根据本发明的实施例的配置码本的方法的图。
参考图22，当在等式26中a被设定为0、b被设定为2并且c被设定为0时，可配置如图22(a)中所示的图案。在图22的图案的情况下，当波束组间距被设定为2时可覆盖波束网格(GoB)的所有区域，而在波束组之间没有重叠。
当概括配置图22(a)中所示的W_1的方法时，构成W_1的预编码矩阵的第一维度上的索引和第二维度上的索引的对对应于(x,y)、(x+1,y)、(x+2,y+1)和(x+3,y+1)。这里，x和y是非负数的整数。
图22(b)图示2×4波束组中的图22(a)的互补集合。如图22(b)中所示的构成W_1的预编码矩阵的第一维度上的索引和第二维度上的索引的对对应于(x,y+1)、(x+1,y+1)，(x+2,y)和(x+3,y)。这里，x和y是非负数的整数。
此外，作为具有前述特性的图案，也可考虑如图23中所示的“V”图案。
图23是用于描述根据本发明的实施例的配置码本的方法的图。
当在等式26中调整3个参数a、b和c时，可如图23(a)中所示的那样导出“V”图案。当概括配置如图23(a)中所示的W_1的方法时，构成W_1的预编码矩阵的第一维度上的索引和第二维度上的索引的对对应于(x,y)、(x+1,y+1)，(x+2,y+1)和(x+3,y)。这里，x和y是非负数的整数。
图23(b)图示2×4波束组中的图23(a)的互补集合。
当概括配置如图23(b)中所示的W_1的方法时，构成W_1的预编码矩阵的第一维度上的索引和第二维度上的索引的对对应于(x,y+1)、(x+1,y)、(x+2,y)和(x+3,y+1)。这里，x和y是非负数的整数。
图23(c)图示V图案的实施例。在这种情况下，在水平方向上存在8个波束并且波束组之间的间距在水平方向上为2。
在图22和图23的上述图案的情况下，可覆盖整个GoB,但是当考虑选择偶数或奇数W_1的码本二次采样时，在允许二次采样时，与图19和图20中图示的之字形图案(或格子图案)相比，GoB被覆盖得不太均匀，并且因此可能发生性能劣化。
已经描述了W_1由4列组成的实施例。将描述在这些实施例时配置W_2的方法。
在传输秩为1的情况下，可从第二码本中选择外预编码器W2。
在秩1的情况下，如上所述配置W_1并且可选择包括在W_1中的预编码矩阵(或矢量)中的一个。
在本发明的实施例中，可以如由等式28所表示的那样配置W_2。
[等式28]
这里，ek是仅第k个元素具有值1而其他元素具有值0的选择矢量。k(即，选择索引)的值(即，1至4中的一个)由i_2确定。
也就是说，从属于预编码矩阵集合W_1的预编码矩阵中选择第k个预编码矩阵，并且k可以表示用于标识属于该预编码矩阵集合的预编码矩阵的索引。
这里，可以在用于配置W_1的等式(诸如等式21)中从属于W_1的w_m的左侧到右侧顺序地为k编索引。
可替选地，对于属于预编码矩阵集合W_1的预编码矩阵w_m，可以按照第一维度的索引(即，x或h)的递增次序并然后按照第二维度的索引(即，y或v)的递增次序顺序地为k编索引。例如，在图19的示例中可用k＝{1、2、3、4}顺序地为{w_0、w_2、w_9、w_11}编索引。相反地，可以按照第二维度的索引(即，y或v)的递增次序并然后按照第一维度的索引(即，x或h)的递增次序顺序地为k编索引。例如，在图19的示例中可用k＝{1、2、3、4}顺序地为{w_0、w_9、w_2、w_11}编索引。
可替选地，对于属于预编码矩阵集合W_1的预编码矩阵w_m，可以按照第一维度的索引(即，x或h)的递增次序为k编索引。例如，在图19的示例中可用k＝{1、2、3、4}顺序地为{w_0、w_9、w_2、w_11}编索引。
在极化天线端口组之间执行共相。换句话说，指示用于控制交叉极化天线中的第一和第二天线端口之间的相位的因子并且可被确定为和中的一个。
如等式28中所表示的，L_2是4个比特，因为L_2S＝2且L_2C＝2。
如图15至图20中所图示，两个波束在相邻W1之间重叠。也就是说，如在图15的示例中一样，W_1(0)由{0、1、2、3}的波束组组成，W_1(1)由{2、3、4、5}的波束组组成，并且{2、3}重叠。在这种情况下，作为用于增加所***本的波束分辨率的方法，可将选择矢量ei乘以旋转系数(例如，)。这里，旋转系数可对应于或适于***性能的任何旋转系数。
更具体地，可将旋转系数设定为 或任意值。
在这种情况下，可将等式28表示为等式29。
[等式29]
这里，i是选择矢量ei的索引。
在传输秩2的情况下，可从第二码本中选择外预编码器W2。
在秩2或更高秩的情况下，可如在秩1的情况下一样选择包括预编码矩阵集合的预编码矩阵中的一个。这里，预编码矩阵可由每层应用的预编码矢量组成。此外，如上所述配置W_1并且可从包括在W_1中的预编码矢量中选择每层应用的预编码矢量。也就是说，在秩2或更高秩的情况下，预编码矢量集合可以对应于在秩1的情况下设定的预编码矩阵。此外，可导出由每层选择的预编码矢量组成的预编码矩阵。因此，在秩2或更高秩的情况下，预编码矩阵集合可以指代根据用于各个层的预编码矢量的各种组合而生成的一组预编码矩阵。
在本发明的实施例中，可以如由等式30所表示的那样配置W_2。
【等式30】
如由等式30所表示的，L_2是4个比特，因为L_2S＝3并且L_2C＝1。
在秩2的情况下，也可如在等式29中一样引入αi，其可通过等式31来表示。
【等式31】
(Y1,Y2)∈{(e1,e1),(e2,e2),(e3,e3),(e4,e4),(e1,e2),(e2,e3),(e1,e4),(e2,e4)},φ∈{1,j}
可组合并使用与秩1相对应的等式28和29以及与秩2相对应的等式30和31。根据更具体的实施例，可根据等式28和30的组合、等式29和31的组合、等式29和30的组合或等式29和31的组合来配置W_2。
如在等式29和31中一样，当配置将在下面描述的码本W_2时可以使用考虑特定旋转系数αi的码本。
已经描述了L_1＝4和L_2＝4的情况。然而，当L_1被扩展到用于固定的L_2＝4的5、6、7、8和9个比特时，可容易地扩展并应用构成W_1的上述图案(图15至图23)。图15至图23中所图示的32个波束由天线端口的过采样因子和维度来确定。也就是说，波束的总数是BT＝NhQhNvQv，列数对应于作为与水平DFT矩阵相对应的W_1H的列数的Bh＝NhQh，并且行数对应于作为与垂直DFT矩阵相对应的W_1V的列数的Bv＝NvQv。可如表6中所示的那样排列根据过采样的L_1比特的数目。
表6示出当L_2在(2、2、2、8)AAS中为4时根据过采样的L_1比特的数目。
[表6]
当使用L_1比特的数目来概括等式21时，获得等式32。也就是说，当如表6中所示的那样确定/设定L_1比特的数目时，可如由等式32所表示的那样概括由本发明提出的W_1配置方法。
【等式32】
其中
对于
此外，3GPP版本12的传统4Tx码本可以被用于水平部分。在这种情况下，可将等式32修改成等式33。
【等式33】
其中
对于
这里，μ指代相同W_1组中的波束之间的间距，并且当μ＝8时，水平方向与传统版本124Tx码本中的水平方向相同。
可通过修改广义等式32中的函数m(i1，i2)来概括等式22、23、24、26和27。
当等式32中的函数m(i1，i2)被修改成等式34时，可概括等式22。
【等式34】
对于
此外，当等式32中的函数m(i1，i2)被修改成等式35时，可概括等式23。
【等式35】
对于
此外，当等式32中的函数m(i1，i2)被修改成等式36时，可概括等式24。
【等式36】
对于
另外，当等式32中的函数m(i1，i2)被修改成等式37时，可概括等式26。
【等式37】
对于
此外，当等式32中的函数m(i1，i2)被修改成等式38时，可概括等式27。
[等式38]
对于
此外，可以在等式32中将构成W_1的列的索引分组成垂直方向而不是水平方向上的集合。这可通过等式39来表示。
【等式39】
对于
在W_1由4个矢量组成的另一实施例中，可以如由等式40所表示的那样配置W_1。
【等式40】
其中
m∈{(i1+9i2)}，i1＝0，1，...，15，i2＝0，1，2，3。
等式40被表示为图24的图。
图24是用于描述根据本发明的实施例的配置码本的方法的图。
参考图24，可按照反斜线图案配置W_1。在如图24中所示的反斜线图案的情况下，可将构成W_1的波束的间距设定为9。
当概括如图24中所示的W_1配置方法时，构成W_1的预编码矩阵的第一维度上的索引和第二维度上的索引的对对应于(x，y)、(x+1，y+1)、(x+2,y+2)和(x+3，y+3)。这里，x和y是非负数的整数。
此外，构成W_1的波束的间距被设定为8，可配置垂直条纹图案。
等式40中的m(i1，i2)可通过被修改成等式41来概括。
【等式41】
m(i1，i2)＝(i1+μi2)mod BT，对于
这里，μ指示构成W_1的波束矢量之间的均匀间距，i_1指示W_1的索引，并且i_2是与W_2的选择相对应的索引。
当如图17和图21(或图22和图23)中所图示的那样配置W_1时，可通过在水平或垂直方向上连续地排列波束的索引或者设定间隙来配置W_1。
此外，存在仅在给定垂直域中配置水平波束的等式32和33。在等式32的情况下水平连续的波束构成W_1，而在等式33的情况下在水平方向上具有间距为8的波束构成W_1。
可根据BS天线布局自适应地应用此类码本配置方法。也就是说，当天线端口布局在水平方向上宽(例如，TXRU子阵列模型等)的情况下，可使用表示W_1中的波束间距宽的情况的等式33或者用于确定图21(或图22和图23)中的水平间距的参数可被设定为确定较宽的间距。
相反，当水平天线端口布局窄时，可使用等式32或者用于确定图21(或图22和图23)中的水平间距的参数可被设定为确定较窄的间距。垂直情况也是如此。此外，可根据垂直或水平波束的粒度使用用于确定图17和图21(或图22和图23)中的波束间距的参数来自适应地设定天线端口布局。
已经描述了长期W_1的反馈比特的数目在2D AAS中增加的情况。这在***开销方面比短期W_2的反馈比特的数目增加的情况更有利。然而，也可以在使用大天线端口的2DAAS中考虑W_2的比特的数目增加的情况。
作为本发明的另一实施例，将描述为如图14(a)中所示的8TXRU2D AAS配置码本的方法。假定Qh＝16、Qv＝4、L1＝6的情况。
在这种情况下，组成整个码本C_1的列的数目是256(＝NhQhNvQv＝2*16*2*4)。此外，每列由4Tx DFT矢量组成。
在C_1的列当中，可以根据i_1将W_1认为是由8个DFT矢量(即，8列)组成。在这种情况下，也可与L_2＝4的情况类似地考虑构成W1的各种图案。
在根据本发明的实施例中，可如由等式42所表示的那样配置W_1。
【等式42】
其中
等式42被表示为图25的图。
图25是用于描述根据本发明的实施例的配置码本的方法的图。
在图25中，数字0至255指示构成整个码本C_1的列的索引，并且h和v分别指示构成作为C_1的元素的W_1中的w_m的DFT矢量的水平分量和垂直分量。
参考图25，W_1由8列组成，并且4个波束可以在具有相邻索引i_1的W_1之间重叠。
当概括如图25中所示的W_1配置方法时，构成W_1的预编码矩阵的第一维度上的索引和第二维度上的索引的对对应于(x，y)、(x+1，y)、(x+2，y)、(x+3，y)、(x+4，y)、(x+5，y)、(x+6，y)和(x+7，y)。这里，x和y是非负数的整数。
当等式42概括成等式43时。
【等式43】
其中
作为另一实施例，可以如由等式44所表示的那样配置W_1。
【等式44】
其中
等式44被表示为图26的图。
图26是用于描述根据本发明的实施例的配置码本的方法的图。
参考图26，W_1由4个水平元素和2个垂直元素组成，并且2个水平元素可以在具有相邻索引i_1的W_1之间重叠。
当概括如图26中所示的W_1配置方法时，构成W_1的预编码矩阵的第一维度上的索引和第二维度上的索引的对对应于(x,y)、(x+1，y)、(x+2,y)、(x+3，y)、(x，y+1)、(x+1，y+1)、(x+2，y+1)和(x+3，y+1)。这里，x和y是非负数的整数。
作为另一实施例，可以如由等式45所表示的那样配置W_1。
[等式45]
其中
这里，i_1指示W_1的索引并且i_2是与W_2的选择相对应的索引。B_h指示水平天线端口数和过采样因子的乘积，并且B_v指示垂直天线端口数和过采样因子的乘积。
等式45被表示为图27的图。
图27是用于描述根据本发明的实施例的配置码本的方法的图。
参考图27，W_1由4个水平元素和2个垂直元素组成，并且一个水平元素可以在具有相邻索引i_1的W_1之间重叠。
当概括如图27中所示的W_1配置方法时，构成W_1的预编码矩阵的第一维度上的索引和第二维度上的索引的对对应于(x，y)、(x+1，y)、(x+2，y)、(x+3，y)、(x，y+1)、(x+1，y+1)、(x+2，y+1)和(x+3，y+1)。这里，x和y是非负数的整数。
作为另一实施例，可以如由等式46所表示的那样配置W_1。
【等式46】
其中
这里，i_1指示W_1的索引并且i_2是与W_2的选择相对应的索引。B_h指示水平天线端口数和过采样因子的乘积并且B_v指示垂直天线端口数和过采样因子的乘积。
等式46被表示为图28的图。
图28是用于描述根据本发明的实施例的配置码本的方法的图。
参考图28，W_1由2个水平元素和4个垂直元素组成，并且2个水平元素可以在具有相邻索引i_1的W_1之间重叠。
当概括如图28中所示的W_1配置方法时，构成W_1的预编码矩阵的第一维度上的索引和第二维度上的索引的对对应于(x，y)、(x+1，y)、(x，y+1)、(x+1，y+1)、(x，y+2)、(x+1，y+2)、(x，y+3)和(x+1，y+3)。这里，x和y是非负数的整数。
作为另一实施例，可以如由等式47所表示的那样配置W_1。
【等式47】
其中
在以上配置方法中，在水平方向上存在Bh个W_1并且在垂直方向上存在Bv/2个W_1组。类似地，可以通过在水平方向上排列Bh/2个W_1并在垂直方向上排列Bv/4个W_1组来生成码本。这可通过等式48来表示。
【等式48】
其中
等式47被表示为图29的图表。
图29是用于描述根据本发明的实施例的配置码本的方法的图。
参考图29，可在格子图案中选择属于4×4正方形的列索引当中的构成W_1的8个波束矢量。这通过等式47来概括。
当概括如图29中所示的W_1配置方法时，构成W_1的预编码矩阵的第一维度上的索引和第二维度上的索引的对对应于(x,y)、(x+1，y+1)、(x+2,y)、(x+3，y+1)、(x，y+2)、(x+1，y+3)、(x+2，y+2)和(x+3，y+3)。这里，x和y是非负数的整数。
当使用等式42至等式48来配置W_1时，通过以下方法来配置W_2。
在传输秩1的情况下，可从第二码本中选择外预编码器W2。
作为根据本发明的实施例，可如由等式49所表示的那样配置W_2。
【等式49】
如等式49中所表示的，L_2是5个比特，因为L_2S＝3并且L_2C＝2。
在传输秩2的情况下，可从第二码本中选择外预编码器W2。
作为根据本发明的实施例，可如由等式50所表示的那样配置W_2。
[等式50]
如等式50中所表示的，L_2是5个比特，因为L_2S＝4并且L_2C＝1。
这里，可以通过以下方法来获得选择矢量的组合。
1)根据相同矢量的组合来生成8个对并且优先地用连续矢量的组合填充剩余8个对的方法
可提供如由等式51所表示的此方法的示例。
【等式51】
2)配置矢量的组合使得当计算最终码本W时弦距离对于所有可用对来说是最大化的方法
这里，矩阵A与矩阵B之间的弦距离如由等式52所表示的那样被定义。
【等式52】
在等式52中，‖.‖F指代Frobenius范数运算。可通过等式50来表示此方法的示例。
3)8个对是根据与通过等式53所表示的相同的矢量的组合来生成的并且2比特共相被生成来产生总共5个比特。
【等式53】
(Y1,Y2)∈{(e1,e1),(e2,e2),(e3,e3),(e4,e4),(e5,e5),(e6,e6),(e7,e7),(e8,e8)},φ∈{1,j,-1,-j}
此外，当考虑L_2＝6个比特时，可考虑下面的W_2配置。
在传输秩1的情况下，可从第二码本中选择外预编码器W2。
作为根据本发明的实施例，可如由等式54所表示的那样配置W_2。
【等式54】
如等式54中所表示的，L_2是6个比特，因为L_2S＝3并且L_2C＝3。
在传输秩2的情况下，可从第二码本中选择外预编码器W2。
作为根据本发明的实施例，可如由等式55所表示的那样配置W_2。
【等式55】
如等式55中所表示的，L_2是6个比特，因为L_2S＝4并且L_2C＝2。
作为根据本发明的另一实施例，可如由等式56所表示的那样配置W_2。
【等式56】
如等式56中所表示的，L_2是6个比特，因为L_2S＝5并且L_2C＝1。
确定参考等式50所描述的(Y_1,Y_2)对的方法可被同样地应用于等式55和56。
2.12 TXRU
将描述为如图14(b)中所示的12TXRU 2D AAS配置码本的方法。在如图14(b)中所示的12TXRU的情况下，可根据2D天线面板形式考虑(3、2、2、12)和(2、3、2、12)的两种情况。
尽管将描述(2、3、2、12)的情况，然而本发明不限于此，并且与将在下面描述的(2、3、2、12)码本设计方法类似，可在(3、2、2、12)的情况下扩展和应用码本。
首先，假定Qh＝2、Qv＝2、L1＝4的情况。
在这种情况下，因为在水平方向上存在3个Tx天线端口并且在垂直方向上存在2个Tx天线端口，所以构成最终W_1的列由6个Tx DFT矢量组成，并且该结构通过等式57来表示。
【等式57】
这里，如在8 TXRU的情况下一样，m是i_1和i_2的函数。
首先，可考虑如在8TXRU的情况下一样构成W_1的列的数目(即，波束的数目)在整个码本C_1中被选择为4的情况。
作为根据本发明的实施例，可如由等式58所表示的那样配置W_1。
【等式58】
其中
对于
等式58被表示为图30的图表。
图30是用于描述根据本发明的实施例的配置码本的方法的图。
参考图30，因为列的数目不是2的指数，所以可为固定垂直索引配置3个W_1，并且因此可配置总共12个W_1。
当概括如图30中所示的W_1配置方法时，构成W_1的预编码矩阵的第一维度上的索引和第二维度上的索引的对对应于(x,y)、(x+1,y)、(x+2,y)和(x+3,y)。这里，x和y是非负数的整数。
可使用L_1＝4来配置的W_1的总数是16。这里，可考虑使用仅12个W_1的情况和使用16个W_1的情况。
1)当使用仅12个W_1时
可使用等式32来配置W_1。
如果作为(由BS)对关于W_1的(UE的)反馈信息进行解码的结果获得了12、13、14和15，则可以(由BS)确定已经相对于W_1生成了错误。
当保留状态(例如，上述示例中的12、13、14和15)以诸如W_1反馈的特定报告类型存在时，本发明使接收端使用这些保留状态来执行错误检查。因此，本发明提出用于防止以下反馈实例由于相应错误而变成无意义的报告的技术。例如，可应用以下方法中的至少一种。
1-A)BS可向UE发送非周期性CSI请求信号/消息以通过非周期性反馈来接收包括W_1的CSI。
1-B)当使用周期性反馈链时，BS可忽略所有接收到的CSI(例如，相对于W_1具有较低反馈等级或短周期的CSI，例如X_2和/或CQI)直到在下一个周期报告了具有错误的W_1为止。
1-C)当使用周期性反馈链时，BS可(例如，通过DCI)在#n子帧(SF)中发信号通知特定B比特指示符(例如，B＝1)以覆盖报告类型(例如，W_1)(具有错误)，使得该报告类型被例外地重传。
这里，能够根据B比特指示符覆盖在#(n-k)SF(例如，可为UE预定义或配置k)之前反馈最近报告的特定报告类型(例如，W_1)的CSI进程的报告类型(例如，W_1)(具有错误)以例外地重传该报告类型。附加地或可替选地，当在CSI进程中设定包括保留状态的特定X端口(例如，X＝12)的CSI报告时，能够在最初出现在CSI进程的#n SF之后的周期性报告实例上覆盖报告类型(具有错误)(例如，W_1)以例外地重传该报告类型。
此外，为了防止不必要的上行链路开销，UE可以被定义或配置成丢弃(即，不发送)其他条CSI(例如，相对于W_1具有较低反馈等级短周期的CSI，例如X_2和/或CQI)直到出现下一个有效报告类型(具有错误)(例如，W_1)的CSI报告实例为止。
通过支持此类操作，能够防止紧跟检测到错误的特定周期性CSI报告实例之后的周期性连续CSI报告实例的不必要的上行链路开销或者立即指示CSI报告的重传以执行有效的周期性报告。
2)当使用16个W_1时
当附加地添加4个W_1配置图案的方法被表示为广义等式时，获得了等式59。
【等式59】
其中
这里，i_1指示W_1的索引并且i_2是与W_2的选择相对应的索引。B_h指示水平天线端口数和过采样因子的乘积，并且B_v指示垂直天线端口数和过采样因子的乘积。
等式59被表示为图31的图。
图31是用于描述根据本发明的实施例的配置码本的方法的图。
图31图示当在等式59中i_1＝12、13、14和15时考虑垂直图案的情况。
作为另一实施例，可以应用图18至图21(或图22和图23)的图案。
因为构成W_1的列的数目是4，所以当L_2＝4时可使用等式28或等式30来配置W_2。
尽管在上述示例中L_1＝4并且描述了使用等式28的情况，然而本发明不限于此，并且可以针对表6中所示的所有情况使用等式32至39容易地扩展和应用上述方法。
接下来，可以考虑构成W_1的列的数目(即，波束的数目)是6的情况。
作为根据本发明的实施例，可如由等式60所表示的那样配置W_1。
【等式60】
其中
对于
等式60被表示为图32的图。
图32是用于描述根据本发明的实施例的配置码本的方法的图。
参考图32，对于给定垂直元素索引来说构成W_1的列的索引在水平方向上是连续的。
当概括如图32中所示的W_1配置方法时，构成W_1的预编码矩阵的第一维度上的索引和第二维度上的索引的对对应于(x，y)、(x+1，y)、(x+2，y)、(x+3，y)、(x+4，y)和(x+5，y)。这里，x和y是非负数的整数。
作为另一实施例，可通过将等式60中的函数m(i1，i2)修改成等式61来配置W_1。
【等式61】
对于
等式61中的函数m(i1，i2)已被应用于的等式60被表示为图33的图。
图33是用于描述根据本发明的实施例的配置码本的方法的图。
参考图33，可按照由具有3个水平元素和2个垂直元素的DFT矢量组成的矩形图案来配置W_1。在这种情况下，3个波束在垂直相邻的W_1之间重叠。
当概括如图33中所示的W_1配置方法时，构成W_1的预编码矩阵的第一维度上的索引和第二维度上的索引的对对应于(x，y)、(x+1，y)、(x+2，y)、(x，y+1)、(x+1，y+1)和(x+2，y+1)。这里，x和y是非负数的整数。
除图32和图33的示例之外，还可以考虑两个波束在W_1之间重叠的情况。然而，在12TXRU的情况下，不能将W1的索引表示为2的指数，并且因此不能如在W_1由4个波束组成的上述情况下一样使用所有索引。
这可以通过等式62来表示。可通过将等式59中的函数m(i1，i2)修改成等式62来配置W_1。
【等式62】
对于
等式62被表示为图34的图。
图34是用于描述根据本发明的实施例的配置码本的方法的图。
当概括如图34中所示的W_1配置方法时，构成W_1的预编码矩阵的第一维度上的索引和第二维度上的索引的对对应于(x，y)、(x+1，y)、(x+2，y)、(x，y+1)、(x+1，y+1)和(x+2，y+1)。这里，x和y是非负数的整数。
此外，可通过将等式59中的函数m(i1，i2)修改成等式63来配置W_1。
【等式63】
对于
这里，i_1指示W_1的索引并且i_2是与W_2的选择相对应的索引。B_h指示水平天线端口数和过采样因子的乘积，并且B_v指示垂直天线端口数和过采样因子的乘积。
等式63被表示为图35的图。
图35是用于描述根据本发明的实施例的配置码本的方法的图。
当概括如图35中所示的W_1配置方法时，构成W_1的预编码矩阵的第一维度上的索引和第二维度上的索引的对对应于(x，y)、(x+1，y)、(x，y+1)、(x+1，y+1)、(x，y+2)和(x+1，y+2)。这里，x和y是非负数的整数。
W_1由使用等式60至63的6列组成，并且W_2使用以下方法来配置。
在传输秩1的情况下，可从第二码本中选择外预编码器W2。
作为根据本发明的实施例，可如由等式64所表示的那样配置W_2。
【等式64】
如等式52中所表示的，L_2是5个比特，因为L_2S＝3并且L_2C＝2。
在传输秩2的情况下，可从第二码本中选择外预编码器W2。
作为根据本发明的实施例，可如由等式65所表示的那样配置W_2。
【等式65】
(Y1,Y2)∈{(e1,e1),(e2,e2),(e3,e3),(e4,e4),(e5,e5),(e6,e6),(e1,e2),(e2,e3)
(e3,e4),(e4,e5),(e5,e6),(e1,e3),(e1,e4),(e1,e5),(e1,e7),(e2,e4)},φ∈{1,j}
如等式65中所表示的，L_2是5个比特，因为L_2S＝4并且L_2C＝1。
如等式66中所表示的，当秩2被配置时可以在波束对由它自己的波束组成并且2比特用于共相的情况下考虑3个比特。
【等式66】
(Y1,Y2)∈{(e1,e1),(e2,e2),(e3,e3),(e4,e4),(e5,e5),(e6,e6)},φ∈{1,j,-1,-j}
等式64至66图示L_2＝5个比特的情况。将在下面描述L_2＝6个比特的情况。
在传输秩1的情况下，可从第二码本中选择外预编码器W2。
可如由等式67所表示的那样配置W_2。
【等式67】
如等式54中所表示的，L_2是6个比特，因为L_2S＝3并且L_2C＝3。
在传输秩2的情况下，可从第二码本中选择外预编码器W2。
可如由等式68所表示的那样配置W_2。
[等式68]
(Y1,Y2)∈{(e1,e1),(e2,e2),(e3,e3),(e4,e4),(e5,e5),(e6,e6),(e1,e2),(e2,e3)
(e3,e4),(e4,e5),(e5,e6),(e1,e3),(e1,e4),(e1,e5),(e1,e7),(e2,e4)},φ∈{1,-1,j,-j}
如等式68中所表示的，L_2是6个比特，因为L_2S＝4并且L_2C＝2。
可替选地，可如由等式69所表示的那样配置W_2。
【等式69】
(Y1,Y2)∈{(e1,e1),(e2,e2),(e3,e3),(e4,e4),(e5,e5),(e6,e6),(e1,e2),(e1,e3)
(e1,e4),(e1,e5),(e1,e6),(e2,e3),(e2,e4),(e2,e5),(e2,e6),(e3,e4)
(e3,e5),(e3,e6),(e4,e5),(e4,e6),(e5,e6)},φ∈{1,j}
如等式68中所表示的，L_2是6个比特，因为L_2S＝5并且L_2C＝1。
在等式67和等式69的情况下，L_2S由3比特和5比特组成，并且因此可表示八个(Y_1,Y_2)对和三十二个(Y_1,Y_2)对。然而，如等式67和等式69中所表示的，存在六个(Y_1,Y_2)对和二十一个(Y_1,Y_2)对。因此，当从UE反馈指示除这种情况的对以外的对的索引时，BS将该反馈识别为传输错误并且可以操作如下。
2-A)BS可向接收UE发送非周期性CSI请求信号/消息以通过非周期性反馈来接收W_2的信息。
2-B)当使用周期性反馈链时，BS可忽略接收到的其他特定CSI直到在下一个周期中报告了具有错误的W_2为止。
2-C)可替选地，可将在1-C中描述的所提出的操作方法应用于具有错误的W_2。
当使用周期性反馈链时，BS可在#n子帧(SF)中发信号通知(例如，通过DCI)特定B比特指示符(例如，B＝1)以覆盖W_2(具有错误)使得W_2被例外地重传。
这里，能够根据B比特指示符覆盖在#(n-k)SF(例如，可为UE预定义或配置k)之前反馈最近报告的W_2的CSI过程的W_2(具有错误)以例外地重传W_2。附加地/可替选地，能够覆盖在最初出现在CSI进程的#n SF之后的特定周期性报告实例上的W_2(具有错误)以例外地重传W_2。
此外，为了防止不必要的上行链路开销，UE可以被定义或配置成丢弃(即，不发送)其他条CSI直到出现下一个W_2(具有错误)的CSI报告实例为止。
因为在等式55中L_2S是4，所以可使用参考等式51和等式52所描述的方法来选择(Y_1,Y_2)对。
已经描述了针对(2、3、2、12)的码本设计。可以在(3、2、2、12)的情况下类似地扩展和应用码本设计。其之间的差异是与构成最终W_1的列相对应的6个Tx DFT矢量如由等式57所表示的那样被配置。
【等式70】
这里，m(i1,i2)是作为W_1和W_2的索引的i_1和i_2的函数以及关于配置W_1的上述方法的函数。可使用该函数来扩展和应用用于12TXRU的上述码本设计方法以配置码本W。
已经描述了利用与BS天线端口面板大小相对应的DFT矢量来配置码本的方法。也就是说，当对水平元素进行举例说明时，(2、2、2、8)由2个Tx DFT矢量组成并且(3、2、2、12)由3个Tx DFT矢量组成。然而，应用于传统基于LTE的***的码本具有诸如作为2的指数的2、4和8的索引，并且使用具有不是2的指数的索引的3和6Tx码本，预计接收UE实现的复杂度会增加。
为了解决这个问题，本发明提出在使用具有不是2的指数的索引的天线端口作为水平或垂直分量或水平和垂直分量的2DAAS中使用由指数2组成的DFT矢量来配置码本的方法。
等式71表示具有Q_h的过采样因子的4TxDFT码本C_4Tx。
【等式71】
过采样用于增加码本的波束粒度并且可以通过配置由4Qh×4Qh DFT矩阵的第一行、第二行、第三行和第四行组成的矩阵来实现。在下面描述使用这种过采样DTF矩阵来配置具有不是2的指数的天线端口P的P Tx码本的方法。
3-A)获得了大于并最接近于P的2的指数。也就是说，可获得满足2N-1＜P＜2N的N。
3-B)可使用***中提供的过采样因子Q来配置NQ×NQDFT矩阵。
3-C)可计算由前述矩阵的第一至第P行和第一至第PQ列组成的子矩阵C_PTx。
当码本由具有不对应于2的指数的水平和垂直分量的天线端口组成时，能够重复上述过程来配置另一码本C’_PTx，然后获得码本C_PTx和C’_PTx的克罗内克积以配置整个码本。
3.16 TXRU
将描述为如图14(c)中所示的16TXRU 2D AAS配置码本的方法。如图14(c)中所图示，可以在16TXRU的情况下根据天线配置来配置(2、4、2、16)和(4、2、2、16)。
在(2、4、2、16)的情况下构成用于W_1的码本C_1的8Tx DFT矢量如由等式72所表示的那样被配置。
【等式72】
在(4、2、2、16)的情况下，构成用于W_1的码本C_1的8TxDFT矢量如由等式73所表示的那样被配置。
【等式73】
这里，m(i1，i2)是作为W_1和W_2的索引的i_1和i_2的函数以及关于配置W_1的上述方法的函数。
在16 TXRU的情况下，可通过重新使用在8 TXRU的情况下使用的图案来配置m(i1，i2)。也就是说，当W_1由4列组成时，可通过组合等式32至39以及等式72和等式73来配置W1。
例如，如由等式74所表示的，在使用(2、4、2、16)的***中使用图15的图案来配置码本。
【等式74】
其中
这里，i_1指示W_1的索引并且i_2是与W_2的选择相对应的索引。B_h指示水平天线端口数和过采样因子的乘积，并且B_v指示垂直天线端口数和过采样因子的乘积。
这里，可以分别在秩1和秩2的情况下根据等式28和等式30来配置W_2。
此外，当W_1由8列组成时，可通过组合等式43、44、45和46以及等式72和等式73来配置W_1。
例如，如由等式75所表示的，在使用(2、4、2、16)的***中使用图25的图案来配置码本。
【等式75】
其中
这里，i_1指示W_1的索引并且i_2是与W_2的选择相对应的索引。B_h指示水平天线端口数和过采样因子的乘积，并且B_v指示垂直天线端口数和过采样因子的乘积。
这里，可在秩1的情况下根据等式49或等式54来配置W_2。可在秩2的情况下根据等式50、55或56来配置W_2。
在本发明的上述实施例中，已经描述了在当配置垂直和水平元素的DFT矢量时不存在相位偏移的假定下获得DFT矢量并且对DFT矢量执行克罗内克积运算以配置码本矢量的方法。
也就是说，当在等式19和等式20中考虑偏移时，获得等式76和等式77。
【等式76】
对于m＝1,2,···,Nv，n＝1,2,···,NvQv
【等式77】
对于m＝1,2,···,Nh，n＝1,2,···,NhQh
这里，δh和δv分别表示垂直和水平DFT矢量的相位偏移。在考虑此类偏移来配置码本的实施例中，可以通过在未使用与特定码本相位相对应的天线倾斜角度时设定偏移来配置码本。
此外，为了描述的方便，已经优先地描述了列数大于行数的胖矩阵中的水平方向上的波束索引。当波束索引在垂直方向上排列时，可将图15修改成图36。
图36是用于描述根据本发明的实施例的配置码本的方法的图。
在这种情况下，配置整个码本W_1和W_2的方法与上述方法相同，但是可以根据波束索引方法之间的差异来改变表示这些方法的等式。例如，可将等式21修改成等式78。
【等式78】
其中
这里，i_1指示W_1的索引并且i_2是与W_2的选择相对应的索引。
如在上述实施例中一样，当波束索引被改变为垂直索引时也可容易地扩展和应用上述的W_1配置方法。
在配置本发明中描述的W_1的方法中，和构成W_1的波束的数目的一半一样多的波束可以在水平或垂直域中相邻的W_1之间重叠。
也就是说，在图36中，W_1(0)和W_1(1)同时包括与索引8和12相对应的波束。然而，可以使用在不考虑重叠的情况下配置W_1的方法。
当在水平域中发生重叠时，可以仅选择偶数索引{0、2、4、6、...}或奇数索引{1、3、5、...}以在传统W_1配置方法中重新配置W_1。可替选地，W_1可以由特定数字的倍数(例如，在4的情况下为(0、4、8、...))组成。
在如在图18的示例中一样在垂直域中发生重叠的设计的情况下，当由相同垂直域组成的W_1的数目被定义为N_w1时，可在传统W_1配置方法中使用{0、1、...、(N_w1)-1、2N_w1、...}的索引来重新配置W_1以生成由在其之间没有重叠的波束组成的W_1。可替选地，当被移动了特定数字(例如，4)的倍数时，可通过使用诸如{0、1、...、(N_w1)-1、4N_w1、...}的索引来构建W_1。
在配置在垂直或水平域中具有重叠的W_1的方法的情况下，可使用上述两个原理来消除波束重叠。
通过以这种方式配置W_1，可减少W_1、L_1的反馈比特的数目。
本发明的上述实施例提出适用于针对3D-MIMO的图14中所示的天线布局的各种码本设计方法。对于这些码本设计方法，BS可以使用以下信令方法来向UE发信号通知要由UE使用的码本。
A.BS可通过RRC信令来向UE发信号通知天线端口的数目，诸如8、12或16。
12天线端口布局和16天线端口布局可以分别具有水平长矩形形式和垂直长矩形形式，并且BS可使用1比特指示符来通过RRC信令向UE发信号通知适合于每个天线端口布局的码本。例如，UE可在指示符为0时将天线布局识别为水平长矩形天线布局，而在指示符为1时将天线布局识别为垂直长矩形天线布局。此外，UE可通过1比特指示符来生成适合于每个天线布局的码本。
i.附加地，当针对天线布局考虑一维形式(也就是说，在12个天线端口的情况下为(1、6、2)和(6、1、2)而在16个天线端口的情况下为(1、8、2)和(8、1、2))时，BS可使用2比特指示符或位图来通过RRC信令向UE发信号通知天线布局。UE可使用该天线布局来配置码本。
ii.附加地，当UE使用上述码本中的一些或全部时，可将上述码本配置方法以位图的形式发信号通知给UE。
iii.在非周期性CSI报告的情况下，BS可通过RRC信令向UE显式地发信号通知作为与W_1和W_2相对应的比特的数目的L_1和L_2或者将该L_1和L_2以位图的形式发信号通知给UE。然后，UE可配置与比特的数目相对应的预定码本并使用这些预定码本。此外，可以将与L_1和L_2相对应的上述码本以位图的形式发信号通知给UE，使得UE可生成码本。
B.BS可向UE显式地发信号通知配置与天线端口的数目(诸如8、12和16，即，水平天线端口和垂直天线端口的数目)相对应的布局的方法。也就是说，BS可通过RRC信令向UE发信号通知与(M、N)或(M、N、P)相对应的信息并且UE可通过上述预定方法中的一种来配置与其相对应的码本。
i.附加地，当UE使用上述码本中的一些或全部时，可将上述配置码本的方法以位图的形式发信号通知给UE。
ii.在非周期性CSI报告的情况下，BS可通过RRC信令向UE显式地发信号通知作为与W_1和W_2相对应的比特的数目的L_1和L_2或者将该L_1和L_2以位图的形式发信号通知给UE。然后，UE可配置与比特的数目相对应的预定码本并使用这些预定码本。此外，可以将与L_1和L_2相对应的上述码本以位图的形式发信号通知给UE，使得UE可生成码本。
C.当包括传统码本的天线端口的数目是8时，BS可通过RRC信令向UE发信号通知1比特指示符。UE可通过该1比特指示符来生成传统码本或用于(2、2、2)的码本。
i.附加地，当UE使用上述码本中的一些或全部时，可将上述码本配置方法以位图的形式发信号通知给UE。
ii.在非周期性CSI报告的情况下，BS可通过RRC信令向UE显式地发信号通知作为与W_1和W_2相对应的比特的数目的L_1和L_2或者将该L_1和L_2以位图的形式发信号通知给UE。然后，UE可配置与比特的目数相对应的预定码本并使用这些预定码本。此外，可以将与L_1和L_2相对应的上述码本以位图的形式发信号通知给UE，使得UE可生成码本。
在作为3D MIMO***的示例在图14中图示的天线端口布局中，天线端口间距很大程度上影响码本设计。也就是说，***性能取决于当天线端口间距宽(例如，天线端口虚拟化或天线单元的物理距离长)时以及当天线端口间距窄时如何配置码本。
一般而言，期望在天线端口之间的间距宽时将W_1的波束组配置为使得波束之间的间距宽，而在天线端口之间的间距窄时将W_1的波束组配置为使得波束之间的间距窄。针对适于各种环境的码本设计的应用，本发明提出以下方法。
作为根据本发明的实施例，可使用表示构成W_1的水平分量波束针对给定垂直分量波束被连续地分组的等式32。可替选地，可使用表示在保持特定索引组μ＝8的同时配置水平分量波束的等式33(μ可以被预定义或者由BS通过RRC信令发信号通知给UE)。
当在(2、4、2、16)中W_1由4个波束组成时，用于配置码本的等式被修改成等式79和等式80。
【等式79】
其中
【等式80】
其中
对于
这里，i_1指示W_1的索引并且i_2是与W_2的选择相对应的索引。
1.BS可通过1比特信令向UE发信号通知适合于天线端口之间的间距的码本。也就是说，BS可使用1个比特来向UE发信号通知关于等式79或80的信息。UE可使用该信息来重新配置码本。
2.包括等式79和80的W_1在配置码本时被配置，这通过等式81来表示。
【等式81】
其中
这里，i_1指示W_1的索引并且i_2是与W_2的选择相对应的索引。
在这种情况下，与W_1相对应的净荷大小可以增加1个比特，但是可扩大用户的宽带/长期码本的选择。
3.为了防止净荷大小在方法2中增加，可以使用在等式79和80中二次采样至1/2的方法。也就是说，在等式79和等式80中对于i_1的索引可仅组合奇数或偶数。
4.对于在2中描述的两个码本的组合所提出的方法可以被扩展并应用于除等式79和等式80的组合之外的上述各种码本设计。
用于16端口CSI-RS的2D码本设计
根据本发明的实施例提出用于如图14(c)中所图示的16TXRU的码本设计方法。
所提出的码本具有通过等式82所表示的双码本结构。
【等式82】
W＝W1W2
这里，W_1对应于长期和/或宽带信道特性并且W_2对应于短期和/或子带信道特性。此外，W_1包括指示两个极化组中的波束方向性的两个相同的子矩阵，并且W_2对应于W_1的波束选择和量化极化相位。根据该双码本结构，可通过设定不同的反馈周期来减小反馈(即，对于W_1来说为长期反馈而对于W_2来说为短期反馈)开销。
与传统***的码本相比，用于2D天线阵列的码本设计中的主要差异在于在垂直域中使用附加自由度。为此，在保持块对角线结构的同时，水平DFT矩阵和垂直DFT矩阵的克罗内克积被引入到W_1中，如通过以下等式83所表示的。
【等式83】
这里，指示用于W_1的索引并且L1是用于W_1的反馈比特的数目。X(i1)是根据i1的波束的水平和垂直网格的选择列的克罗内克积。
1.用于W_1的码本设计
作为列数大于行数的胖矩阵的W_1被定义为
这里，XH和XV分别是水平域和垂直域的胖矩阵。
可从诸如的N-Tx DFT矢量配置XH，这里，BH＝NOH，并且OH指示水平域中的过采样因子。
类似地，可从诸如的M-Tx DFT矢量配置XV，这里，BV＝MOV并且OV指示垂直域中的过采样因子。
在克罗内克积运算之后，胖矩阵X中的波束的总数对应于BT＝BHBV＝M·OV·N·OH。此外，可将X表示为这里，例如，
W_1、L_1的反馈开销与用于W_1的过采样因子和波束组密切有关。
在下文中，针对天线配置考虑以下过采样因子。
(4、2、2、16)：O_V＝2、4、8并且O_H＝8、16
(2,4,2,16)：O_V＝4、8、16并且O_H＝8
提出了确定被定义为X的第i1个子集并与W_1的波束分组有关的X(i1)的方法。
如下提出了用于在X(i1)包括4个波束的假定下配置X(i1)的三个选项。
图37是用于描述根据本发明的实施例的配置码本的方法的图。
选项1：水平条带
参考图37(a)，对于给定垂直波束在水平域中选择4个连续波束。
在此选项中，两个波束在相邻X(i1)之间重叠。在这种情况下，可如由等式84所表示的那样确定X(i1)。
【等式84】
其中
选项2：矩形
参考图37(b)，在水平域和垂直域两者中选择两个连续波束。在此选项中，两个波束在相邻X(i1)之间重叠。在这种情况下，可如由等式85所表示的那样确定X(i1)。
【等式85】
其中
选项3：格子图案
参考图37(c)，从由4个连续的水平波束和2个连续的垂直波束组成的8个波束中一个跨一个地选择4个波束。也就是说，在格子图案中选择波束。在此选项中，两个波束在相邻X(i1)之间重叠。在这种情况下，可如由等式86所表示的那样确定X(i1)。
【等式86】
其中
与选项1相比，选项2和选项3可以在垂直域中具有附加自由度。
图38是用于描述根据本发明的实施例的配置码本的方法的图。
如果通过L1个比特来长期反馈用于X(i1)的8个波束，则可应用上述选项2(即，选项4：在图38(a)的情况下的矩形图案)和选项3(即，选项5：在图38(b)的情况下的格子图案)。也就是说，如图38(a)和38(b)中所示8个波束中的4个在相邻X(i1)之间重叠。
可如由等式87和等式88所表示的那样确定与选项4和选项5相对应的X(i1)。
【等式87】
其中
【等式88】
其中
因此，可使用等式83以及等式84、85、86、87和88中的一个来配置矩阵W_1。
2.用于W_2的码本设计
在选项1、2和3中，X(i1)由4个波束组成并且因此可以在3GPP版本124Tx码本中重新使用W_2。
因此，在秩1的情况下，可如由等式89所表示的那样确定W_2。
【等式89】
这里，Y∈{e1,e2,e3,e4}和是具有4个元素的选择矢量，其中仅第(i2+1)个元素是1并且剩余元素是0。此外，是用于增加两个极化组之间的共相的量化分辨率的旋转项。
在秩2的情况下，可如由等式90所表示的那样确定W_2。
【等式90】
这里，(Y1,Y2)∈{(e1,e1),(e2,e2),(e3,e3),(e4,e4),(e1,e2),(e2,e3),(e1,e4),(e2,e4)}。因此，L2＝4个比特是W_2反馈所需要的。
在选项4和选项5中，X(i1)由8个波束组成，并且因此用于W_2的附加反馈比特的数目增加。
类似地，在秩1的情况下，可如由等式91所表示的那样确定W_2。
【等式91】
这里，Y∈{e1,e2,e3,e4,e5,e6,e7,e8}和是具有8个元素的选择矢量，其中仅第(i2+1)个元素是1并且剩余元素是0。此外，
在秩2的情况下，可如由等式92所表示的那样确定W_2。
【等式92】
这里，在等式92中，可通过对所有可用的码本对的弦距离进行比较来获取选择对。在选项4和选项5中，5个比特是短期反馈所需要的(即，L2＝5)。
3.性能评估
用于16-TXRU的Cat-2基线和各种码本设计的性能被评估。为了公平比较，考虑下表7中所示的CSI-RS开销。
表7示出用于2D码本设计的参数。
【表7】
由于基于非预编码的方案中的RS功率限制而引入了对CSI-RS去增强因子的模拟。CSI-RS去增强因子2指示与Cat-2基线中的CSI-RS发射功率的一半相对应的功率。此外，假定了100ms反馈周期，因为与基于CSI-RS开销增加的的方案相比，基于CSI-RS反馈周期增加的方案可提供改进的性能。
表8示出3D-UMi(3D-Urban Micro三维城市微小区)场景中的码本选项1的(4、2、2、16)天线布局的性能。
【表8】
表8示出关于在3D UMi场景中已经在水平和垂直域中应用了各种过采样因子的码本选项1和(4、2、2、16)的比较结果，并且在下表15中示出了3D Uma(3D-Urban Macro三维城市宏小区)模拟结果。在模拟中，CSI-RS端口被一对一映射到TXRU。此外，小区关联基于来自映射到第一TXRU的CRS端口0的RSRP(参考信号接收功率)，并且垂直波束选择门限被假定为3dB。详细评估假定被示出在表11中。如表8中所示，较大的过采样因子提供较高的性能增益。然而，当比较关于O_H＝16和O_H＝8的情形的性能时，两个因素示出类似的性能。特别地，O_H＝16和O_H＝8的情形与Cat-2基线相比在平均和5％UE吞吐量方面提供多达16.9％和60.4％增益。另一方面，O_H＝8和O_V＝8的情形提供仅17％和58.1％增益。在表12中，在每极化和每列具有4个TXRU的(8、2、2、16)中发现类似的趋势，其中单个TXRU被虚拟化成具有100度倾斜的相同行和极化的两个相邻天线单元。因此，可以期望考虑到用于W_1的反馈比特来选择O_H＝8和O_V＝8。
表9示出关于3D-UMi场景中的码本选项1的(2、4、2、16)天线布局的性能。
【表9】
表9示出关于在3D UMi场景中已经在垂直域中应用了各种过采样因子的码本选项1和(2、4、2、16)的比较结果。3D Uma(3D-Urban Macro三维城市宏小区)中的模拟结果被示出在下表15中。关于具有100度倾斜角度的(4、4、2、16)和(8、4、2、16)的结果分别被示出在表13和14中。此外，关于3D-UMa 500m场景的模拟结果被示出在表16中。
与高天线端口布局情况类似，较大的过采样因子在胖天线端口布局情况下提供较高的吞吐量性能。在用于W_1的反馈比特方面，O_H＝8和O_V＝8需要W_1＝8个比特，然而O_H＝9和O_V＝8需要W_1＝9个比特。由于两种情况之间的边际性能提升，因此O_H＝8和O_V＝8可在高天线端口布局和胖天线端口布局两者中提供较好的解决方案。
因此，期望考虑到用于W_1的反馈比特将O_H＝8和O_V＝8确定为用于16TXRU的过采样因子。
此外，期望为用于2D天线阵列的码本设计选择根据本发明的五个选项中的一个。
在表10中，比较了所提出的码本设计选项的性能。在选项1、2和3中，W_1由4个波束组成并且因此用于W_2的反馈比特是4个比特。在选项4和选项5中，W_2需要5个比特。与使用短期垂直波束选择的选项1相比，选项2和选项3提供轻微的性能增益。当对选项1、4和5进行比较时，可在W_2的附加反馈比特被消耗时在平均和5％UE吞吐量下分别获得多达2.6％和4.6％的性能增益。在码本选项中，由于优异的性能，基于格子图案的码本设计可以是用于16-TXRU的令人满意的候选。
表10示出当在3D-UMi场景中应用O_H＝8和O_V＝8时关于(4、2、2、16)天线布局的性能。
【表10】
参考表10，选项2、3、4和5可针对给定过采样因子执行短期垂直选择并且可被进一步优化，与选项1区分开，并且因此预期它们会表现更好的性能。
因此，能够考虑到用于W_1的反馈比特将O_H＝8和O_V＝8确定为用于16-TXRU的过采样因子。
此外，期望为用于2D天线阵列的码本设计选择根据本发明的五个选项中的一个。
表11示出模拟参数和假定。
【表11】
表12示出关于3D-UMi场景中的码本选项1的(8、2、2、16)天线布局的性能。
【表12】
表13示出关于3D-UMi场景中的码本选项1的(4、4、2、16)天线布局的性能。
【表13】
表14示出关于3D-UMi场景中的码本选项1的(8、4、2、16)天线布局的性能。
【表14】
表15示出关于3D-UMa500m场景中的码本选项1的(4、2、2、16)天线布局的性能。
【表15】
表16示出关于3D-UMa 500m场景中的码本选项1的(2、4、2、16)天线布局的性能。
【表16】
当使用前述格子图案(即，在W1个波束组之间具有2个波束的水平间距和1个波束的垂直间距的配置)时，可能如图37的选项3中所描述的那样出现不包括给定整个波束NhQhNvQv的情况。
为了防止这种情况，可以使用如图39中所示的新的格子图案(或之字形图案)。
图39是用于描述根据本发明的实施例的配置码本的方法的图。
参考图39，仅与W_1的奇数索引相对应的图案被反转以生成图39的图案，如图37的选项3中所描述的。可以使W_1的偶数索引反转以生成该图案。
此外，选项1示出水平条带(即，两个波束在相同的垂直波束中在水平方向上重叠)图案。如果为了减少以上图案中的W_1的净荷大小而选择了垂直索引的奇数(偶数)或特定数字的倍数，则不能考虑关于特定垂直波束的波束。
图40是用于描述根据本发明的实施例的配置码本的方法的图。
图40图示基于垂直索引仅选择偶数的情况。在这种情况下，不能选择与奇数垂直索引相对应的波束。为了解决这个问题，可以考虑如图41中所示的修改的水平条带图案。
图41是用于描述根据本发明的实施例的配置码本的方法的图。
图41图示对于W_1的奇数索引来说垂直索引增加了1的情况。利用此配置，与图40的图案相比，可考虑更多数目的垂直分量波束，并且因此预期性能改进。
上面参考图39所描述的方法可以被等同地应用于使用4×2矩形而不是使用形成格子图案的2×4矩形而配置的格子图案。
图42是用于描述根据本发明的实施例的配置码本的方法的图。
参考图42，可概括格子图案(或之字形图案)。
这由等式93来表示。
【等式93】
其中
上面参考图40和图41所描述的方法可被等同地应用于通过使水平条带图案反转成垂直域而获得的垂直条带图案。
图43是用于描述根据本发明的实施例的配置码本的方法的图。
图43图示当基于水平索引仅选择偶数索引时的垂直条带图案。
图44是用于描述根据本发明的实施例的配置码本的方法的图。
图44图示当对于W_1的奇数索引来说水平索引增加了1时的垂直条带图案。
预编码矩阵指示符(PMI)定义
在传输模式4、5和6的情况下，预编码反馈被用于信道相关基于码本的预编码并且取决于报告PMI的UE。在传输模式8的情况下，UE报告PMI。在传输模式9和传输模式10的情况下，配置PMI/RI报告。如果CSI-RS端口大于1，则UE报告PMI。UE基于反馈模式报告PMI。在其他传输模式的情况下，不支持PMI报告。
在两个天线端口的情况下，每个PMI值对应于表17和码本索引。
-如果两个天线端口是{0,1}或{15,16}并且相关RI值是1，则当在表17中υ＝1时PMI值对应于码本索引n(n∈{0,1,2,3})。
-如果两个天线端口是{0,1}或{15,16}并且相关RI值是2，则当在表17中υ＝2时PMI值对应于码本索引n+1(n∈{0,1})。
表17图示用于天线端口{0,1}上的传输以及用于基于天线端口{0,1}或{15,16}的CSI报告的码本。
【表17】
如果四个天线端口是{0,1,2,3}或{15,16,17,18}，则每个PMI值对应于表18中给出的码本索引或者对应于表19至表22中给出的一对码本索引。
-PMI值可以对应于关于与关联RI值相同的υ在表18中的给定码本索引n(n∈{0，1，…，15})。
-或者，每个PMI值可以对应于表19至表22中给出的一对码本索引。在这种情况下，在表19和表20中，和v'm与等式94相同。
【等式94】
v'm＝[1 ej2πm32]T
第一PMI值i1∈{0，1，…，f(υ)-1}和第二PMI值i2∈{0，1，…，g(υ)-1}分别对应于关于与关联RI值相同的υ在表j中给出的码本索引i1和i2。在这种情况下，当υ＝{1,2,3,4}、f(υ)＝{16,16,1,1}并且g(υ)＝{16,16,16,16}时，j对应于19、20、21和22。
在表21和表22中，指示通过由来自的集合{s}给出的列定义的矩阵。在这种情况下，I是4×4单位矩阵，并且在表18中确定矢量un。此外，n＝i2。
在一些情况下，支持码本二次采样。
表18图示用于天线端口{0,1,2,3}上的传输以及基于天线端口{0,1,2,3}或{15,16,17,18}的CSI报告的码本。
【表18】
表19图示用于使用天线端口0至3或天线端口15至18的1层CSI报告的码本。
【表19】
表20图示用于使用天线端口0至3或天线端口15至18的2层CSI报告的码本。
【表20】
表21图示用于使用天线端口15至18的3层CSI报告的码本。
【表21】
表22图示用于使用天线端口15至18的4层CSI报告的码本。
【表22】
在8个天线端口的情况下，每个PMI值对应于表23至表30中给出的一对码本索引。在这种情况下，和vm与等式95相同。
【等式95】
vm＝[1 ej2πm/32 ej4πm/32 ej6πm/32]T
在8个天线端口{15,16,17,18,19,20,21,22}的情况下，第一PMI值i1∈{0，1，…，f(υ)-1}和第二PMI值i2∈{0，1，…，g(υ)-1}分别对应于关于与关联RI值相同的υ在表j中给出的码本索引i1和i2。在这种情况下，j＝υ，f(υ)＝{16,16,4,4,4,4,4,1}，并且g(υ)＝{16,16,16,8,1,1,1,1}。
在一些情况下，支持码本二次采样。
表23图示用于使用天线端口15至22的1层CSI报告的码本。
【表23】
表24图示用于使用天线端口15至22的2层CSI报告的码本。
【表24】
表25图示用于使用天线端口15至22的3层CSI报告的码本。
【表25】
表26图示用于使用天线端口15至22的4层CSI报告的码本。
【表26】
表27图示用于使用天线端口15至22的5层CSI报告的码本。
【表27】
表28例示了用于使用天线端口15至22的6层CSI报告的码本。
【表28】
表29图示用于使用天线端口15至22的7层CSI报告的码本。
【表29】
表30图示用于使用天线端口15至22的8层CSI报告的码本。
【表30】
2D AAS中的用于多秩的基于DFT的码本配置
以下项在3GPP会议上达成一致。
i)版本13A类码本具有以下5个RRC参数。
-N_1、N_2＝{1,2,3,4,8}
在这种情况下，N_1是第一维度(例如，水平域)的天线端口的数目，并且N_2是第二维度(例如，垂直域)的天线端口的数目。
-O_1、O_2＝{2,4,8}
在这种情况下，O_1是第一维度(例如，水平域)的过采样因子(或速率)，并且N_2是第二维度(例如，垂直域)的过采样因子(或速率)。
关于每个(N_1,N_2)、(O_1,O_2)的配置限于两个可能的固定对。
-配置‘Config’＝{1,2,3,4}
在这种情况下，在具有单个端口的维度上，不应用过采样因子和Config＝{2,3}。
ii)一组N_1、N_2、O_1、O_2值：
如果N1>＝N2且N1<N2，则配置W1矩阵，即(L'_1,L'_2)＝(4,2)、(2,4)。
在这种情况下，mi是用于Xi的索引。
相关码本表是针对i'_2、i_11和i_12(i_1对应于i_11和i_12)来定义的。
iii)如果给出Config的值，则从码本表中选择码字的子集作为i'_2值的激活子集。
可以配置以下4种配置中的一种。
Config＝1：(L_1,L_2)＝(1,1)(针对秩1-2)
Config＝2：(L_1,L_2)＝(2,2)(针对秩1-2，正方形图案)
Config＝3：(L_1,L_2)＝(2,2)(针对秩1-2，非连续2D波束/棋盘图案)
Config＝4：(L_1,L_2)＝(4,1)、(1,4)(分别针对秩1-2，在N1>＝N2且N1<N2的情况下)
iv)激活集合的一个选择值在PUSCH报告内被报告为第二PMI，即i_2。
配置1-4需要以下W_1矩阵配置。
可以根据配置具有1或4列。
-Config＝1:1列
-Config＝2、3、4:4列
v)基于Config调整PMI反馈净荷
-Config＝1(对于紧凑i2、1或2层没有波束选择)：
用于i_11和i_12的比特的数目＝ceil(log2(N_1*O_1))+ceil(log2(N_2*O_2))
用于i_2的比特的数目(针对每个秩1、2)＝(2,2)
-Config＝2、3、4：
用于i_11和i_12的比特的数目＝ceil(log2(N_1*O_1/2))+ceil(log2(N_2*O_2/2))
用于i_2的比特的数目(针对每个秩1、2)＝(4,4)
图45图示在本发明可以被应用于的无线通信***中的主波束矩阵。
版本13码本的最大特性是可如在图45中一样选择并在2×4主波束矩阵(即，第一维度索引是0至4，并且第二维度索引是0至1)中使用表32中所描述的配置。然而，针对每个配置(Config)(例如，配置1至配置4)的W_1的配置模式仅是示例，并且本发明不限于此。
换句话说，在配置2的情况下，如在图16和图18的示例中一样，可以配置W_1。在配置3的情况下，如在图19至图23的示例中一样，可以配置W_1。在配置4的情况下，如在图15和图17中一样，可以配置W_1。
在下文中，在为多层配置码本的方法的描述中，前述W_1被表示为预编码矢量集合。换句话说，在用于两个或更多个多层的码本配置中，预编码矢量集合可以对应于用于一层的码本配置中的一组预编码矩阵。因此，在下文中，在为多层配置码本的方法的描述中，除非另外描述，否则如在针对一层的各种实施例中一样，可以配置预编码矢量的集合W_1，并且可以基于包括在相应的预编码矢量集合中的预编码矢量来生成用于多层的预编码矩阵。
1.秩2码本
首先，对配置2-4进行描述。在这种情况下，在W_1的波束组中存在四个波束。在秩2的情况下，现有的8Tx码本的W_2如等式99那样来表示。
【等式99】
在这种情况下，示出第k个元素的值是1并且剩余值是具有长度为0的M的选择矢量，并且为了表达的方便可以通过ek来指示。
在图45中，可以将与每个维度的第i个索引的映射表达为ei+1。在这种情况下，波束对索引是{00,11,22,33,01,12,03,13}。
如果波束是两个，则可以使用(Y1,Y2)∈{(e1,e1),(e2,e2),(e1,e2),(e2,e1)}的选择矢量的组合。在这种情况下，波束对索引是{00,11,01,10}。如果这通过将其应用于配置2-4来进行图示，则获得图46。
图46图示根据本发明的实施例的秩2波束组合。
图46(a)图示配置2的秩2波束组合，图46(b)图示配置3的秩2波束组合，并且图46(c)图示配置4的秩2波束组合。此外，图46(d)图示配置1的秩2波束组合。
如可以从图46(a)至图46(c)看到的，所选择的波束的组合是总共8个。如果考虑共相{1，j}，则W_2的净荷大小对应于4个比特。
图47图示根据本发明的实施例的秩2波束组合。
如果图46(a)的选项1和图46(b)至图46(d)被组合，则获得图47。在图47中，(00，00)、(11，00)、(22，00)、(11，11)和(01，01)区域(在这种情况下，坐标意指(第一维度对索引，第二维度对索引))指示在配置之间重叠的区域，并且可以被指示为总共17个波束。在这种情况下，如果考虑共相{1，j}，则可以配置总共34个波束组合。
【等式100】
是波束在维度1和维度2上的索引，φ∈{1，j}，
可以使用等式100来配置W_2。
作为W_2索引的一种方法的示例，在图46中，索引被从第一维度顺序地执行(即，在图46中，针对每个框执行索引，但是i_2被按照(00，00)、(11，00)、(22，00)、...、(13，00)、(00，11)、(11，11)、...、(13，01)、(00，01)、(11，01)、...、(13，01)、(00，10)、(11，10)、...、(13，10)的顺序用0、1、2、...、33顺序地编索引)，并且索引被定义为i_2。如在图47中一样，如果考虑共相{1,j}，则可以配置总共34个波束组合的组合。因此，可以配置总共34个W_2。
例如，与0和1的i_2索引相对应的W_2是其对应于图46(d)中的(m1m1',m2m2')＝(00,00)并且顺序地使用φ∈{1,j}(即，在i_2是0的情况下为1而在i_2是1的情况下为j)的情况。在这种情况下，m1、m2指示Y_1的第一和第二域索引，并且m1'、m2'指示Y_2的第一和第二域索引。同样地，16、17的i_2索引对应于图46(d)中的(00,11)并且依次是φ∈{1,j}。
表31示出与每个配置相对应的W_2的索引的一个示例。
表31图示针对图47的W_2子选择。
【表31】
| 选择波束组或子集 | 选择的i2索引 |
| 配置1 | 0-1 |
| 配置2 | 0-3、8-9、16-19、22-23、26-27、30-31 |
| 配置3 | 0-1、4-5、18-21、24-25、28-29、32-33 |
| 配置4 | 0-15 |
图48图示根据本发明的实施例的秩2波束组合。
如果图46(a)的选项2和图46(b)至图46(d)被组合，则获得图48。在图48中，区域(00,00)、(11,00)、(11,11)、(22,00)、(33,00)、(33,11)、(01,00)、(12,00)、(03,00)、(13,00)(在这种情况下，坐标意指(第一维度对索引，第二维度对索引))指示在配置之间重叠的区域，并且可以通过总共18个波束来指示。在这种情况下，如果考虑共相{1,j}，则可以配置总共36个波束组合。
表32图示针对图48的W_2子选择。
【表32】
| 选择波束组或子集 | 选择的i2索引 |
| 配置1 | 0-1 |
| 配置2 | 0-3、8-9、16-19、22-23、26-29 |
| 配置3 | 0-1、4-5、18-21、24-25、30-35 |
| 配置4 | 0-15 |
在前述实施例的情况下，主码本大小的W_2净荷大小变为或个比特。这可能是低效率的，因为从反馈的观点看未最大限度地使用6个比特。
因此，本发明的另一实施例提出使用5个比特来表达主码本的W_2净荷大小(即，将4个配置表达为32个索引)的方法。这种提出的方法可以被应用于在用户设备中首先配置主码本之后配置1～4被用作码本子集限制方法的情况。
图49图示根据本发明的实施例的秩2波束组合。
图49是示出当基于图45的2×4({00,11}×{00,11,22,33})矩形使用在配置3中使用的格子图案的互补集合部分来配置格子图案时与秩2相对应的波束组合的示例。
如果使用图49的秩2波束组合，则在图50中示出主码本的波束组合。
图50图示根据本发明的实施例的主码本的秩2波束组合。
如可以从图50看到的，可以表达总共16个波束组合。在这种情况下，当考虑共相{1,j}时，如表33中所示，可以配置总共32个波束组合。我们可通过这种方法使用5个比特来实现主码本的W_2反馈。
表33图示针对图50的W_2子选择。
【表33】
| 选择波束组或子集 | 选择的i2索引 |
| 配置1 | 0-1 |
| 配置2 | 0-3、8-9、16-19、22-25、28-29 |
| 配置3 | 2-3、6-7、14-17、20-21、26-27、30-31 |
| 配置4 | 0-15 |
图51和图52图示根据本发明的实施例的主码本的秩2波束组合。
图51是在配置3中考虑“v”图案的情况。此外，图52是已经针对配置2考虑块图案并且已经针对配置3考虑反向格子图案的形状。在“V”和“块”图案的情况下，如果波束组间距被设定为2，则存在可覆盖显示在波束的网格中的所有波束区域的优点。具有这种特性的图案可以包括现有的配置2的正方形图案。可使用图51和图52的图案来配置如在表33中一样容易地扩展和应用的表。
如果使用诸如图50的示例的方法，则可使用与在秩1中使用的配置3的码本的图案不同的图案来减弱秩1码本与秩2码本之间的相关性。
为此，本发明提出配置其他主码本的方法。
图53图示根据本发明的实施例的确定4个波束的波束对的方法。
图53是示出在包括四个波束的W_1中确定秩2的波束对索引的方法的图。在现有的8Tx码本中使用的波束对可以使用选项1。也就是说，可以使用{00,11,22,33,01,03,12,13}。
表34图示平均弦距离。
【表34】
| (0,1) | (0,2) | (0,3) | (1,2) | (1,3) | (2,3) | |
| 平均弦距离 | 129.4 | 91.9 | 101.7 | 86.9 | 91.9 | 129.4 |
从表34中，可以看到{01,23}、{02,13}基于指示矩阵之间的距离的弦距离来保持与码本上的其他码字相同的距离。
因此，本发明提出为了确定4个波束的波束对而使用选项2的方法。
如果使用以上方法来配置码本，则其可以如图54所示。
图54是示出根据本发明的实施例的秩2码本的图。
在图54中，(00,00)、(00,11)、(11,00)、(22,00)、(33,00)、(01,01)、(02,00)区域(在这种情况下，坐标意指(第一维度对索引，第二维度对索引))指示在配置之间重叠的区域。
主码本可以通过总共16个波束组合来指示。在这种情况下，当考虑共相{1,j}时，可以配置总共32个波束组合。可以通过这种方法使用5个比特来配置主码本的W_2反馈。在表35中图示了与每个配置相对应的码本子选择的示例。
表35图示针对图54的W_2子选择。
【表35】
| 选择波束组或子集 | 选择的i2索引 |
| 配置1 | 0-1 |
| 配置2 | 0-3,8-9,16-19,22-25,28-29 |
| 配置3 | 0-1,4-5,10-11,18-21,24-27,30-31 |
| 配置4 | 0-15 |
作为另一秩2码本的实施例，当通过RRC在用户设备中配置配置2-4时，因为W_1包括四个波束，所以可以在没有任何改变的情况下使用现有的8Tx码本传统码本。
图55图示根据本发明的实施例的当使用传统W_1时的索引方法。
在四个波束的索引方法中，可以如在图55(a)的选项1中一样按照水平->垂直的顺序顺序地执行索引并将其应用于等式101，或者可以如在图55(b)的选项2中一样按照垂直->水平的顺序顺序地执行索引并将其应用于等式101。或者，可以对每个配置应用不同的选项。例如，配置2可以被用作选项1，并且配置3可以被用作选项2。
【等式101】
在配置1的情况下，可以使用诸如等式102的W_2，因为根据R1-156217文档，对于秩1、2，存在仅一个波束并且反馈比特已被确定为2个比特。
【等式102】
前述方法在下面作为更具体实施例被描述。表38示出在配置2中使用水平->垂直索引并且在配置3中使用垂直->水平的示例。在一些实施例中，可以不同地应用和使用以上索引方法。
在以下表中，i_11、i_12示出每个第一PMI值(即，i_1)的第一维度(例如，水平维度)的值和第二维度(例如，垂直维度)的值。也就是说，第一PMI值(即，i_1)对应于码本索引对{i_11,i_12}。
如上所述，属于该组预编码矩阵W_1的预编码矩阵的第一维度(例如，水平维度)的索引和第二维度(例如，垂直维度)的索引可以通过i_1值来确定。因为i_1对应于i_11和i_12的索引对，所以属于该组预编码矩阵W_1的预编码矩阵的第一维度(例如，水平维度)的索引(被表示为x或h)可以通过i_11来确定。属于该组预编码矩阵W_1的预编码矩阵的第二维度(例如，垂直维度)的索引(被表示为y或v)可以通过i_12来确定。
此外，在第一维度(例如，水平维度)方向上，可以根据一组连续的(邻近的)预编码矩阵之间的间距来确定i_11值的范围。例如，如果在水平维度方向上的间距是2，则i_11值可以具有0至N_h*Q_h/2的值。相比之下，如果在水平维度方向上的间距是1，则i_11值可以具有0至N_h*Q_h的值。
同样地，在第二维度(例如，垂直维度)方向上，可以根据一组连续的(邻近的)预编码矩阵之间的间距来确定i_12值的范围。例如，如果在水平维度方向上的间距是2，则i_12值可以具有0至N_h*Q_h/2的值。相比之下，如果在水平维度方向上的间距是1，则i_12值可以具有0至N_h*Q_h的值。
表36图示针对配置1的用于2层CSI报告的码本。
【表36】
参考表36，可以同样地确定用于层1的预编码矩阵和用于层2的预编码矩阵。
表37图示针对配置2-4的用于2层CSI报告的码本。
【表37】
表38图示针对配置2-4的函数f(l)、g(l)的定义。
【表38】
参考表37和表38，应用于2层的预编码矩阵W^(2)可以由应用于第一层的第一预编码矩阵(即，W^(2))的第一列)和应用于第二层的第二预编码矩阵(即，W^(2)的第二列)构成。换句话说，可以将应用于2层的预编码矩阵W^(2)确定为第一预编码矩阵和第二预编码矩阵的组合，并且应用于2层的一组预编码矩阵W^(2)可以通过第一PMI(如在表37和表38中一样的i_11、i_22)来确定。此外，可以通过第二PMI i_2来选择在相应的一组预编码矩阵内应用于2层的该组预编码矩阵(W^(2))。
此外，再次对此描述如下。可以通过第一PMI来确定该组预编码矩阵W_1，可以在W_1内确定第一预编码矩阵和第二预编码矩阵，并且可以从所确定的第一预编码矩阵和第二预编码中确定应用于2层的预编码矩阵矩阵。
更具体地，在配置2的情况下，可以基于如在图16的示例中一样配置的该组预编码矩阵W_1来确定应用于2层的预编码矩阵。此外，在配置3的情况下，可以基于如在图19的示例中一样配置的该组预编码矩阵W_1来确定应用于2层的预编码矩阵。此外，在配置4的情况下，可以基于如在图15的示例中一样配置的该组预编码矩阵W_1来确定应用于2层的预编码矩阵。
在这种情况下，可以基于第二PMI值(即，i_2)来确定第一预编码矩阵和第二预编码矩阵(即，第一预编码矩阵和第二预编码矩阵的组合)中的哪一个在为每个配置而配置的该组预编码矩阵W_1内被选择。也就是说，预编码矩阵的各种组合是可能的，并且可以基于i_2确定预编码矩阵的组合中的一种(参考等式30等)。
例如，在配置3的情况下，假定该组预编码矩阵W_1如在图19的示例中一样被配置并且属于该组预编码矩阵的预编码矩阵在第一维度(例如，水平维度)方向上的选择索引(即，k)被索引。也就是说，在图19中，假定w_0被编有索引1，w_9被编有索引2，w_2被编有索引3，w_11被编有索引4。在这种情况下，在表37中，可以基于值i_2通过(1,1)、(2,2)、(3,3)、(4,4)、(1,2)、(2,3)、(1,4)、(2,4)来表达每层的预编码矩阵的组合(即，应用于层1的第一预编码矩阵的选择索引和应用于层2的第二预编码矩阵的选择索引的对)。这与等式30已被应用于的组合相同。
此外，相位调整因子被确定为是在这种情况下，可以基于i_2(即，第二PMI)确定值n。此外，相同的相位调整因子被应用于在各个层中应用的第一预编码矩阵和第二预编码矩阵，但是第一预编码矩阵和第二预编码矩阵满足正交性。
此外，参考表37，因为i_11和i_12两者均被乘以2，所以在第一维度(例如，水平维度)方向上的一组连续的(邻近的)预编码矩阵之间的间距对应于2。此外，同样地，在第二维度(例如，垂直维度)方向上的一组连续的(邻近的)预编码矩阵之间的间距对应于2。
可以将所提出的码本更一般地表达成
在这种情况下，(s_1,s_2)和(p_1,p_2)分别指示波束组间距和波束间距。在前述示例中，表36的配置1指示(s_1,s_2)＝(1,1)、(p_1,p_2)＝(1,1)、f(0),g(0)，并且表37的配置2-4指示(s_1,s_2)＝(2,2)、(p_1,p_2)＝(1,1)、可以根据用户设备的特定信道和周围环境将所述值设定为不同的值。
秩1码本通过考虑到所提出的秩2码本与秩1码本之间的相关性被配置如下。
表39图示针对配置1的用于1层CSI报告的码本。
【表39】
表40图示针对配置2-4的用于1层CSI报告的码本。
【表40】
可以将所提出的码本更一般地表达成
在这种情况下，(s_1,s_2)和(p_1,p_2)分别指示波束组间距和波束间距。在前述示例中，表39的配置1示出(s_1,s_2)＝(1,1)、(p_1,p_2)＝(1,1)、f(0),g(0)，并且表40的配置2-4示出(s_1,s_2)＝(2,2)、(p_1,p_2)＝(1,1)、
直到表36至表40，已经在(L_1,L_2)＝(4,2)的情况下描述了配置32个码字的方法。如果(L_1,L_2)＝(2,4)，则可以通过互相取代并使用表38中的f(l)和g(l)的值来配置码表。
2.秩3-4码本
在秩3或以上的码本设计中，为了满足码本内的各列(即，预编码矢量)之间的正交性，当配置码本时选择并配置正交波束。
例如，对传统8Tx秩3码本(参考表25)进行描述。在秩3码本的结构中，三列必须彼此正交。为此，可以选择在胖矩阵中正交的两个波束来配置码本。
在包括过采样的胖矩阵中，正交波束按照过采样因子的周期而存在。例如，在8Tx码本的情况下，通过在4Tx DFT矩阵4中考虑过采样因子，胖矩阵具有总共16个波束并且第{0、4、8、12}个波束彼此正交。
在包括水平分量和垂直分量的波束的克罗内克积的码本的情况下，与传统码本相比进一步增加了另一维度，并且因此存在许多正交波束。作为具体实施例，当考虑(M、N、P、Q)＝(2、4、2、16)天线配置以及水平和垂直域的过采样因子OH＝4、OV＝4时，可像(L′1，L′2)＝(4，2)、(O1，O2)＝(4，4)那样等同地指示码本。
图56图示根据本发明的实施例的正交波束的组合。
图56图示(2,4,2,16)、O1＝4、O2＝4中的(m_1,m_2)＝(0,0)波束和正交波束组合。
如在图56中一样，对于一个波束存在8个正交波束。也就是说，正交波束是相对于参考波束在每个维度上以O1＝4、O2＝4的间隔生成的。提出一种通过选择此类正交波束来配置秩3和秩4的码本的方法。
首先对秩3的码本进行描述。
【等式103】
在这种情况下，通过(m1，m2)、(m′1，m′2)所指示的彼此正交。
此外，尽管分别与相对应的波束对是相同的，然而最终码本矩阵根据其序列而不同。例如，当(0,0)和(4,0)的波束形成一对时，具有不同的特性。因此，当考虑这种码本配置时，可以对于一个波束对配置总共4个码本。该示例被4个码本取代，从而变成
首先，对针对秩3码本配置选择正交波束对的方法进行描述。在通过多路径而具有小角度扩展的环境中，当波束对被选择时，在性能方面，优选波束具有小角度扩展的大多数相邻波束的情况。作为一个实施例，当考虑具有(0,0)波束的对时，可以考虑(4,0)或(0,4)或(4,4)波束的组合。相比之下，如果角度扩展高，则在性能方面优选具有高角度扩展的波束的情况。因此，可以考虑具有(0,0)波束和(0,8)波束的波束组合或具有(4,8)波束的波束组合。
首先考虑秩1-2中定义的针对配置1的码本。
在波束组内存在仅一个波束。因此，可以对给定正交波束配置四个码本。此外，如果可选择正交波束，则可以考虑选择水平地或垂直地间隔开过采样因子的波束的三种方法(选项1至3)。它们被图示在表41至表43中。
表41图示针对选项1已被应用于的配置1的用于3层CSI报告的码本。
【表41】
表42图示针对选项2已被应用于的配置1的用于3层CSI报告的码本。
【表42】
表43图示针对选项3已被应用于的配置1的用于3层CSI报告的码本。
【表43】
在这种情况下，(s_1,s_2)和(p_1,p_2)分别指示波束组间距和波束间距。在表41至表43中，已经考虑了(s_1,s_2)＝(1,1)和(p_1,p_2)＝(1,1)。
表41图示已经选择了在第一维度(例如，水平维度)上正交的波束对的情况。表42图示已经选择了在第二维度(例如，垂直维度)上正交的波束对的情况。表43图示已经选择了在第一维度(例如，水平维度)和第二维度(例如，垂直维度)上正交的波束对的情况。
在三个选项中的每一个的情况下，如果每个角度扩展仅在第一域中大、仅在第二域中大并且在第一域和第二域两者中都大，则是有利的。如果考虑所有三个选项，则有必要在W_1反馈方面将2个比特分配给选项反馈。在这种情况下，可能浪费一个状态。
因此，本发明提出通过考虑反馈比特来仅选择两个选项。相应配置可以是(选项1、选项2)或(选项1、选项3)或(选项2、选项3)。或者，可以选择这些选项中的仅一个。可以通过RRC信令将关于这种组合的信息从eNB发送到用户设备。
在前述示例中，已经图示了正交波束选择选项被分配给W_1的比特的情况，但是正交波束选择选项可以被分配给W_2。
表44图示针对配置1的用于3层CSI报告的码本。
【表44】
表44示出2个比特的W_2反馈被维持并且选项1和选项2被选择的示例。也就是说，前述四种组合可以被减少至两种并被使用。换句话说，在每选项的示例中，可以使用每两个码本配置，诸如 或
表45图示针对配置1的用于3层CSI报告的码本。
【表45】
表45图示已经在码本配置中按照选项考虑所有四种组合的情况。在这种情况下，W2的反馈变成3个比特。已经图示了通过组合选项来形成选项1和选项2的组合的情况，但是如上所述，可以考虑三个选项中的两个被选择的情况。或者，可以选择这些选项中的仅一个。可以通过RRC信令将这种信息从eNB发送到用户设备。
如果考虑到所有三个选项，则预期更好的性能改进，因为与配置码本的情况相比，可生成各种码本。在这种情况下，可能浪费一个状态，因为用于选择选项的反馈比特需要2个比特并且总共四个状态中的仅三个被使用。
如果根据选项的码本被联合，则在反馈比特方面对于12端口有优势。换句话说，作为一个实施例，在(3,2,2,12)配置的情况下，对于选项1存在三个W_1，对于选项2存在六个W_1，并且对于选项3存在六个W_1。也就是说，存在总共15个W_1，并且反馈比特需要4个比特。相比之下，如果针对每个选项执行反馈，则最多5个比特(即，用于针对每个选项的6个W_1的3个比特和用于识别3个选项的2个比特的和)是必要的。
前述方法可以被同样地应用于要稍后描述的秩4码本。
在配置秩3的方法中，迄今为止已经考虑了选择两个正交波束并配置秩3的方法。可以考虑三个波束被正交地选择的情况。这被表达成下面的等式104。
【等式104】
或
在这种情况下，为了描述的方便在下文中假定并描述使用的情况，因为(m1m2)、(m′1，m′2)、(m″１,m″2)中的全部均是正交的并且在性能方面可能是几乎类似的。可以如在表46中一样图示码本。
表46图示针对配置1的用于3层CSI报告的码本。
【表46】
作为另一实施例，如果考虑共相，则也可以使用表47的码本。如果W_2的反馈比特使用1比特，则可以仅配置和使用与索引0和1相对应的码本。
表47图示针对配置1的用于3层CSI报告的码本。
【表47】
在一维(1D)天线的情况下，因为不存在第二域，所以必须为了正交波束而搜索第一域。也就是说，可以使用以O1、2O1、3O1的间隔隔开的波束来配置一维(1D)天线。
也就是说，在1D域的情况下，表46和表47中使用的(O1，0)、(0，O2)、(O1，O2)可以用(O1，0)、(2O1，0)、(3O1，0)取代并被使用。
此外，如在2D天线中一样，可以通过考虑W_1的反馈比特来应用对位于(O1，0)、(2O1，0)中的正交波束选择的限制。
图57图示根据本发明的实施例的正交波束选择。
图57是示出在(8,1,2,16)中假定O_1＝4时位于第0个位置处的波束的正交波束选择的图。
图57(a)示出(O1，0)、(2O1，0)、(3O1，0)，图57(b)示出(O1，0)、(2O1，0)，并且图57(c)示出(O1，0)、(2O1，0)、(3O1，0)、(4O1，0)。
在图57(c)的情况下，与W_1相比，可使用相同的反馈比特(2个比特)来使用更多的正交波束选择。或者，如在传统码本中一样，通过考虑位于(O1，0)中的波束的正交选择，用于W_1的附加反馈可以不存在。
在表48、表49和表50中图示了对于1D天线在W_2中执行正交波束选择的示例。
表48图示针对配置1的用于3层CSI报告的码本。
【表48】
表49图示针对配置1的用于3层CSI报告的码本。
【表49】
表50图示针对配置1的用于3层CSI报告的码本。
【表50】
表48图示使用2比特W2反馈并且仅对(O1，0)执行正交波束选择的情况。表49图示使用2比特W2反馈并且仅对(O1，0)、(2O1，0)执行正交波束选择的情况。表50图示使用3比特W2反馈并且仅对(O1，0)、(2O1，0)执行正交波束选择的情况。
在下面对配置2-4进行描述。因为配置2-4具有总共四个波束，所以可以使用从所提出的方法扩展的(s_1,s_2)、(p_1,p_2)来配置码本。
图58图示根据本发明的实施例的使用与配置2-4相对应的波束来配置码本的方法。
图58图示(2,4,2,16)、O1＝4、O2＝4中的波束组合。图58(a)示出选项1，并且图58(b)示出选项2。
更典型地，在配置2-4的情况下，可以基于作为用于选择正交波束的参考的域来定位更多数目的波束。也就是说，如果角度扩展在特定领域大，则预期可通过定位形成W2的更多波束来改进性能。在表51中示出了相应的码本。
表51图示针对已经如在图58(a)中一样应用了选项1的配置2-4的用于3层CSI报告的码本。
【表51】
表52图示用于已经如在图58(a)中一样应用了选项1的配置2-4的函数f(l)、g(l)的定义。
【表52】
在这种情况下，已经考虑了(s1,s2)＝(O1,O2),的情况。在配置4的情况下，因为第二域不存在，所以可以忽略过采样因子。或可以被用于配置2-4，作为通过增加W_1的比特数来提高性能的方法。在这种情况下，1个比特或2个比特可以被用于W_1。
如果已经如在图58(b)中一样选择了选项2的正交波束，则进行码本设计。在这种情况下，波束组与已经基于选项1使波束组转置的情况相同，并且在表53中示出了相应的码本。
表53图示针对已经如在图58(b)中一样应用了选项2的配置2-4的用于3层CSI报告的码本。
【表53】
表54图示用于已经如在图58(b)中一样应用了选项2的配置2-4的函数f(l)、g(l)的定义。
【表54】
在这种情况下，已经考虑了(s1,s2)＝(O1,O2),的情况。在配置4的情况下，因为第一域不存在，所以可以忽略过采样因子。或者，可以选择并使用两个选项中的仅一个来减少W1的反馈。
作为另一实施例，如在配置1中一样，可以使用三个正交波束来配置码本。
表55图示针对配置2-4的用于3层CSI报告的码本。
【表55】
作为另一实施例，仅与索引相对应的码本可以被使用，作为通过在共相中仅考虑1和j来减少反馈比特的方法。
图59图示根据本发明的实施例的配置3中的波束组合。
图59图示(2,4,2,16)、O1＝4、O2＝4中的波束组合。
在上表中，已经图示了波束组合包括在与图59的情况1和情况2相对应的位置处的波束的情况。然而，作为另一实施例，也可以使用情况1和3的组合以及情况2和情况3的组合。
在1D天线的情况下，表51中使用的(O1，0)、(0，O2)、(O1，O2)可以用(O1，0)、(2O1，0)、(3O1，0)取代并且仅针对配置4使用。
因为码本位于一个维度上，所以对于每个选项不保持转置的特性。此外，如在2D天线中一样，可以通过考虑W_1的反馈比特将正交波束选择限制于位于(O1，0)、(2O1，0)处的正交波束选择，或者可以扩展并应用(O1，0)、(2O1，0)、(3O1，0)、(4O1，0)。此外，如在传统中一样，可以通过仅选择位于(O1，0)处的正交波束来配置码本。可以扩展并应用表48、表49和表50的内容来配置用于配置4的码本。
在下面对秩4码本进行描述。与奇数秩的码本相比，可以对称地配置偶数秩的码本，从而使得能实现更简单的设计。这被表达成下面的等式105。
【等式105】
首先，对配置1进行描述。如在秩3中一样，根据三个选项，可以如在表56、表57和表58中一样存在三个码本。
表56图示针对选项1已被应用于的配置1的用于4层CSI报告的码本。
【表56】
表57图示针对选项2已被应用于的配置1的用于4层CSI报告的码本。
【表57】
表58图示针对选项3已被应用于的配置1的用于4层CSI报告的码本。
【表58】
在这种情况下，(s1,s2)和(p1,p2)分别指示波束组间距和波束间距。在表56至表58中，已经考虑了(s1,s2)＝(1,1)、(p1,p2)＝(1,1)。在三种选项的情况下，角度扩展仅在第一域中、仅在第二域中以及在第一域和第二域两者中是有利的。如果考虑所有三个选项，则有必要在W_1反馈方面将2个比特分配给选项反馈。在这种情况下，可能浪费一个状态。
因此，本发明提出通过考虑反馈比特来仅选择两个选项，并且相应的配置可以是(选项1、选项2)或(选项1、选项3)或(选项2、选项3)。或者，可以仅选择这些选项中的一个。可以通过RRC信令将关于这种组合的信息从eNB传送到用户设备。
如果三个选项中的所选择的两个被包括在W_2中，则码本如下。在这种情况下，W_2反馈变成2个比特。表59是选项1和选项2被包括W_2中的情况。
表59图示用于4层CSI报告的码本。
【表59】
作为另一实施例，可以考虑四个波束被正交地选择的情况。这被表达成下面的等式106。
【等式106】
在这种情况下，(m1，m2)、(m′1，m′2)、(m″1，m″2)、(m″′1，m″′2)中的全部都是正交的，并且在表60中示出了使用等式106的码本配置实施例。
【表60】
在这种情况下，(s1,s2)和(p1,p2)分别指示波束组间距和波束间距。在表60的示例中，已经考虑了(s1,s2)＝(1,1)和(p1,p2)＝(1,1)。
作为另一实施例，仅与索引相对应的码本可以被配置和使用，作为通过仅在共相中考虑1、j来减少反馈比特的方法。
在1D天线的情况下，表51中使用的(O1，0)、(0，O2)、(O1，O2)可以用(O1，0)、(2O1，0)、(3O1，0)取代并且仅针对配置4使用。因为码本位于一个维度内，所以对于每个选项不保持转置的特性。此外，与在2D天线中一样，可以通过考虑W_1的反馈比特来将正交波束选择限制于位于(O1，0)、(2O1，0)处的正交波束选择，或者可以扩展并应用(O1，0)、(2O1，0)、(3O1，0)、(4O1，0)。此外，如在传统中一样，可以通过仅选择位于(O1，0)处的正交波束来配置码本。可以扩展并应用表48、表49和表50的内容来配置用于配置4的码本。
在下面对配置2-4进行描述。如在秩3的情况下一样，如果以图58的形式配置码本，则产生表61。
表61图示针对图58中的选项1已被应用于的配置2-4的用于4层CSI报告的码本。
【表61】
在表61中，已经考虑了(s1,s2)＝(O1,O2),在配置4的情况下，因为第二域不存在，所以可以忽略过采样因子。
如果已经选择了在图58的右侧图示的选项2的正交波束，则以下是码本设计。在这种情况下，波束组与已经基于选项1使它们转置的情况相同，并且被以表的形式图示在表62中。
表62图示针对图58中的选项2已经被应用于的配置2-4的用于4层CSI报告的码本。
【表62】
在表62中，已经考虑了(s1,s2)＝(O1,O2),在配置4的情况下，因为第一域不存在，所以可以忽略过采样因子。
作为另一实施例，可以考虑四个波束如在配置1中一样被正交地选择的情况。这被以表的形式图示在表63中。
表63图示针对配置2-4的用于4层CSI报告的码本。
【表63】
在表63中，已经考虑了(s1,s2)＝(O1,O2),在配置4的情况下，因为第二域不存在，所以可以忽略过采样因子。
作为另一实施例，仅与索引相对应的码本可以被配置并使用，作为通过在共相中考虑仅1和j来减少反馈比特的方法。
在1D天线的情况下，表51中使用的(O1，0)、(0，O2)、(O1，O2)可以用(O1，0)、(2O1，０）、(3O1，0)取代并且仅针对配置4使用。此外，与在2D天线中一样，可以通过考虑W_1的反馈比特来将正交波束选择限制于位于(O1，0)、(2O1，0)处的正交波束选择，或者可以扩展并应用(O1，0)、(2O1，0)、(3O1，0)、(4O1，0)。此外，如在传统中一样，可以通过选择仅位于(O1，0)处的正交波束来配置码本。
作为另一实施例，如表64一样，可以通过将正交波束选择添加到W_2来对配置4配置秩4码本。在这种情况下，反馈比特增加到2。
表64图示针对配置2-4的用于4层CSI报告的码本。
【表64】
3.秩5-8码本
在秩5-6的情况下，可以选择每三个正交波束并且可以选择用于秩7-8的每四个正交波束以如在等式107中一样配置码本矩阵。
【等式107】
为了选择正交波束，在本发明中，对于秩5-6，可以使用图59的情况1和情况2的组合。对于秩7-8，可以使用图59的情况1、2和3的组合。如果如上所述选择正交波束，则存在正交波束可被用作针对16、12和8个端口的一个码本的优点。与传统设计的最大差异是如果所提出的秩5-8的码本存在则W2反馈。
首先，对秩5-6的码本进行描述。
表65图示针对配置2-4的用于5层CSI报告的码本。
【表65】
表66图示针对配置2-4的用于6层CSI报告的码本。
【表66】
在表65和表66中，已经考虑了(s1,s2)＝(O1,O2),在配置4的情况下，因为第二域不存在，所以可以忽略过采样因子。
此外，配置1对应于考虑(s1,s2)＝(1,1),(p1,p2)＝(1,1)并且仅选择表65和表66的i2个索引中的0个的情况。如上所述，当通过允许i_2反馈来配置每个码本时可覆盖所有波束的网格。换句话说，在传统的情况下，选择水平正交的三个波束。因此，在水平8Tx的情况下，不能选择的波束。如果使用所提出的方法来配置码本，则存在可均匀地选择具有的波束的优点。
如果考虑不反馈W_2的方法，则可以针对秩5和秩6考虑和在这种情况下，可以不管四个配置如何都选择如果第二域的角度扩展小，则其可以被设定为或或如果反馈比特W_1的数目小，则可以选择大值的(s1,s2)，因为反馈比特W_1的数目可以随着(s1,s2)的值增加而减少。
在1D天线的情况下，显然表65和表66中使用的(O1，0)、(0，O2)、(O1，O2)可以用O1、2O1、3O1取代并且被应用于仅针对配置1和配置4所提出的码本设计。
在下面对秩7-8的码本进行描述。
表67图示针对配置2-4的用于7层CSI报告的码本。
【表67】
表68图示针对配置2-4的用于8层CSI报告的码本。
[表68]
在表67和表68中，已经考虑了(s1,s2)＝(O1,O2),在配置4的情况下，因为第二域不存在，所以可以忽略过采样因子。此外，配置1对应于考虑(s1,s2)＝(1,1),(p1,p2)＝(1,1)并且仅选择表67和表68的i_2个索引中的0个的情况。
如果考虑不反馈W_2的方法，则可以针对秩序7和秩8考虑在这种情况下，可以不管四个配置如何都选择如果第二域的角度扩展小，则其可以被设定为或或如果反馈比特W_1的数目小，则可以选择大值的(s1,s2)，因为反馈比特的数目可以随着的(s1,s2)值增加而减少。
在秩8的情况下，增加W1和W2的反馈比特的数目可能不导致性能的大的改进。因此，可以针对秩8考虑用于W_1和W_2的0比特反馈。也就是说，变成最终码本。
在1D天线的情况下，显然表65和表66中使用的(O1，0)、(0，O2)、(O1，O2)可以用O1、2O1、3O1取代并且被应用于仅针对配置1和配置4所提出的码本设计。
迄今为止本发明已提出了秩2-8的码本设计。
图60图示根据本发明的实施例的用于波束组的每个配置的波束图案。
在图60(a)中图示了用于在本发明中提出的码本中使用的每个配置的波束图案。显然图60(b)(即，图60(a)中所图示的波束图案的互补集合)可以被使用并且容易地应用于本发明中所提出的码本。
图61图示根据本发明的实施例的用于4×2波束组的每个配置的波束图案。
显然，尽管在本发明中提出的码本中形成配置1-4的2×4波束组如在图61的示例中一样被设定为4×2波束组，然而它可被容易地应用于秩2-8的码本设计并重新使用。
图62是图示根据本发明的实施例的配置码本的方法的图。
图62图示(2,4,2,16)、O1＝4、O2＝4中的配置3和秩5-8的码本配置。
图62示出提供正交波束选择的多样性以便改进秩5-8的前述码本的性能的方法。图62图示当图58中描述的方法被扩展到秩5-8并且针对每个选项的码本被配置时的波束图案的多样性。对于选项选择的反馈可以被包括在W_1反馈中或者如在秩3-4中一样被单独地反馈。在所提出的图62中所图示的方法中，当码本被配置时，选项1和选项2的波束图案被转置。
迄今为止已经在被表示为A类的非预编码情形下提出了用于码本配置的发明。
可以以各种方式实现B类(即，基于波束形成的方案)。已经讨论了仅针对CSI-RS资源在双码本结构中为1的情况使用W_2来反馈波束选择的方法，并且以下项已经达成一致。
在K＝1的情况下，
-N_1的值(N1＝{1,2,4,8})被设定为NZPCSI-RS资源。
eNB通过NZP CSI-RS资源配置来发信号通知N_1个端口的数目。
-CSI报告伴随着基于针对N_1个端口的仅W_2反馈的仅PMI反馈。
在版本13A类码本配置4内，DFT矢量被使用W_2的所有/分量的单位矩阵的列矢量取代。
-此外，传统(版本12)CSI报告也支持测量报告(MR)功能。
在B类(K＝1)的情况下，码本配置符合A类的配置4。在这种情况下，当天线端口编号N_p＝8取决于W2的反馈比特的数目时，波束选择在秩3、4、5和6的情况下是不容易的。
首先，对秩3-4的情况进行描述。这对应于因为考虑X极化天线所以在N_p＝8情况下对于每个极化包括四个波束的情况。在这种情况下，波束选择包括4C2＝6种情况。如在上述的A类秩3中一样，可以如在等式108中一样考虑两个选择的波束的四个组合。
【等式108】
如果考虑秩3的W2反馈比特，则可以考虑总共16个码本。因此，可能有必要选择24个组合中的16个。
可能的波束组合是(x,y)∈{(0,1),(0,2),(0,3),(1,2),(1,3),(2,3)}。
在这种情况下，作为x和y分量被均匀地混合的一个实施例，可以考虑(x,y)∈{(0,1),(0,3),(1,2),(1,3)}或(x,y)∈{(0,2),(0,3),(1,2),(2,3)}或(x,y)∈{(0,2),(0,3),(1,2),(1,3)}，即，传统秩2的波束组合。
在这种情况下，如图53的选项1中所示，因为对于x和y域中的上三角部分在一定程度上平衡了波束选择，所以期望可实现一些码本性能改进。
此外，可以考虑(x,y)∈{(0,1),(0,2),(0,3),(1,2)}，即，图53的选项2。如果考虑四个波束组合以及用于每个选择的波束组合的四个码本配置，则可以考虑总共16个W2码本。
此外，在秩5-6的情况下，必须考虑四个波束中的三个波束选择，并且获得了4C1＝4种情况。获得(x，y，z)∈{(0，1，2)，(0，1，3)，(0，2，3)，(1，2，3)}，并且用于每个波束选择的可能的码本与等式109相同。
【等式109】
秩5：
秩6：
如果使用等式109，则与在秩5和秩6中的每一个中的现有传统中不同，W2的反馈比特的数目变成2。因此，预期与现有的W2反馈不存在的情况相比性能改进可能更大。
在传统的情况下，因为针对秩5-6考虑W1反馈的2个比特，所以在没有W2的情况下可在一定程度上覆盖波束网格(GOB)。然而，在B类中，因为不考虑W1反馈，所以在W2反馈中需要在包括所有波束的码本中通过W2反馈来均匀地选择四个波束。
此外，可以考虑用于秩5的反馈比特的数目为3的情况。在这种情况下，码本配置被图示在等式110中。
【等式110】
秩5：
这种情况对应于与前述情况相比已经添加了共相1比特的情况。
作为另一实施例，可以选择(x，y，z)∈{(0，1，2)，(0，1，3)}、(x，y，z)∈{(0，1，2)，(0，2，3)}、(x，y，z)∈{(0，1，2)，(1，2，3)}、(x，y，z)∈{(0，1，3)，(0，2，3)}、(x，y，z)∈{(0，1，3)，(1，2，3)}和(x，y，z)∈{(0，2，3)，(1，2，3)}作为(x，y，z)∈{(0，1，2)，(0，1，3)，(0，2，3)，(1，2，3)}的子集。在这种情况下，存在等式109和等式110(即，2比特、3比特(在秩5的情况下))和W_2反馈比特方法可被缩减为1比特、2比特(在秩5的情况下)和W_2反馈方法。
即使在秩7的情况下，也可以考虑W_2反馈。在这种情况下，可以考虑共相1比特，这与等式111相同。
【等式111】
秩7：
此外，可以如在等式112中一样表达秩8。
【等式112】
秩8：
参考图63，eNB通过多天线端口向用户设备(UE)发送参考信号(例如，CSI-RS)(S6301)。
用户设备向eNB报告信道状态信息(S6302)。
在这种情况下，信道状态信息可以包括CQI、RI、PMI、PTI等。用户设备可以使用从eNB接收到的参考信号来导出CQI、RI、PMI、PTI等。
特别地，依照本发明，PMI可以包括用于从码本中选择预编码矩阵集合的第一PMI和用于从该预编码矩阵集合中选择一个预编码矩阵的第二PMI。
在这种情况下，可以使用等式19至等式112和/或在图15至图65的示例中描述的方法来配置码本。
在这种情况下，应用于多层的预编码矩阵可以包括应用于每层的预编码矢量。
在层2的情况下，应用于第一层的预编码矢量可以被称作第一预编码矢量，并且应用于第二层的预编码矢量可以被称作第二预编码矢量。此外，在层3的情况下，应用于第一层的预编码矢量可以被称作第一预编码矢量，应用于第二层的预编码矢量可以被称作第二预编码矢量，并且应用于第三层的预编码矢量可以被称作第三预编码矢量。此外，在层4的情况下，应用于第一层的预编码矢量可以被称作第一预编码矢量，应用于第二层的预编码矢量可以被称作第二预编码矢量，应用于第三层的预编码矢量可以被称作第三预编码矢量，并且应用于第四层的预编码矢量可以被称作第四预编码矢量。可以同样地称呼其他多个层。
在这种情况下，可以在通过第一PMI确定的预编码矢量集合内确定应用于每层的每个预编码矢量，并且可以通过第二PMI来确定预编码矢量的组合。在这种情况下，通过第一PMI确定的该预编码矢量集合可以对应于用于层1的一组预编码矩阵。因此，在多层的情况下，预编码矩阵集合可以意指根据用于各个层的预编码矢量的各种组合而生成的一组预编码矩阵。
例如，码本可以包括基于用于第一维度(例如，水平维度)天线端口的第一矩阵和用于第二维度(例如，垂直维度)天线端口的第二矩阵的克罗内克积而生成的预编码矩阵(或预编码矢量)。在多层的情况下，可以基于第一矩阵和第二矩阵的克罗内克积来生成用于每层的预编码矢量，并且码本可以包括由预编码矢量形成的预编码矩阵。
可以以二维形式表达形成整个码本的预编码矩阵(或预编码矢量)。在这种情况下，可以将每个预编码矩阵指定为第一维度(即，水平维度)上的索引和第二维度(即，垂直维度)上的索引。此外，第一矩阵(或第一矢量)可以通过预编码矩阵的第一维度索引来指定，并且第二矩阵(或第二矢量)可以通过预编码矩阵的第二维度索引来指定。在多层的情况下，可以以二维形式表达预编码矢量，即，形成码本的预编码矩阵的元素。在这种情况下，可以将每个预编码矩阵指定为第一维度(即，水平维度)上的索引和第二维度(即，垂直维度)上的索引。此外，第一矢量可以通过预编码矢量的第一维度索引来指定，并且第二矢量可以通过预编码矢量的第二维度索引来指定。
此外，可以基于第一PMI来确定属于预编码矩阵集合的预编码矩阵的第一维度索引和第二维度索引的值。在多层的情况下，可以基于第一PMI来确定形成属于预编码矩阵集合的预编码矩阵的预编码矢量的第一维度索引和第二维度索引的值。
如上所述，可以以各种方式配置一组预编码矩阵(或一组预编码矢量)。在这种情况下，eNB可以在步骤S6301之前通过无线资源控制(RRC)消息向用户设备发送配置预编码矩阵集合(或预编码矢量集合)的方法、在第一维度上具有相同极化的天线端口的数目、在第二维度上具有相同极化的天线端口的数目、在第一维度上使用的过采样因子和在第二维度上使用的过采样因子。
本发明可以被应用于的通用装置
图64图示根据本发明的实施例的无线通信装置的框图。
参考图64，无线通信***包括基站(eNB)6410和位于eNB 6410的区域内的多个用户设备(UE)6420。
eNB 6410包括处理器6411、存储器6412和射频单元6413。处理器6411实现在上面的图1至图63中提出的功能、过程和/或方法。无线接口协议的层可以由处理器6411实现。存储器6412被连接到处理器6411，并且存储用于驱动处理器6411的各种类型的信息。RF单元6413被连接到处理器6411，并且发送和/或接收无线电信号。
UE 6420包括处理器6421、存储器6422和射频单元6423。处理器6421实现在图1至图63中提出的功能、过程和/或方法。无线接口协议的层可以由处理器6421实现。存储器6422被连接到处理器6421，并且存储用于驱动处理器6421的各种类型的信息。RF单元6423被连接到处理器6421，并且发送和/或接收无线电信号。
存储器6412和6422可以位于处理器6411和6421的内部或者外部，并且可以通过公知的手段连接到处理器6411和6421。此外，eNB6410和/或UE 6420可以具有单个天线或者多个天线。
迄今为止描述的实施例是以预先确定的形式被耦合的元素和技术特征的实施例。虽然迄今为止没有任何明显的提及，但该元素或者技术特征中的每个可以被认为是选择性的。这些元素或技术特征中的每一个可以在不与其他元素或技术特征耦合的情况下被实现。此外，也能够通过耦合元素和/或技术特征的一部分来构造本发明的实施例。在本发明的实施例中描述的操作的顺序可以被改变。实施例中的元素或技术特征的一部分可以被包括在另一实施例中，或者可以用对应于其他实施例的元素或技术特征替换。显然，可以通过组合在以下权利要求书中不具有明确的引用关系的权利要求来构成实施例，或者可以在提交申请之后通过修改将其包括在新的权利要求组中。
本发明的实施例可以通过各种手段，例如，硬件、固件、软件和它们的组合来实现。在硬件实现的情况下，本发明的实施例可以通过一个或多个专用集成电路(ASIC)、数字信号处理器(DSP)、数字信号处理设备(DSPD)、可编程序逻辑器件(PLD)、现场可编程门阵列(FPGA)、处理器、控制器、微控制器、微处理器等来实现。
在由固件或软件实现的情况下，本发明的实施例可以以执行迄今已经描述的功能或操作的模块、过程或函数的形式来实现。软件代码可以被存储在存储器中，并且由处理器驱动。该存储器可以位于处理器的内部或者外部，并且可以经由各种公知的手段与处理器交换数据。
对于那些本领域技术人员来说将会理解，在不脱离本发明的基本特征的情况下，能够进行各种修改和变化。因此，详细描述不限于上述的实施例，但是其应被视为示例。应通过所附的权利要求的合理解释来确定本发明的范围，并且在等同物的范围内的所有的修改应被包括在本发明的范围中。
工业适用性
通过被应用于3GPP LTE/LTE-A***的示例已经主要地描述了本发明的多天线无线通信***中的码本配置方法，但是其也可以被应用于除了3GPP LTE/LTE-A***之外的各种无线通信***。
Claims (13)
1.一种用于在二维多天线无线通信***中用户设备基于码本发送/接收信号的方法，所述方法包括：
通过多天线端口从eNB接收信道状态信息参考信号(CSI-RS)；以及
向所述eNB报告信道状态信息，
其中，所述信道状态信息包括用于指示预编码矩阵的预编码矩阵指示符(PMI)，
所述PMI包括用于从码本中选择预编码矩阵集合的第一PMI和用于从所述预编码矩阵集合中确定应用于多层的一个预编码矩阵的第二PMI，
所述预编码矩阵包括应用于每层的预编码矢量，并且
所述预编码矢量在通过所述第一PMI确定的预编码矢量集合内被确定。
2.根据权利要求1所述的方法，其中：
属于所述预编码矢量集合的预编码矢量的第一维度索引和第二维度索引的对是(x,y+1)、(x+1,y+1)、(x+2,y)和(x+3,y)，并且
所述x和y是除负数以外的整数。
3.根据权利要求1所述的方法，其中：
属于所述预编码矢量集合的预编码矢量的第一维度索引和第二维度索引的对是(x,y)、(x+1,y)、(x,y+1)和(x+1,y+1)，并且
所述x和y是除负数以外的整数。
4.根据权利要求1所述的方法，其中：
属于所述预编码矢量集合的预编码矢量的第一维度索引和第二维度索引的对是(x,y)、(x+1,y)、(x+2,y)和(x+3,y)，并且
所述x和y是除负数以外的整数。
5.根据权利要求1所述的方法，其中，两个正交预编码矢量是在所述预编码矢量集合内通过所述第二PMI来选择的。
6.根据权利要求5所述的方法，其中，所述两个正交预编码矢量是通过选择被间隔开的两个预编码矢量来选择的，所述两个预编码矢量通过仅在所述第一维度上使用预编码矢量的第一维度索引的过采样因子的倍数来间隔开。
7.根据权利要求5所述的方法，其中，所述两个正交预编码矢量是通过选择被间隔开的两个预编码矢量来选择的，所述两个预编码矢量通过仅在所述第二维度上使用预编码矢量的第二维度索引的过采样因子的倍数来间隔开。
8.根据权利要求5所述的方法，其中，在3层的情况下，通过对所述两个预编码矢量中的任何一个应用正交矢量来确定剩余的一个预编码矢量。
9.根据权利要求5所述的方法，其中，在4层的情况下，通过对所述两个预编码矢量中的每一个应用正交矢量来确定剩余的两个预编码矢量。
10.根据权利要求1所述的方法，其中：
所述预编码矢量基于用于第一维度天线端口的第一矢量和用于第二维度天线端口的第二矢量的克罗内克积而生成，并且
所述第一矢量通过所述预编码矢量的第一维度索引来指定，并且所述第二矢量通过所述预编码矢量的第二维度索引来指定。
11.根据权利要求10所述的方法，其中，所述预编码矢量包括从由下面的等式所生成的离散傅里叶变换(DFT)矩阵中选择的一个或多个列，
[等式]
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其中，N_h是在第一维度上具有相同极化的天线端口的数目，并且Q_h是在所述第一维度上使用的过采样因子。
12.根据权利要求10所述的方法，其中，所述预编码矢量包括从由下面的等式所生成的离散傅里叶变换(DFT)矩阵中选择的一个或多个列，
[等式]
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</msub>
</mrow>
其中，N_v是在第二维度上具有相同极化的天线端口的数目，并且Q_v是在所述第二维度上使用的过采样因子。
13.一种用于在二维多天线无线通信***中eNB基于码本发送/接收信号的方法，所述方法包括：
通过多天线端口向用户设备发送信道状态信息参考信号(CSI-RS)；以及
从所述用户设备接收信道状态信息，
其中，所述信道状态信息包括用于指示预编码矩阵的预编码矩阵指示符(PMI)，
所述PMI包括用于从码本中选择预编码矩阵集合的第一PMI和用于从所述预编码矩阵集合中确定应用于多层的一个预编码矩阵的第二PMI，
所述预编码矩阵包括应用于每层的预编码矢量，并且
所述预编码矢量在通过所述第一PMI确定的预编码矢量集合内被确定。
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