CN107835140B - 共发双带功率放大器的数字预失真***及其方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种共发双带功率放大器的数字预失真***，包括数字预失真模块，两个频段的基带功放输入信号分别通过数字预失真模块后生成了两个数字预失真模块输出信号，第一数字预失真模块输出信号和第一本振通过第一混频器生成第一路输出信号，第二数字预失真模块输出信号和第二本振通过第二混频器生成第二路输出信号，两路输出信号通过双路合成器合成双带信号，双带信号分别通过前置放大器和功率放大器后，一部分功率放大器输出信号经过输出反馈模块得到第一基带功放输出信号和第二基带功放输出信号并反馈至数字预失真模块。本发明还公开了共发双带功率放大器的数字预失真方法。本发明降低了运算复杂度，减少了硬件资源的耗费，具有较高稳定性。

Description

共发双带功率放大器的数字预失真***及其方法

技术领域

本发明涉及功率放大器的数字线性化技术，特别是涉及一种共发双带功率放大器的数字预失真***及其方法。

背景技术

无线通信***的快速发展导致了针对功率放大器的全新需求。一方面，多频段、多通信标准的基站愈加普及，导致了共发多带功放的产生。和单频带工作的功放相比，这种场景对功放的线性提出了更为复杂的要求——在多个工作频段内都具有较好的线性。而另一方面，由于高功率高效率的要求，功放不可避免地工作在非线性状态。数字预失真技术是一种在工程实践中广泛用于补偿功率放大器非线性的十分有效的方法，适用于兼具多工作频段和高功率这两个特点的功率放大器的线性化过程。

以并发双带功率放大器为例，首先，为了获得良好的线性化效果，每一个频带内，信号失真不仅由功放本身特性引起，还受到另一个频带信号交叉调制带来的影响；其次，高功率高效率工作状态下，功放的非线性程度将更高，其输出端的信号失真更为严重。

对于共发双带功放的线性化，其建模与输入信号预失真的实现难点主要在于共发双带信号不仅本身产生了带内高阶失真，两个信号之间也将产生严重的交调失真。将上述两种失真考虑在内的一种功放行为特性模型可以用下面的公式描述。

其中，M为记忆深度的最大值，m为记忆深度，K为高阶非线性失真的阶数；y⁽¹⁾(n)和y⁽²⁾(n)为对应基带输出信号序列的第n个量，x⁽¹⁾(n)和x⁽²⁾(n)为双带基带输入信号序列的第n个量，a、b表示第(1)、(2)个频带对应的功放特性系数，|·|表示模值运算。具体来说，|x⁽¹⁾(n-m)|和|x⁽²⁾(n-m)|为记忆深度为m、双带基带输入信号序列第n个量的模值。

尽管上述方法行之有效，在实际数字预失真***中得到了广泛应用，但依旧存在较多的缺点。例如，复杂的功放特性需要较大的记忆深度值、非线性阶数值来进行拟合，而随着阶数的增大，幂次运算大大增加，占用大量硬件资源，运算速度与效率减慢；同时，实际应用中往往采用归一化信号序列，随着阶数的增加，信号的幂次值将会越来越小，不可避免地导致了其对应系数的大幅度波动，即模型的稳定性差，阶数过高可能导致运算不收敛的问题。

发明内容

发明目的：本发明的目的是提供一种能够解决现有技术中存在的缺陷的共发双带功率放大器的数字预失真***及其方法。

技术方案：为达到此目的，本发明采用以下技术方案：

本发明所述的共发双带功率放大器的数字预失真***，包括数字预失真模块，两个频段的基带功放输入信号分别通过数字预失真模块后生成了两个数字预失真模块输出信号，第一数字预失真模块输出信号和第一本振通过第一混频器生成第一路输出信号，第二数字预失真模块输出信号和第二本振通过第二混频器生成第二路输出信号，两路输出信号通过双路合成器合成双带信号，双带信号分别通过前置放大器和功率放大器后，一部分功率放大器输出信号经过输出反馈模块得到第一基带功放输出信号和第二基带功放输出信号并反馈至数字预失真模块。

进一步，所述第一本振和第二本振的频率不同。

本发明所述的共发双带功率放大器的数字预失真方法，包括以下步骤：

S1：将两个频段的基带功放输入信号分别输入数字预失真模块，数字预失真模块直通，生成的两个数字预失真模块输出信号即为两个频段的基带功放输入信号；

S2：通过两个混频器和两个频率不同的本振，将两个频段的基带功放输入信号调制到功率放大器所需的射频范围内，生成两路输出信号；

S3：将步骤S2得到的两路输出信号通过双路合成器合成双带信号，双带信号分别通过前置放大器和功率放大器后，一部分功率放大器输出信号经过输出反馈模块得到第一基带功放输出信号和第二基带功放输出信号并反馈至数字预失真模块；

S4：数字预失真模块提取出数字预失真模块系数；

S5：两个频段的基带功放输入信号利用步骤S4得到的数字预失真模块系数，通过刷新数字预失真模块得到两个数字预失真模块输出信号，重复步骤S2-S5，迭代3-4次。

进一步，进行步骤S4时，数字预失真模块利用式(1)和(2)所示模型公式提取出数字预失真模块系数：

其中，x⁽¹⁾(n)为第一频段的基带功放输入信号的第n个量，x⁽²⁾(n)为第二频段的基带功放输入信号的第n个量，为第一基带功放输出信号反馈至数字预失真模块后提取出的数字预失真系数的第i个子量，为第一基带功放输出信号反馈至数字预失真模块后提取出的数字预失真系数的第j个子量，为第一基带功放输出信号反馈至数字预失真模块后提取出的数字预失真系数的第s个子量，为第一基带功放输出信号反馈至数字预失真模块后提取出的数字预失真系数的第t个子量，为第二基带功放输出信号反馈至数字预失真模块后提取出的数字预失真系数的第i个子量，为第二基带功放输出信号反馈至数字预失真模块后提取出的数字预失真系数的第j个子量，为第二基带功放输出信号反馈至数字预失真模块后提取出的数字预失真系数的第s个子量，为第二基带功放输出信号反馈至数字预失真模块后提取出的数字预失真系数的第t个子量，m为记忆深度，M为记忆深度的最大值，y⁽¹⁾(n)为第一基带功放输出信号的第n个量，为第一基带功放输出信号的第n-m个量的第i个子量，y⁽²⁾(n)为第二基带功放输出信号的第n个量，为第二基带功放输出信号的第n-m个量的第i个子量，|y⁽¹⁾(n-m)|_j为第一基带功放输出信号的第n-m个量的模值的第j个子量，|y⁽²⁾(n-m)|_j为第二基带功放输出信号的第n-m个量的模值的第j个子量，p_s(n-m)为p(n)的第n-m个量的第s个子量，q_t(n-m)为q(n)的第n-m个量的第t个子量，p(n)和q(n)分别如式(3)和(4)所示，N₁为第一基带功放输出信号的第n-m个量的子量总数，N₂为第二基带功放输出信号的第n-m个量的模值的子量总数，N₃为p(n)的第n-m个量的子量总数，N₄为q(n)的第n-m个量的子量总数；

p(n)＝|y⁽¹⁾(n)|+|y⁽²⁾(n)| (3)

q(n)＝|y⁽¹⁾(n)|-|y⁽²⁾(n)| (4)。

进一步，第z次进行步骤S5时，1＜z≤迭代总次数，数字预失真模块利用式(5)和(6)所示模型公式计算出数字预失真模块输出信号：

其中，为第一数字预失真模块输出信号的第n个量，为第二数字预失真模块输出信号的第n个量，为第一频段的基带功放输入信号的第n-m个量的第i个子量，为第二频段的基带功放输入信号的第n-m个量的第i个子量，|x⁽²⁾(n-m)|_j为第二频段的基带功放输入信号的模值的第j个子量，|x⁽¹⁾(n-m)|_j为第一频段的基带功放输入信号的模值的第j个子量，u_s(n-m)为u(n)的第n-m个量的第s个子量，v_t(n-m)为v(n)的第n-m个量的第t个子量，u(n)和v(n)分别如式(7)和(8)所示；

u(n)＝|x⁽¹⁾(n)|+|x⁽²⁾(n)| (7)

v(n)＝|x⁽¹⁾(n)|-|x⁽²⁾(n)| (8)。

有益效果：本发明以加法、减法和分段的思想代替传统数字预失真与功放线性化技术中大量的幂次运算，降低了运算复杂度，减少了硬件资源的耗费，并具有较高稳定性，同时获得良好的功放线性化效果。

附图说明

图1为本发明具体实施方式中***的框图；

图2为本发明具体实施方式中公式(5)的示意图；

图2(a)为公式(5)实现的原理框图；

图2(b)为图2(a)中“分段+记忆”模块的实现原理图；

图3为本发明具体实施方式应用在信号带宽为20MHz、预失真与线性化带宽为160MHz的S波段共发双带功率放大器的归一化输入-输出幅度特性(AM-AM)和相位特性(AM-PM)曲线图；

图3(a)为中心频率在1.8GHz的曲线图；

图3(b)为中心频率在2.5GHz的曲线图；

图4为本发明具体实施方式应用在信号带宽为20MHz、预失真与线性化带宽为160MHz的S波段共发双带功率放大器的归一化功率谱密度曲线图；

图4(a)为中心频率在1.8GHz的曲线图；

图4(b)为中心频率在2.5GHz的曲线图。

具体实施方式

下面结合具体实施方式和附图对本发明的技术方案作进一步的介绍。

本具体实施方式公开了共发双带功率放大器的数字预失真***，如图1所示，包括数字预失真模块，两个频段的基带功放输入信号分别通过数字预失真模块后生成了两个数字预失真模块输出信号，第一数字预失真模块输出信号和第一本振通过第一混频器生成第一路输出信号，第二数字预失真模块输出信号和第二本振通过第二混频器生成第二路输出信号，两路输出信号通过双路合成器合成双带信号，双带信号分别通过前置放大器和功率放大器后，一部分功率放大器输出信号经过输出反馈模块得到第一基带功放输出信号和第二基带功放输出信号并反馈至数字预失真模块。其中，第一本振和第二本振的频率不同。

本具体实施方式还公开了共发双带功率放大器的数字预失真方法，包括以下步骤：

S1：将两个频段的基带功放输入信号分别输入数字预失真模块，数字预失真模块直通，生成的两个数字预失真模块输出信号即为两个频段的基带功放输入信号；

S2：通过两个混频器和两个频率不同的本振，将两个频段的基带功放输入信号调制到功率放大器所需的射频范围内，生成两路输出信号；

S3：将步骤S2得到的两路输出信号通过双路合成器合成双带信号，双带信号分别通过前置放大器和功率放大器后，一部分功率放大器输出信号经过输出反馈模块得到第一基带功放输出信号和第二基带功放输出信号并反馈至数字预失真模块；

S4：数字预失真模块提取出数字预失真模块系数；

S5：两个频段的基带功放输入信号利用步骤S4得到的数字预失真模块系数，通过刷新数字预失真模块得到两个数字预失真模块输出信号，重复步骤S2-S5，迭代3-4次。

进行步骤S4时，数字预失真模块利用式(1)和(2)所示模型公式提取出数字预失真模块系数：

其中，x⁽¹⁾(n)为第一频段的基带功放输入信号的第n个量，x⁽²⁾(n)为第二频段的基带功放输入信号的第n个量，为第一基带功放输出信号反馈至数字预失真模块后提取出的数字预失真系数的第i个子量，为第一基带功放输出信号反馈至数字预失真模块后提取出的数字预失真系数的第j个子量，为第一基带功放输出信号反馈至数字预失真模块后提取出的数字预失真系数的第s个子量，为第一基带功放输出信号反馈至数字预失真模块后提取出的数字预失真系数的第t个子量，为第二基带功放输出信号反馈至数字预失真模块后提取出的数字预失真系数的第i个子量，为第二基带功放输出信号反馈至数字预失真模块后提取出的数字预失真系数的第j个子量，为第二基带功放输出信号反馈至数字预失真模块后提取出的数字预失真系数的第s个子量，为第二基带功放输出信号反馈至数字预失真模块后提取出的数字预失真系数的第t个子量，m为记忆深度，M为记忆深度的最大值，y⁽¹⁾(n)为第一基带功放输出信号的第n个量，为第一基带功放输出信号的第n-m个量的第i个子量，y⁽²⁾(n)为第二基带功放输出信号的第n个量，为第二基带功放输出信号的第n-m个量的第i个子量，|y⁽¹⁾(n-m)|_j为第一基带功放输出信号的第n-m个量的模值的第j个子量，|y⁽²⁾(n-m)|_j为第二基带功放输出信号的第n-m个量的模值的第j个子量，p_s(n-m)为p(n)的第n-m个量的第s个子量，q_t(n-m)为q(n)的第n-m个量的第t个子量，p(n)和q(n)分别如式(3)和(4)所示，N₁为第一基带功放输出信号的第n-m个量的子量总数，N₂为第二基带功放输出信号的第n-m个量的模值的子量总数，N₃为p(n)的第n-m个量的子量总数，N₄为q(n)的第n-m个量的子量总数；

p(n)＝|y⁽¹⁾(n)|+|y⁽²⁾(n)| (3)

q(n)＝|y⁽¹⁾(n)|-|y⁽²⁾(n)| (4)。

第z次进行步骤S5时，1<z≤迭代总次数，数字预失真模块利用式(5)和(6)所示模型公式计算出数字预失真模块输出信号：

其中，为第一数字预失真模块输出信号的第n个量，为第二数字预失真模块输出信号的第n个量，为第一频段的基带功放输入信号的第n-m个量的第i个子量，为第二频段的基带功放输入信号的第n-m个量的第i个子量，|x⁽²⁾(n-m)|_j为第二频段的基带功放输入信号的模值的第j个子量，|x⁽¹⁾(n-m)|_j为第一频段的基带功放输入信号的模值的第j个子量，u_s(n-m)为u(n)的第n-m个量的第s个子量，v_t(n-m)为v(n)的第n-m个量的第t个子量，u(n)和v(n)分别如式(7)和(8)所示；

u(n)＝|x⁽¹⁾(n)|+|x⁽²⁾(n)| (7)

v(n)＝|x⁽¹⁾(n)|-|x⁽²⁾(n)| (8)。

式(5)的原理框图如图2(a)所示，首先根据基带输入信号x⁽¹⁾(n)和x⁽²⁾(n)进行加、减、取模运算，得到u(n)、v(n)和|x⁽²⁾(n)|；再针对x⁽¹⁾(n)、u(n)、v(n)和|x⁽²⁾(n)|进行分段、加上记忆效应，接着与已提取出的系数a¹、a²、a³、a⁴对应相乘；后三者的运算结果和x⁽¹⁾(n)相乘之后，与x⁽¹⁾(n)的分段结果相加，最终得到预失真基带信号图2(b)为(a)中“分段+记忆”模块的具体实现原理，为了保证一般性，此模块的输入信号用x(n)表示，特性系数用c表示；具体来说，应用于图(a)时，x(n)可取x⁽¹⁾(n)、u(n)、v(n)和|x⁽²⁾(n)|，c可取a¹、a²、a³、a⁴。“分段+记忆”模块实现的具体步骤如下。首先，x(n)经过N-1个门限值t₁,t₂,…,t_N-1进行分段，得到N个分量，x₁(n),x₂(n),…,x_N(n)。其次，将所得的N个分量分别加入深度为M的记忆效应；也就是说，x₁(n)加入记忆效应后得到x₁(n),x₁(n-1),…,x₁(n-M)，x₂(n)加入记忆效应后得到x₂(n),x₂(n-1),…,x₂(n-M)，以此类推。再次，分段并加入记忆效应后得到的N·(M+1)个子量和对应的系数c_im相乘，其中i表示分段后的分量序号，i＝1,2,…,N，m表示记忆深度大小，m＝0,1,…,M；最后，对所有分量求和，即可得到最终输出类似地，可得到公式(4)的实现方法，此处不再赘述。另外，模型公式(1)(2)的实现原理也可用图2描述，区别在于，模型公式(1)(2)中，系数c_im(具体为a¹、a²、a³、a⁴和b¹、b²、b³、b⁴)为待计算的量；而模型公式(3)(4)中最终输出信号(具体为和)为待计算的量。

如图3(a)和(b)所示，为本实施例在信号带宽为20MHz、预失真与线性化带宽为160MHz的S波段共发双带功率放大器的归一化输入-输出幅度特性(AM-AM)和相位特性(AM-PM)。所采用的双带信号为一对长期演进正交频分复用20MHz信号，中心频率分别在1.8GHz和2.5GHz。从图中可以看出，采用数字预失真之后，在每一个频带内，功放的归一化出入和输出幅度关系呈直线，相位差稳定在0°左右，显示出良好的线性化效果。分段数N₁、N₂、N₃、N₄取10，门限值取[0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9]。

如图4(a)和(b)所示，为本实施例应用在信号带宽为20MHz、预失真与线性化带宽为160MHz的S波段共发双带功率放大器的归一化功率谱密度曲线。所采用的双带信号为一对长期演进正交频分复用20MHz信号，中心频率分别在1.8GHz和2.5GHz。从图中可以看出，采用本发明所提出的数字预失真技术后，每个频带内的频域失真得到有效抑制，达到了预期的效果。分段数N₁、N₂、N₃、N₄取10，门限值取[0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9]。

表1为应用在信号带宽为20MHz、预失真与线性化带宽为160MHz的S波段共发双带功率放大器在低工作频带1.8GHz时的第一下邻道功率比(dBc)、第一上邻道功率比(dBc)、归一化均方误差(dB)、标准均方根误差(％)性能指标，并以无数字预失真时的性能作为对比。分段数N₁、N₂、N₃、N₄取10，门限值取[0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9]。

表1为共发双带功率放大器在低工作频带1.8GHz时性能指标

从表1中可以看出，采用本实施例的邻道功率比大约为-50.7dBc，归一化均方误差为-37.6dB左右，标准均方根误差为0.92％，与不采用数字预失真技术相比，分别优化了19dBc、15.7dB、5.60％。

表2是应用在信号带宽为20MHz、预失真与线性化带宽为160MHz的S波段共发双带功率放大器在高工作频带2.5GHz时的第一下邻道功率比(dBc)、第一上邻道功率比(dBc)、归一化均方误差(dB)、标准均方根误差(％)性能指标，并以无数字预失真时的性能作为对比。分段数N₁、N₂、N₃、N₄取10，门限值取[0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9]。

表2为共发双带功率放大器在高工作频带2.5GHz时性能指标

从表2中可以看出，采用本发明，邻道功率比大约为-48.5dBc，归一化均方误差为-37dB左右，标准均方根误差为1.12％，与不采用数字预失真技术相比，分别优化了18dBc、15dB、6.7％。

Claims (2)

1.共发双带功率放大器的数字预失真方法，其特征在于：包括以下步骤：

S1：将两个频段的基带功放输入信号分别输入数字预失真模块，数字预失真模块直通，生成的两个数字预失真模块输出信号即为两个频段的基带功放输入信号；

S2：通过两个混频器和两个频率不同的本振，将两个频段的基带功放输入信号调制到功率放大器所需的射频范围内，生成两路输出信号；

S3：将步骤S2得到的两路输出信号通过双路合成器合成双带信号，双带信号分别通过前置放大器和功率放大器后，一部分功率放大器输出信号经过输出反馈模块得到第一基带功放输出信号和第二基带功放输出信号并反馈至数字预失真模块；

S4：数字预失真模块提取出数字预失真模块系数；

进行步骤S4时，数字预失真模块利用式(1)和(2)所示模型公式提取出数字预失真模块系数：

其中，x⁽¹⁾(n)为第一频段的基带功放输入信号的第n个量，x⁽²⁾(n)为第二频段的基带功放输入信号的第n个量，为第一基带功放输出信号反馈至数字预失真模块后提取出的数字预失真系数的第i个子量，为第一基带功放输出信号反馈至数字预失真模块后提取出的数字预失真系数的第j个子量，为第一基带功放输出信号反馈至数字预失真模块后提取出的数字预失真系数的第s个子量，为第一基带功放输出信号反馈至数字预失真模块后提取出的数字预失真系数的第t个子量，为第二基带功放输出信号反馈至数字预失真模块后提取出的数字预失真系数的第i个子量，为第二基带功放输出信号反馈至数字预失真模块后提取出的数字预失真系数的第j个子量，为第二基带功放输出信号反馈至数字预失真模块后提取出的数字预失真系数的第s个子量，为第二基带功放输出信号反馈至数字预失真模块后提取出的数字预失真系数的第t个子量，m为记忆深度，M为记忆深度的最大值，y⁽¹⁾(n)为第一基带功放输出信号的第n个量，为第一基带功放输出信号的第n-m个量的第i个子量，y⁽²⁾(n)为第二基带功放输出信号的第n个量，为第二基带功放输出信号的第n-m个量的第i个子量，|y⁽¹⁾(n-m)|_j为第一基带功放输出信号的第n-m个量的模值的第j个子量，|y⁽²⁾(n-m)|_j为第二基带功放输出信号的第n-m个量的模值的第j个子量，p_s(n-m)为p(n)的第n-m个量的第s个子量，q_t(n-m)为q(n)的第n-m个量的第t个子量，p(n)和q(n)分别如式(3)和(4)所示，N₁为第一基带功放输出信号的第n-m个量的子量总数，N₂为第二基带功放输出信号的第n-m个量的模值的子量总数，N₃为p(n)的第n-m个量的子量总数，N₄为q(n)的第n-m个量的子量总数；

p(n)＝|y⁽¹⁾(n)|+|y⁽²⁾(n)| (3)

q(n)＝|y⁽¹⁾(n)|-|y⁽²⁾(n)| (4)；

S5：两个频段的基带功放输入信号利用步骤S4得到的数字预失真模块系数，通过刷新数字预失真模块得到两个数字预失真模块输出信号，重复步骤S2-S5，迭代3-4次。

2.根据权利要求1所述的共发双带功率放大器的数字预失真方法，其特征在于：第z次进行步骤S5时，1＜z≤迭代总次数，数字预失真模块利用式(5)和(6)所示模型公式计算出数字预失真模块输出信号：

其中，为第一数字预失真模块输出信号的第n个量，为第二数字预失真模块输出信号的第n个量，为第一频段的基带功放输入信号的第n-m个量的第i个子量，为第二频段的基带功放输入信号的第n-m个量的第i个子量，|x⁽²⁾(n-m)|_j为第二频段的基带功放输入信号的模值的第j个子量，|x⁽¹⁾(n-m)|_j为第一频段的基带功放输入信号的模值的第j个子量，u_s(n-m)为u(n)的第n-m个量的第s个子量，v_t(n-m)为v(n)的第n-m个量的第t个子量，u(n)和v(n)分别如式(7)和(8)所示；

u(n)＝|x⁽¹⁾(n)|+|x⁽²⁾(n)| (7)

v(n)＝|x⁽¹⁾(n)|-|x⁽²⁾(n)| (8)。