CN107852105A - 电压源转换器 - Google Patents

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P.布里夫
D.R.特赖纳
F.J.莫雷诺穆尼奥斯
F.J.奇维特-扎巴尔扎
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Abstract

本发明提供一种电压源转换器(30)，包括：用于连接到直流网络(44)的第一和第二直流端子(32，34)；以及多个转换器支路(36)，每个转换器支路(36)在所述第一与第二直流端子(32，34)之间延伸，每个转换器支路(36)包括由对应交流端子(42)分隔的第一和第二支路部分(38，40)，每个转换器支路(36)的所述交流端子(42)用于连接到多相交流网络(46)的对应交流相，每个第一支路部分(38)在所述相应第一直流端子(32)与交流端子(42)之间延伸，每个第二支路部分(40)在所述相应第二直流端子(34)与交流端子(42)之间延伸，每个支路部分(38，40)包括对应阀(50)，每个阀(50)包括至少一个开关元件和至少一个储能装置，每个阀(50)的所述或每个开关元件可切换以选择性地将所述或每个相应储能装置***所述相应支路部分(38，40)中并且旁路所述或每个相应储能装置，以便控制跨所述阀(50)的电压；以及控制器(62)，所述控制器编程成控制所述多个转换器支路(36)中一个转换器支路的选定阀(50)和所述多个转换器支路(36)中另一个转换器支路的另一个选定阀(50)的切换，从而形成电流循环路径，所述电流循环路径包括：与所述选定阀(40)对应的所述支路部分(38，40)和连接到与所述选定阀(40)对应的所述支路部分(38，40)的所述交流相；以及所述直流网络(44)。所述控制器(62)在形成所述电流循环路径期间切换所述选定阀(50)，以迫使循环交流电流流动通过所述电流循环路径。所述循环交流电流包括至少一个交流分量。所述控制器(62)编程成控制所述选定阀(50)的所述切换以控制所述循环交流电流的所述或每个交流分量的相位角和幅度，从而控制由于所述循环交流电流流动通过每个选定阀(50)而传输到或传输自每个选定阀(50)的能量。

Description

电压源转换器
技术领域
本发明涉及一种电压源转换器以及一种操作电压源转换器的方法。
背景技术
在输电网络中，交流(AC)电力转换成经由架空线路、海底电缆、地下电缆等传输的直流(DC)电力。在转换成直流电力后，不需要补偿由输电介质(即输电线路或电缆)施加的交流电电容性负载效应，并降低每公里线路和/或电缆的成本，从而在需要长距离输电的情况下具有高性能价格比。
转换器提供网络内交流电力和直流电力之间的所需转换。
发明内容
根据本发明的第一方面，提供了一种电压源转换器，包括：
用于连接到直流网络的第一直流端子和第二直流端子；以及
多个转换器支路(a plurality of converter limbs)，每个转换器支路在所述第一直流端子与所述第二直流端子之间延伸，每个转换器支路包括由对应交流端子分隔的第一支路部分和第二支路部分(limb portions)，每个转换器支路的交流端子用于连接到多相交流网络的对应交流相，每个第一支路部分在相应第一直流端子与交流端子之间延伸，每个第二支路部分在相应第二直流端子与交流端子之间延伸，每个支路部分包括对应阀(valve)，每个阀包括至少一个开关元件和至少一个储能装置，每个阀的所述或每个开关元件可切换以选择性地将所述或每个相应储能装置***相应支路部分和旁路(bypass)所述或每个相应储能装置，以便控制跨所述阀的电压；以及
控制器，所述控制器编程成控制所述多个转换器支路中一个转换器支路的选定阀以及所述多个转换器支路中另一个转换器支路的另一选定阀的切换，以形成通过所述选定阀的电流循环路径，所述电流循环路径包括：与所述选定阀相对应的所述支路部分，连接到与所述选定阀相对应的所述支路部分的所述交流相以及直流网络，
其中所述控制器在形成所述电流循环路径(the current circulation path)期间切换所述选定阀以迫使循环交流电流流动通过所述电流循环路径，所述循环交流电流包括至少一个交流分量，并且所述控制器编程成控制所述选定阀的所述切换，以控制所述循环交流电流的所述或每个交流分量的相位角和幅度，从而控制由于所述循环交流电流流动通过每个选定阀而传输到或传输自每个选定阀的所述或每个储能装置的能量。
所述电压源转换器在所述直流和交流网络之间转换电力的操作可导致至少一个储能装置中聚积能量或损耗能量，从而导致至少一个储能装置的能量级(the energylevel)偏离参考值。
所述偏差是不良的，原因在于，如果给定储能装置内储存的能量过少，则相应阀能够产生的电压波形范围将减小，而如果给定储能装置中储存的能量过多，则可能会出现过电压问题。前者需要添加电源以将受影响储能装置的能量级恢复到参考值，而后者需要增加一个或多个储能装置的额定电压以防止过电压问题，从而会增加电压源转换器的总体尺寸、重量和成本。此外，如果给定储能装置内储存的能量过少，则电压源转换器可能由于欠电压保护而跳闸。
本发明的电压源转换器的配置使得电流循环路径的形成并且循环交流电流的供应成为可能，以便选择性地将能量传入和传出每个选定阀以调节其能量级，从而消除与至少一个储能装置的能量级偏离参考值相关联的问题。
所述控制器能够控制循环交流电流的所述或每个交流分量的相位角和幅度以控制所传输的能量的能力，不仅能够改变所述循环交流电流的所述或每个交流分量的相位角和幅度以改变由于所述循环交流电流流动通过每个选定阀而传输到或传输自每个选定阀的能量，而且能够对循环交流电流进行配置以适应不同选定阀的不同能量调节要求。这对于在电压源转换器的操作期间，由于选定阀的能量级发生波动，需要传入和传出给定阀的能量会改变的情况特别有益。
此外，由于所述控制器能够控制循环交流电流的所述或每个交流分量的相位角和幅度来控制所传输能量，因此这为在调节每个选定阀的能量级期间满足电压源转换器的不同要求提供了操作上的灵活性。例如，可以控制所述或每个交流分量的相位角和幅度，以减少直流端子和交流端子处的直流和交流电压波形的任何失真，或者控制将能量传输到或传输自给定选定阀的速率。
将循环路径形成为通过属于不同转换器支路的选定阀便于在电压源转换器的操作期间形成电流循环路径，以在直流网络与交流网络之间输送电力。这是因为在电压源转换器的操作期间控制所述阀的切换以在直流与交流网络之间输送电力包括形成通过不同转换器支路的阀的电流路径，因此不需要对所述阀的切换控制进行任何实质的重新设计即可实现电流循环路径的形成。例如，在本发明的一个优选实施例中，所述选定阀可以包括：所述多个转换器支路中一个转换器支路的所述第一支路部分的所述阀；以及所述多个转换器支路中另一个转换器支路的所述第二支路部分的所述阀。
用于调节所述阀的能量级的一种方式是在有限重叠期(a finite overlapperiod)内将同一转换器支路的第一支路部分和第二支路部分连接到电路中，以使电流临时循环通过所述第一支路部分的所述阀、所述第二支路部分的所述阀以及所述直流网络。但是，这需要在电压源转换器的操作期间将额外的有限重叠期包括在所述阀的切换控制中，以在直流网络与交流网络之间传送电力，因为不需要将同一转换器的第一支路部分和第二支路部分同时连接到电路中即可实现直流网络与交流网络之间的电力输送。所述重叠期的长度受到限制，以便最小化其对转换器额定值的影响。
使用重叠期(the overlap period)来调节所述阀的储能装置的能量级不仅导致在调节连接到电路中的阀的能量级时，由于需要在有限重叠期内传输所需能量，而使直流端子和交流电子处发生直流和交流电压波形的某种失真，而且还会延迟对其他阀的能量级的调节，因为任何给给定重叠期只可用来调节接入电路中的阀的能量级。这反过来可能导致储能装置的瞬时能量级发生显著波动，从而导致发生跨储能装置的电压波动，进而引发可能超出至少一个储能装置的工作电压极限的潜在风险。
相反，本发明的电压源转换器可使能量在将选定阀接入电路中的期间而不是仅在重叠期间内传入和传出每个选定阀。这增加了可用于调节给定阀的能量级的时间总量，从而使能量能够在较长时间段内传入和传出给定阀，进而减少直流端子和交流端子处的直流电压波形和交流电压波形失真。本发明的电压源转换器还减少了在调节其他阀的能量级方面的延迟，因为一旦通过形成电流循环路径将给定阀连接到电路中，就可以进行能量调节。
所述循环交流电流的特性以及由此产生的传入和传出每个选定阀的能量可以根据电压源转换器的要求而变化。
在本发明的实施例中，循环交流电流可以包括基频交流电流分量和/或至少一个非基频交流电流分量。非基频交流电流分量的一个示例是谐波电流分量。
控制由于所述循环交流电流流动通过每个选定阀而传输到或传输自每个选定阀的能量可以包括增加、减少或维持每个选定阀的能量级。可以控制所述循环交流电流的所述或每个交流分量的相位角和幅度，以使提供的循环交流电流能够在增加、减少或维持所述选定阀中一个选定阀的能量级的同时，还能够增加、减少或维持所述选定阀中的另一个选定阀的能量级。可以控制所述循环交流电流的所述或每个交流分量的相位角和幅度，以使所述选定阀中一个选定阀的能量级的增加/减少在能量值方面与所述选定阀中另一个选定阀的能量级的增加/减少相同或不同。通过这种方式，可以控制所述循环交流电流的所述或每个交流分量的相位角和幅度，以提供所述循环交流电流满足不同选定阀的不同能量调节要求。
控制由于所述循环交流电流流动通过每个选定阀而传输到或传输自每个选定阀的能量可以包括控制每个选定阀的能量级以向目标能量级移动或达到目标能量级。
形成电流循环路径和提供循环交流电流提供了控制给定阀的能量级迅速达到目标能级的可靠方式。这在电压源转换器所并入的输电网络正在从故障中恢复或对发出的功率直线上升命令做出响应时特别有利。
给定阀的目标能量级可以根据给定所述给定阀的所述或每个储能装置的目标能量级确定，所述能量级可以是跨给定阀、跨相应转换器分支、跨多个转换器分支或跨电压源转换器的多个储能装置的能量级平均值。给定储能装置的目标能量级可以是所述给定储能装置的最大储能容量的一部分。
在本发明的进一步实施例中，所述控制器编程成控制所述选定阀的切换以改变所述或每个交流分量的相位角和/或改变所述或每个交流分量的幅度，以改变由于所述循环交流电流流动通过每个选定阀而传输到或传输自每个选定阀的能量。这使每个选定阀的能量级的调节可以变化。
在本发明的更进一步实施例中，所述控制器可以编程成控制所述阀的切换以在所述电压源转换器的整个操作周期内形成多个电流循环路径，其中所述多个电流循环路径分别穿过不同组的选定阀。
应理解，当一组选定阀中所包括的至少一个阀不在另一组选定阀中时，或者当一组选定阀不包括另一组选定阀中的至少一个阀时，一组选定阀与另一个选定阀不同。
形成多个电流循环路径的能力不仅可以在电压源转换器的操作周期中调节不同组选定阀的能量级，而且还能延长在所述电压源转换器的操作周期中可用于调节给定阀能量级的时间。
所述多个电流循环路径的形成可以执行成在电压源转换器的操作周期中的任何给定时间都正在执行针对至少一个所述阀的能量级的能量调节。
所述控制器可以编程成在形成电流循环路径期间控制所述阀的切换，以选择性地将所述或每个相应储能装置***相应支路部分和旁路所述或每个相应储能装置，以便控制交流端子处的交流电压波形配置，从而促使所述直流网络与交流网络之间的电力输送。以这种方式对所述控制器进行编程可在直流网络与交流网络之间进行电力输送的同时执行所述电压源转换器的所述阀的能量级调节，从而实现所述电压源转换器的高效操作。
每个阀的结构可以变化，其示例如下所述。
每个阀可以包括多个模块。每个模块可以包括至少一个开关元件和至少一个储能装置。每个模块中的所述或每个开关元件以及所述和/或每个储能装置可以布置成能够组合以选择性地提供电压源。
所述多个模块可以限定链节转换器。所述链节转换器的结构允许跨所述链节转换器的组合电压通过将本体提供电压的多个模块的储能装置***所述链节转换器中积聚起来，所述组合电压高于所述链节转换器每个单一模块可提供的电压。通过这种方式，每个模块中的所述或每个开关元件的切换使得所述链环转换器提供步进式可变电压源，从而可以使用逐步逼近法(step-wise approximation)来产生跨所述链环转换器的电压波形。因此，所述链环转换器能够提供宽范围的复杂电压波形，用于控制所述循环交流电流的所述或每个交流分量的相位角和幅度。
优选地，每个支路部分可以包括与相应直流端子与交流电子之间的对应阀串联的导向器开关(director switch)，并且第一支路部分和第二支路部分的所述导向器开关可切换以将相应支路部分接入到相应直流端子与交流端子之间的电路之中以及与所述电路断开。这反过来可让对应阀接入到相应直流端子与交流端子之间的电路之中以及与所述电路中断开，以帮助形成所述电流循环路径。
至少一个开关元件可以包括至少一个自换相开关装置(self-commutatedswitching device)。所述或每个自换相开关装置可以是绝缘栅双极晶体管、门极可关断晶闸管、场效应晶体管、注射增强栅极晶体管、集成栅极整流晶闸管或任何其他自换相开关装置。每个开关元件中的开关装置数量可以根据该开关元件的所需电压和电流额定值而变化。
所述或每个开关元件可以进一步包括与所述或每个开关装置反并联的无源电流抑制元件(a passive current check element)。
所述或每个无源电流抑制元件可以包括至少一个无源电流抑制装置。所述或每个无源电流抑制装置可以是能够限制仅一个方向上的电流流动的任何装置，例如二极管。每个无源电流抑制元件中的无源电流抑制装置的数量可以根据该无源电流抑制元件的所需电压和电流额定值而变化。
每个储能装置可以是能够储存和释放能量的任何装置，例如电容器、燃料电池或电池。
根据本发明的第二个方面，提供了一种操作电压源转换器的方法，所述电压源转换器包括：
用于连接到直流网络的第一直流端子和第二直流端子；以及
多个转换器支路，每个转换器支路在所述第一直流端子与所述第二直流端子之间延伸，每个转换器支路包括由相应交流端子分隔的第一支路部分和第二支路部分，每个转换器支路的交流端子用于连接到多相交流网络的相应交流相，每个第一支路部分在对应第一直流端子与交流端子之间延伸，每个第二支路部分在对应第二直流端子与交流端子之间延伸，每个支路部分包括对应阀，每个阀包括至少一个开关元件和至少一个储能装置，每个阀的所述或每个开关元件可切换以选择性地将所述或每个相应储能装置***相应支路部分和旁路所述或每个相应储能装置，以便控制跨所述阀的电压，
其中所述方法包括以下步骤：
切换所述多个转换器支路中的一个转换器支路的选定阀以及所述多个转换器支路中的另一个转换器支路的另一选定阀，以形成通过所述选定阀的电流循环路径，所述电流循环路径包括：与所述选定阀相对应的支路部分，连接到与所述选定阀相对应的所述支路部分的交流相；以及直流网络，
形成所述电流循环路径期间，切换所述选定阀以迫使循环交流电流流动通过所述电流循环路径，所述循环交流电流包括至少一个交流分量，以及
切换所述选定阀以控制所述循环交流电流的所述或每个交流分量的相位角和幅度，以控制由于所述循环交流电流流动通过每个选定阀而传输到或传输自每个选定阀的能量。
本发明第一方面的电压源转换器及其实施例的特征和优点在加以必要变更的情况下适用于本发明第二方面的方法。
还应理解，本专利说明书中所用术语“第一”和“第二”仅旨在帮助区分类似特征(例如第一支路部分和第二支路部分)，而不意图表示一个特征相对于另一个特征的相对重要性。
附图说明
现在将参考附图以非限制性示例的方式来描述本发明的优选实施例，其中：
图1示意性地示出了根据本发明一个实施例的电压源转换器；
图2a示意性地示出了全桥模块的结构；
图2b示意性地示出了半桥模块的结构；
图3示意性地示出了图1所示电压源转换器调节其阀能量级的操作：
图4从能量角度示意性地示出了图1所示电压源转换器的转换器支路的等效模型；
图5以图形方式示出了复数z平面中的区域，其中当处于交叉重叠模式中时，图1所示电压源转换器的选定阀的能量级增加、减小或保持不变；
图6以图形方式示出了复数z平面中的区域，其中当处于交叉重叠模式中时，图1所示电压源转换器的另一个选定阀的能量级增加、减小或保持相同；
图7以图形方式示出了图5和图6所示区域之间的交集；
图8针对图1所示电压源转换器的特定操作点，以图形方式示出了图5和图6所示区域之间交集的特定形式；
图9以图形方式示出了由图5和图6所示区域的保角变换产生的变换后v平面中的区域交集；
图10至12以图形方式示出了不同的能量调节场景，所述能量调节场景涉及图1所示电压源转换器的阀的不同能量要求；以及
图13到15以图形方式示出了图1所示电压源转换器调节其阀能量级的操作的仿真结果。
具体实施方式
根据本发明一个实施例的电压源转换器在图1中示出，并且大体上用参考数字30表示。
电压源转换器30包括第一直流端子32和第二直流端子34以及多个转换器支路36。每个转换器支路36在第一直流端子32与第二直流端子34之间延伸，并且包括由相应交流端子42隔开的第一支路部分38和第二支路部分40。在每个转换器支路中，第一支路部分在第一直流端子32与交流端子42之间延伸，而第二支路部分在第二直流端子34与交流端子42之间延伸。
使用时，电压源转换器30的第一直流端子32和第二直流端子34分别连接到直流网络44的第一端子和第二端子，并且每个转换器支路36的交流端子42经由对应串联相电感器或变压器48连接到三相交流网络46的对应交流相。
第一支路38和第二支路40中的每一者包括与阀50串联的导向器开关49。
每个导向器开关49包括多个串联开关元件。可以设想，在本发明的其他实施例中，每个多个串联开关元件可以替换成单个开关元件。
以这种方式配置支路部分38、40意味着在使用中，每个支路部分38、40的导向器开关49可切换以切换对应的支路部分38，40并且因此而将对应阀50接入到对应直流端子32、34与交流端子42之间的电路之中以及与所述电路断开。
每个阀50包括由多个串联模块52限定的链节转换器。图2a示意性地示出了每个模块52的结构。
每个模块52包括全桥布置的两对开关元件54和电容器56。所述两对开关元件54以全桥布置与电容器56并联，以限定能够提供负电压、零电压或正电压并且可以双向传导电流的四象限双极模块。
每个开关元件54采用与反并联二极管并联的绝缘栅双极晶体管(IGBT)的形式。
可以设想，在本发明的其他实施例中，每个IGBT可以替换成闸门关断晶闸管、场效应晶体管、注射增强栅极晶体管、集成栅极整流晶闸管或其他任何自整流半导体装置。还可以设想，在本发明的其他实施例中，每个二极管可以替换成多个串联二极管。
通过改变开关元件54的状态选择性地旁路每个模块52的电容器56或者将其***相应链节转换器中。这样可选择性地引导电流通过电容器56或使电流58旁路电容器56，以使模块52提供负电压、零电压或正电压。
当模块52中的开关元件54配置成使模块52中形成短路时，将旁路模块52的电容器56，从而使短路旁路电容器56。这导致相应链节转换器中的电流通过所述短路并旁路电容器56，因此模块52提供零电压，即模块52配置成旁路模式(bypassed mode)。
当模块52中的开关元件54配置成允许相应链环转换器中的电流流入和流出电容器56时，模块52的电容器56***相应链环转换器中。然后，电容器56对其储能进行充电或放电，以便提供非零电压，即模块52配置成非旁路模式(non-bypassed mode)。模块52的全桥布置使模块52中开关元件54的配置能够使电流在任一方向上流入和流出电容器56，因此模块52可以配置成在非旁路模式中提供负电压或正电压。
可以通过将本体提供电压的多个模块52的电容器56***每个链节转换器中而跨每个链节转换器积聚组合电压，所述组合电压高于所述链节转换器每个单一模块52可提供的电压。通过这种方式，每个模块52中的开关元件54的切换使每个链环转换器提供步进式可变电压源，使得能够使用逐步逼近法来产生跨每个链环转换器的电压波形。
可以设想，在本发明的其他实施例中，每个模块52可以替换成另一类型的模块，所述模块包括至少一个开关元件和至少一个储能装置，其中每个模块中的所述或每个开关元件以及所述或每个储能装置布置成可组合以选择性地提供电压源。例如，每个模块52可以替换成模块58，所述模块58包括以半桥布置与电容器56并联的一对开关元件54，以限定可提供零电压或正电压并且可以双向传导电流的二象限单极模块，如图2b所示。
还可以设想，在本发明的其他实施例中，每个模块52、58中的电容器56可以替换成能够储存和释放能量的另一类型的储能装置，例如电池或燃料电池。
每个支路部分38、40进一步包括与相应导向器开关49和阀50串联的电感器60。
电压源转换器30进一步包括控制器62，用于控制导向器开关49中开关元件54的切换以及支路部分38、40中的阀50的切换。
下文将参照图3至15描述图1所示电压源转换器30的操作。
为了在直流网络44与交流网络46之间输送电力，控制器62控制导向器开关49将对应阀50接入到对应直流端子32、34与交流端子42之间的电路之中以及与所述电路断开，以便使直流网络44和交流网络46互连。当将给定阀50接入到相应直流端子32、34与交流端子42之间的电路之中时，控制器62切换给定阀50的模块52的开关元件54以提供步进式可变电压源，从而产生电压波形，以控制对应交流端子42处的交流电压波形的配置，以促使直流网络44与交流网络46之间电力输送。
为在给定转换器支路36的交流端子42处产生交流电压波形的正交流电压分量，第一支路部分38的导向器开关49闭合(以使与其串联的阀50接入到第一直流端子32与对应交流端子42之间的电路之中)，并且第二支路部分40的导向器开关49断开(以使与其串联的阀50与第二直流端子34与对应交流端子42之间的电路断开)。
为在给定转换器支路36的交流端子42处产生交流电压波形的负交流电压分量，第二支路部分40的导向器开关49闭合(以使与其串联的阀50接入到第二直流端子34与对应交流端子42之间的电路之中)，并且第一支路部分38的导向器开关49断开(以使与其串联的阀49与第一直流端子32与对应交流端子42之间的电路断开)。
每个交流端子42处的交流电压波形从每个其他交流端子42处的交流电压波形相移120度电角度，这与连接到三相交流网络46的电压源转换器30的典型实践相同。
在从正交流电压分量切换到负交流电压分量期间，控制器62在电压源转换器30的操作周期的重叠期内，即阀A+和A-处于“重叠模式”时切换导向器开关49，以将同一转换器支路36的两个支路部分38、40同时接入到电路之中，从而形成包括每个支路部分38、40和直流网络44的电流路径，如图3中示意性所示。类似地，在从负交流电压分量切换到正交流电压分量期间，控制器62在电压源转换器30的操作周期的另一个重叠期内切换导向器开关49，以将同一转换器支路36的两个支路部分38、40同时接入到电路之中，从而形成相同电流路径。这使得重叠电流IDC+AC能够临时循环通过第一支路部分38的阀50、第二支路部分40的阀50以及直流网络44，以便调节同时接入到电路之中的支路部分38、40的阀50的能量级。
所用的“重叠模式”在加以必要变更的情况下适用于每个转换器支路36的阀B+、B-、C+、C-，而不是仅仅阀A+、A-。
给定重叠期的长度限于最大60度电角度，以便最小化其对转换器额定值的影响。因此，需要在有限时间内传输所需能量，以便调节同时接入到电路之中的支路部分38、40的阀A+、A-的能量级。基于使用重叠期的能量调节的不连续特性可能导致直流端子32、34和交流端子42处的直流电压波形和交流电压波形VDC+、VDC-、VA'、VB’、VC’发生一定失真。
此外，使用重叠期进行能量调节会延迟未接入到电路中的其他阀B+、B-、C+、C-的能量级调节，因为任何给定重叠期只能用于调节同时接入到电路之中的支路部分38、40的阀A+、A-的能量级。
因此，使用重叠期进行能量调节可能导致电容器56的瞬时能量级发生显著波动，从而导致跨电容器56的电压波动，进而引发超出至少一个电容器56的工作电压极限的潜在风险。
下文描述了一种用于操作电压源转换器30以调节阀50能量级的方法。
参见图3，当转换器支路36中的第一转换器支路的支路部分38、40的阀A+、A-处于“重叠模式”时，作为电压源转换器30的操作的一部分，转换器支路36中的第二转换器支路的第二支路部分40的阀B-以及转换器支路36中的第三转换器支路的第一支路部分38的阀C+接入到它们的相应直流端子32、34与交流端子42之间的电路之中，以在直流网络44与三相交流网络46之间输送电力。同时，第二转换器支路36的第一支路部分38的阀B+和第三转换器支路36的第二支路部分40的阀C-与电路断开。
通过这种方式，控制器62控制以下切换：所述多个转换器支路36中的一个转换器支路的选定阀B-；以及所述多个转换器支路36中的另一个转换器支路的另一选定阀C+，以形成通过所述选定阀B-、C+的电流循环路径，其中所述电流循环路径包括：与所述选定阀B-、C+相对应的支路部分38、40，连接到与所述选定阀B-、C+相对应的所述支路部分38、40的交流相B、C；以及直流网络44。为简单起见，在形成电流循环路径期间，选定阀B-、C+被称为处于“交叉重叠模式”中。
“交叉重叠模式”在加以必要变更的情况下适用于多个转换器支路36中的任一转换器支路的选定阀50；以及多个转换器支路36中的任何另一个转换器支路的另一个选定阀50，而不是仅仅阀B-、C+。
在阀A+、A-的“重叠模式”期间，由选定阀C+产生的电压波形的交流电压分量的形状是(-cos(ωt))的函数，因为它与阀C-所产生的电压波形的交流电压分量成反相，其中后者与连接到第三转换器支路36的交流端子42的交流相C同相。同时，由选定阀B-产生的电压波形的交流电压分量的形状是(-sin(ωt+π/6))的函数，因为它与由阀B+产生的电压波形的交流电压分量成反相。在这两种情况下，假设在重叠时段的起点处，t＝0。
在此阶段中，即形成电流循环路径期间，控制器62切换选定阀B-、C+，以迫使循环交流电流ICO流动通过所述电流循环路径。所述循环交流电流配置成包括基频交流分量。
所述循环交流电流ICO用下式表示：
其中φ是从cos(ωt)轴测得的角度，并且在z平面中沿逆时针增大。
通过控制选定阀B-、C+的切换以控制循环交流电流ICO的基频交流电流分量的相位角和幅度，可以控制由于所述循环交流电流流动通过每个选定阀B-、C+而传输到或传输自每个选定阀B-、C+的能量。
对循环交流电流ICO基频交流电流分量的相位角和幅度的控制基于重叠期[0，π/3]中正交信号的使用，其中重叠期的起点处设置成t＝0。在电力电子领域，如果在一段时间内，电压波形和电流波形不交换净有功功率，则所述电压波形和电流波形在给定指定期间内被称为呈正交。应理解，出于本说明书的目的，正交性旨在表示电气正交性，但不一定意味着几何正交性，因为当绘制到向量图中时，定义成电气正交的信号可能不是相隔π/2度。
使f(t)，g(t)是周期为2π的实值周期函数，即：
f(t)＝f(t+2π)
g(t)＝g(t+2π)
函数f(t)和g(t)的内积表示为<f，g>，定义为：
当且仅当<f，g>＝0时，实值周期函数才称为正交函数。在电力***的背景中，如果函数f(t)表示选定阀B-、C+的电压，并且函数g(t)表示流动通过所述选定阀B-、C+的电流，则电压波形和电流波形是正交的，但前提是它们在重叠期间不会交换净有功功率。因此，在周期结束之前，由于由函数g(t)表示的电流波形的流动，选定阀B-、C+的平均能量级将不会有任何改变。在操作周期中，将存在<f，g>为正的区域，所述区域表示向选定阀B-、C+传输能量，以增加选定阀B-、C+的能量级。相反，在操作周期中，<f，g>为负的区域表示从选定阀B-、C+传输能量，这导致选定阀B-、C+的能量级降低。
形成电流循环路径期间，选定阀B-、C+串联，因此受所述循环交流电流流ICO的影响。由于选定阀B-、C+可具有不同的能量调节要求，因此需要选择能满足两个选定阀B-、C+的能量调节要求的、循环交流电流ICO基频交流分量的相位角值。例如，如果选定阀C+的能量级低于其目标能量级并且选定阀B-的能量级高于其目标能量级，则循环交流电流ICO将配置成使其在降低选定阀B-的能量级的同时，提高选定阀C+的能量级。
图4从能量角度示意性地示出了转换器支路36的等效模型。从图4中可以看出，每个支路部分38、40中的阀A+、A-可以表示成与交流电压源串联的直流电压源，这样每个阀A+、A-的电压VA+、VA-是直流电压分量VDC/2和交流电压分量VAC-Valve A+、VAC-Valve A-的总和。
假设与阀50所产生的电压VA+、VA-、VB-、VC+以及交流电压端子42处的交流电压波形VA'、VB'、VC'相比，跨支路部分38、40电感器60的电压降可以忽略不计，从而使由阀50产生的电压VA+、VA-，VB-、VC+与交流端子42处的交流电压波形VA'、VB'、VC'之间的相移42可忽略不计。从能量调节的角度，可以假设由每个第二支路部分40的阀50产生的电压VA-、VB-与相应交流端子42处的交流电压波形VA'、VB'、VC'同相。
为说明本发明的工作原理，电压源转换器30的操作点示例性地定义为：
当交流端子42分别连接到角型变压器(未示出)的多个次级绕组时，交流相电压VA'、VB'、VC'等于交流线电压。因此，每个阀50的直流电压分量与交流电压分量之间的比率定义如下：
对于电压源转换器30的上述示例性操作点，适用以下方程式：
r(t，θ1)＝sin(ωt+θ1)
s(t，θ2)＝sin(ωt+θ2)
其中g(t)和s(t，θ2)分别表示跨选定阀B-的电压波形和电流波形，其中f(t)和r(t，θ1)分别表示跨选定阀C+的电压波形和电流波形。
为确定每个选定阀B-、C+的电压波形和电流波形正交的点，θ1和θ2的值确定如下：
θ1和θ2中的每一者均是从sin(ωt)轴测得的，并且在z平面中沿顺时针方向正向增大。
通过对电压源转换器30的上述示例性操作点的上述方程式进行数字求解，发现对于某个整数θ1＝π+nπ并且θ2＝2π/3+nπ。应理解，θ1和θ2的值取决于电压源转换器30的操作点，这些操作点可以根据电压源转换器30的要求而变化。
通过确定θ1和θ2的值，可以确定复杂z平面中的每个区域，其中处于“交叉重叠模式”中的每个选定阀B-、C+的能量级增加、减小或保持不变。
图5以图形方式示出了复杂z平面中的区域，其中处于“交叉重叠模式”的选定阀B-的能量级增加(A＞0)、减小(A＜0)或保持不变(A＝0)。在图5中，g(t)标记成1，并且s(t，θ2)标记成2。
图6以图形方式示出了复杂z平面中的区域，其中处于“交叉重叠模式”的选定阀C+的能量级增加(B＞0)、减小(B＜0)或保持不变(B＝0)。在图6中，f(t)标记成3，并且r(t，θ1)标记成4。
如上所述，由于在形成电流循环路径期间，处于“交叉重叠模式”的选定阀B-、C+串联，因此所述循环交流电流ICO流动通过两个选定阀B-、C+。
图7以图形方式示出了图5和图6所示的区域之间的交集。图7中的交叉点确定了应用于循环交流电流ICO的基频交流电流分量的相位角值，这取决于每个选定阀B-、C+的能量需求，即是增加、减小还是维持选定阀B-、C+的能量级。
由A＜0和B＜0表示的区域是为了降低两个选定阀B-、C+的能量级而应该使用的循环交流电流ICO的基频交流电流分量使用的相位角值范围。
由A＜0和B＞0表示的区域是为了降低选定阀B-的能量级并且提高选定阀C+的能量级而应该使用的循环交流电流ICO的基频交流电流分量使用的相位角值范围。
由A＞0和B＞0表示的区域是为了增加两个选定阀B-、C+的能量级而应该使用的循环交流电流ICO的基频交流电流分量使用的相位角值范围。
由A＞0和B＜0表示的区域是为了提高选定阀B-的能量级并且降低选定阀C+的能量级而应该使用的循环交流电流ICO的基频交流电流分量使用的相位角值范围。
对于电压源转换器30的上述示例性操作点的特定情况，图7中所示的相交区域采用图8所示的特定形式，其中可以看出，正交相量在“交叉重叠模式”期间成几何正交。
为说明本发明的一般原理，下文将根据图7所示的一般情况对循环交流电流ICO的配置进行描述。
图9以图形方式示出了变换后v平面中的由图5和图6所示区域的保角变换产生的区域的交集。
保角变换包括图5所示区域的变换，即余弦波分量，具有以下保角映射：
保角变换还包括图6所示区域的变换，即正弦波分量，具有以下保角映射：
v平面中的角度α可调节循环交流电流ICO的相位角，所述相位角限定了传输到或传输自每个选定阀B-、C+的能量。角度α定义为：
其中ΔEsin是选定阀B-与其目标能量级的能量偏差，并且其中ΔEcos是选定阀C+与其目标能量级的能量偏差。这确保将v平面中的角度α调节成与处于“交叉重叠模式”的选定阀B-、C+的能量偏差成比率。
转换后相量在v平面轴上的正交投影通过计算每个轴投影的逆变换来确定原始z平面中的变换后相量，即：
Φsin＝sg(ΔEsin)sinα
Φcos＝sg(ΔEcos)cosα
其中sg(x)是定义为的符号函数。应注意，
逆保角变换表示成下式：
变换后v平面中的相量幅度表示成下式：
其中KCO是换算系数。变换后相量的幅值与循环交流电流ICO的幅度一致，因为保角变换不会改变z平面中相量的幅值，而是仅旋转它们。
用于循环交流电流ICO的基频交流电流分量的满足处于“交叉重叠模式”的选定阀B-、C+的能量要求的相位角表示成下式：
此方程式根据处于“交叉重叠”模式的每个选定阀B-、C+的能量要求设定循环交流电流ICO的基频交流电流分量的相位角。可以以这种方式控制循环交流电流ICO的基频交流电流分量的相位角和幅度，以使提供的循环交流电流ICO能够增加、减少或维持一个选定阀B-的能量级，同时能够增加、减少或维持另一个选定阀C+的能量级。可以将循环交流电流ICO的基频交流电流分量的相位角和幅度控制成，选定阀B-中的一个选定阀的能量级的增加/减少与选定阀C+中的另一个选定阀的能量级的增加/减少就能量数值而言相同或不同。
例如，如果选定阀C+的能量级处于或接近其目标能量级，因此不需要由于循环交流电流ICO流动通过其中而产生的任何能量输入或输出，则逆变换将电流相位定位在角度上，所述角度在重叠期内与正交于-cos(ωt)的角度一致。以这种方式，循环交流电流ICO配置成使只有选定阀B会由于循环交流电流ICO流动通过其中所产生的能量输入和输出而经历能量级变化。
图10至12以图形方式示出了涉及电压源转换器30的阀50的不同能量要求的不同能量调节场景。
在图10中，阀50的平均电容器电压换算成其相应目标电压电平，以使当相应曲线图处于坐标y＝1处时，每个阀50的平均电容器电压处于其目标电压电平。
从图10中可以看出，在时间t＝0.172秒(标记为垂直虚线)处，一对阀A+、A-的平均电容器电压远低于其对应目标电压电平(因为阀A+显著偏离目标)，即一对阀A+、A-的能量级远低于其对应目标能量级，因此有必要将能量传输到一对阀A+、A-中，以便它们的能量级移向或达到其对应目标能量级。同时，其他阀B+、B-、C+、C-的平均电容器电压接近其对应目标电压电平，即其他阀B+、B-、C+、C-的能量级接近其对应目标能量级，因此在此阶段不需要将能量输送到其他阀B+、B-、C+、C-中或者从这些阀输出能量，以使它们的能量级移向或达到其对应目标能量级。图11所示出了使用“重叠模式”将能量传输到一对阀A+、A-中，这表明只有一对阀A+、A-经历了能量级的变化(如圆圈区域所示)。
图12以图形方式示出了电流以“重叠模式”流动通过阀C+、C-以及电流以“交叉重叠模式”流动通过阀A-、B+。从图12可以看出，阀C+、C-共用电流，阀A-、B+共用循环交流电流ICO，如圆圈区所示。
图13至图15以图形方式示出了电压源转换器30使用60度电角度重叠期以“重叠模式”和“交叉重叠模式”调节阀能量级的操作的仿真结果。
从图13可以看出，在能量调节过程期间，每个阀50的平均电容器电压保持接近于其目标能量电压电平，即每个阀50的能量级保持接近于对应目标能量级。从图14可以看出，给定阀的能量级以不同的有功功率(顶部)和无功功率(底部)坡度值移向其目标能量级。
从图15可以看出，在能量调节过程期间，电压源转换器30的交流端子42处的交流电流波形和交流电压波形的总谐波失真(THD)小于0.2％(由MATLAB/Simulink测量)，其低于公用事业公司通常要求的0.5％。
通过这种方式，控制器62编程成控制选定阀B-、C+的切换以控制循环交流电流流ICO的基频交流电流分量的相位角和幅度，从而控制由于所述循环交流电流ICO流动通过每个选定阀B-、C+而传输到或传输自每个选定阀B-、C+的能量。
因此，图1所示电压源转换器30的配置使得能够形成电流循环路径并且提供循环交流电流ICO，以便选择性地使能量传输到和传输自每个选定阀B-、C+来调节其能量级，从而消除与至少一个储能装置的能量级偏离参考值相关联的问题。
与“重叠模式”相比，采用“交叉重叠模式”可在选定阀B-、C+连接到电路中的整个期间内，即在比重叠期长的期间内，使能量输送到和输送自每个选定阀B-、C+。这增加了可用于调节给定阀50的能量级的时间总量，从而使能量传输到和传输自给定阀50的操作分布在较长时间段上，从而减少直流端子32、34与交流端子42处的直流和交流电压波形VDC+、VDC-、VA'、VB'、VC’的失真。
此外，与“重叠模式”相比，采用“交叉重叠模式”还缩短了调节每个阀50能量级的延迟，因为一旦给定阀50通过电流循环路径的形成接入到电路中，就可以进行能量调节，而不用等待重叠期的出现。
如本说明书中的上文所述，作为电压源转换器30的操作的一部分，第二支路36的第二支路部分40的阀B-以及第三转换器支路36的第一支路部分38的阀C+接入到它们的对应直流端子32、34与交流端子42之间的电路之中，以在直流网络44与三相交流网络46之间输送电力，并且这在加以必要变更的情况下适用于多个转换器支路36中的任一转换器支路的选定阀50以及多个转换器支路36中的任何另一个转换器支路的另一个选定阀50，而不是仅仅阀B-、C+。
因此，控制器62可以编程成控制阀50的切换以在电压源转换器30的整个操作周期内形成多个电流循环路径，其中所述多个电流循环路径分别穿过不同组的选定阀50。这不仅能在电压源转换器30的操作周期内调节不同组选定阀50的能量级，而且还能延长在电压源转换器30的操作周期期间可用于调节给定阀50能量级的时间。可以将所述多个电流循环路径的形成执行成在电压源转换器30的操作周期中的任何给定时间，都正在执行至少一个阀50的能量级的能量调节。
应理解，增加给定阀的能量级旨在包括增加给定阀的一个、一些或全部电容器的能量级，并且降低给定阀的能量级旨在包括降低给定阀的一个、部分或全部电容器的能量级。
应理解，循环交流电流不一定限于基频交流电流分量，并且循环交流电流配置背后的上述原理可以扩展到任何频率的交流分量。作为基频交流电流分量的附加或替代，循环交流电流可以包括一个或多个非基频交流电流分量，例如谐波电流分量。所述循环交流电流可以基于叠加定理配置成由不同频率的有限或无限系列的交流分量组成，其中选择交流分量的相位和幅度来调节选定阀的电容器的能量级。
可以设想，在本发明的其他实施例中，重叠期的长度可以变化。应理解，电流循环路径的形成和循环交流电流的提供不需要存在“重叠模式”的重叠期。
还可以设想，在本发明的其他实施例中，可以省略每个支路部分中的导向器开关。
应理解，本发明的上述具体实施例意图用于本发明的非限制性示例，并且仅仅出于说明本发明的工作的目的而做此选择。

Claims (11)

1.一种电压源转换器，包括：
用于连接到直流网络的第一直流端子和第二直流端子；以及
多个转换器支路，每个转换器支路在所述第一直流端子与所述第二直流端子之间延伸，每个转换器支路包括由对应交流端子分隔的第一支路部分和第二支路部分，每个转换器支路的交流端子用于连接到多相交流网络的对应交流相，每个第一支路部分在相应第一直流端子与交流端子之间延伸，每个第二支路部分在相应第二直流端子与交流端子之间延伸，每个支路部分包括对应阀，每个阀包括至少一个开关元件和至少一个储能装置，每个阀的所述或每个开关元件可切换以选择性地将所述或每个相应储能装置***相应支路部分和旁路所述或每个相应储能装置，以便控制跨所述阀的电压；以及
控制器，所述控制器编程成控制所述多个转换器支路中一个转换器支路的选定阀和所述多个转换器支路中另一个转换器支路的另一选定阀的切换，以形成通过所述选定阀的电流循环路径，所述电流循环路径包括：与所述选定阀相对应的所述支路部分，连接到与所述选定阀相对应的所述支路部分的所述交流相以及直流网络，
其中所述控制器在形成所述电流循环路径期间切换所述选定阀以迫使循环交流电流流动通过所述电流循环路径，所述循环交流电流包括至少一个交流分量，并且所述控制器编程成控制所述选定阀的所述切换，以控制所述循环交流电流的所述或每个交流分量的相位角和幅度，从而控制由于所述循环交流电流流动通过每个选定阀而传输到或传输自每个选定阀的能量。
2.根据权利要求1所述的电压源转换器，其中所述选定阀包括：所述多个转换器支路中的一个转换器支路的所述第一支路部分的所述阀；以及所述多个转换器支路中的另一个转换器支路的所述第二支路部分的所述阀。
3.根据前述权利要求中的任一权利要求所述的电压源转换器，其中所述循环交流电流包括基频交流电流分量和/或至少一个非基频交流电流分量。
4.根据前述权利要求中的任一权利要求所述的电压源转换器，其中控制由于所述循环交流电流流动通过每个选定阀而传输到或传输自每个选定阀的能量包括增加、减少或维持每个选定阀的能量级。
5.根据前述权利要求中的任一权利要求所述的电压源转换器，其中控制由于所述循环交流电流流动通过每个选定阀而传输到或传输自每个选定阀的能量包括控制每个选定阀的能量级向目标能量级移动或达到目标能量级。
6.根据前述权利要求中的任一权利要求所述的电压源转换器，其中所述控制器编程成控制所述选定阀的所述切换以改变所述或每个交流分量的所述相位角和/或改变所述或每个交流分量的幅度，从而改变由于所述循环交流电流流动通过每个选定阀而传输到或传输自每个选定阀的所述能量。
7.根据前述权利要求中的任一权利要求所述的电压源转换器，其中所述控制器编程成控制所述阀的所述切换以在所述电压源转换器的整个操作周期内形成多条电流循环路径，其中所述多个电流循环路径分别穿过不同组的选定阀。
8.根据前述权利要求中的任一权利要求所述的电压源转换器，其中所述控制器编程成在形成所述电流循环路径期间控制所述阀的所述切换，以选择性地将所述或每个相应储能装置***所述相应支路部分和旁路所述或每个相应储能装置，以便控制对所述对应交流端子处的交流电压波形的配置，以促使所述直流网络与所述交流网络之间的电力输送。
9.根据前述权利要求中的任一权利要求所述的电压源转换器，其中每个阀包括多个模块，每个模块包括至少一个开关元件和至少一个储能装置，其中每个模块中的所述或每个开关元件以及所述或每个储能装置布置成可组合以选择性地提供电压源。
10.根据前述权利要求中的任一权利要求所述的电压源转换器，其中每个支路部分包括与所述对应直流端子与所述对应交流端子之间的所述相应阀串联的导向器开关，并且所述第一支路部分和所述第二支路部分的所述导向器开关可切换以将所述对应支路部分接入到所述对应直流端子与交流端子之间的电路之中以及与所述电路断开。
11.一种操作电压源转换器的方法，所述电压源转换器包括：
用于连接到直流网络的第一直流端子和第二直流端子；以及
多个转换器支路，每个转换器支路在所述第一直流端子与所述第二直流端子之间延伸，每个转换器支路包括由对应交流端子分隔的第一支路部分和第二支路部分，每个转换器支路的交流端子用于连接到多相交流网络的对应交流相，每个第一支路部分在相应第一直流端子与交流端子之间延伸，每个第二支路部分在相应第二直流端子与交流端子之间延伸，每个支路部分包括对应阀，每个阀包括至少一个开关元件和至少一个储能装置，每个阀的所述或每个开关元件可切换以选择性地将所述或每个相应储能装置***相应支路部分和旁路所述或每个相应储能装置，以便控制跨所述阀的电压，
其中所述方法包括以下步骤：
切换所述多个转换器支路中的一个转换器支路的选定阀以及所述多个转换器支路中的另一个转换器支路的另一选定阀，以形成通过所述选定阀的电流循环路径，所述电流循环路径包括：与所述选定阀相对应的所述支路部分，连接到与所述选定阀相对应的所述支路部分的所述交流相；以及直流网络；以及
在形成所述电流循环路径期间，切换所述选定阀以迫使循环交流电流流动通过所述电流循环路径，所述循环交流电流包括至少一个交流分量；以及
切换所述选定阀以控制所述循环交流电流的所述或每个交流分量的相位角和幅度，以控制由于所述循环交流电流流动通过每个选定阀而传输到或传输自每个选定阀的能量。
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Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20230041013A1 (en) * 2020-03-30 2023-02-09 Mitsubishi Electric Corporation Power conversion device
US11682968B2 (en) * 2020-04-09 2023-06-20 Virginia Tech Intellectual Properties, Inc. Control of power converters having integrated capacitor blocked transistor cells

Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103190070A (zh) * 2010-08-24 2013-07-03 阿尔斯通技术有限公司 具有连接到中性点的零序移能电阻器的hvdc变换器
CN103620942A (zh) * 2011-06-29 2014-03-05 阿尔斯通技术有限公司 变换器
CN103701145A (zh) * 2014-01-02 2014-04-02 浙江大学 一种基于混杂式mmc的混合型直流输电***
CN103891121A (zh) * 2011-08-01 2014-06-25 阿尔斯通技术有限公司 直流-直流转换器组件
EP2814166A1 (en) * 2013-06-10 2014-12-17 Alstom Technology Ltd An alternate arm converter
GB2519762A (en) * 2013-10-29 2015-05-06 Alstom Technology Ltd DC to DC converter assembly
WO2015086842A1 (en) * 2013-12-12 2015-06-18 Alstom Technology Ltd Improvements in or relating to converters for use in high voltage direct current power transmission

Family Cites Families (19)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5642275A (en) * 1995-09-14 1997-06-24 Lockheed Martin Energy System, Inc. Multilevel cascade voltage source inverter with seperate DC sources
CA2622057C (en) * 2005-09-09 2017-01-17 Siemens Aktiengesellschaft Apparatus for electrical power transmission
CN102577072B (zh) * 2009-10-06 2015-05-27 Abb研究有限公司 改进型电压源转换器结构
CN103026603B (zh) * 2010-06-18 2016-04-13 阿尔斯通技术有限公司 用于hvdc传输和无功功率补偿的转换器
WO2012055435A1 (en) * 2010-10-27 2012-05-03 Alstom Grid Uk Limited Modular multilevel converter
EP2645552B1 (en) * 2012-02-09 2020-04-22 Hitachi, Ltd. Switching element, power converter, direct current transmission system, current control device, method of controlling power converter, and method of controlling current in voltage source converter
US9294003B2 (en) * 2012-02-24 2016-03-22 Board Of Trustees Of Michigan State University Transformer-less unified power flow controller
CN104662431B (zh) * 2012-08-07 2017-06-23 Abb股份有限公司 用于控制多级转换器的方法和装置
DK2926448T3 (en) * 2012-11-27 2017-09-11 Abb Schweiz Ag MULTIPLE LEVEL CONVERTERS WITH CELLS SELECTED ON PHASE ARM CURRENT
EP2755315A1 (en) * 2013-01-11 2014-07-16 Alstom Technology Ltd Hybrid modular converter
EP2800265A1 (en) * 2013-05-03 2014-11-05 ALSTOM Technology Ltd Converter
KR102135083B1 (ko) * 2013-12-10 2020-07-17 엘지전자 주식회사 모터 구동장치 및 이를 구비하는 공기조화기
KR101512188B1 (ko) * 2014-02-11 2015-04-22 한국전기연구원 모듈형 멀티레벨 컨버터의 구동방법 및 구동장치
EP2924860B1 (en) * 2014-03-25 2017-03-08 Alstom Technology Ltd. Voltage source converter and control thereof
US20170269161A1 (en) * 2014-08-19 2017-09-21 Alstom Technology Ltd Synthetic test circuit
EP3032680A1 (en) * 2014-12-12 2016-06-15 ABB Technology AG Standby and charging of modular multilevel converters
WO2016152989A1 (ja) * 2015-03-26 2016-09-29 三菱電機株式会社 電力変換装置
GB2541428B (en) * 2015-08-19 2017-11-08 General Electric Technology Gmbh Voltage source converter
US9590483B1 (en) * 2015-10-15 2017-03-07 Ge Energy Power Conversion Technology Ltd Control of balance of arm capacitor voltages in STATCOMS based on chain links of H bridge modules

Patent Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103190070A (zh) * 2010-08-24 2013-07-03 阿尔斯通技术有限公司 具有连接到中性点的零序移能电阻器的hvdc变换器
CN103620942A (zh) * 2011-06-29 2014-03-05 阿尔斯通技术有限公司 变换器
CN103891121A (zh) * 2011-08-01 2014-06-25 阿尔斯通技术有限公司 直流-直流转换器组件
EP2814166A1 (en) * 2013-06-10 2014-12-17 Alstom Technology Ltd An alternate arm converter
GB2519762A (en) * 2013-10-29 2015-05-06 Alstom Technology Ltd DC to DC converter assembly
WO2015086842A1 (en) * 2013-12-12 2015-06-18 Alstom Technology Ltd Improvements in or relating to converters for use in high voltage direct current power transmission
CN103701145A (zh) * 2014-01-02 2014-04-02 浙江大学 一种基于混杂式mmc的混合型直流输电***

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Publication number Publication date
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