CN107785987B - 在线式不间断电源 - Google Patents

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Abstract

本发明提供了一种在线式不间断电源，包括与交流输入端连接的功率因数校正电路；整流电路，所述整流电路的输入端耦接至所述功率因数校正电路；双向DC‑DC转换器，其具有用于与可充电电池连接的低压侧和用于与充电电容连接的高压侧；以及开关装置，用于可选择地使得所述充电电容两端连接至所述整流电路的输出端或耦接至所述功率因数校正电路。本发明的在线式不间断电源节省了元器件，降低了成本。

Description

在线式不间断电源
技术领域
本发明涉及不间断电源，特别涉及在线式不间断电源。
背景技术
在线式不间断电源能够持续不断地给负载进行供电，已经被广泛地用于各个领域。
图1是现有技术中的一种在线式不间断电源的电路图。在线式不间断电源1包括在交流输入端10和交流输出端11之间依次连接的安全开关12、功率因数校正电路(PFC)13、半桥逆变器14和旁路开关17，其中PFC 13的输出端与半桥逆变器14的输入端相连接并作为直流母线，旁路开关17用于将半桥逆变器14的输出端和PFC 13的输入端之一连接至交流输出端11。在线式不间断电源1还包括依次连接的充电器15和推挽电路16，其中充电器15的输入端连接至交流输入端10，充电器15的输出端和推挽电路16的输入端都连接至可充电电池18的两端，推挽电路16的输出端连接至直流母线。
图1的在线式不间断电源1有如下4种工作模式。
在线模式：控制安全开关12处于导通状态，控制旁路开关17使得半桥逆变器14的输出端连接至交流输出端11，控制PFC 13、半桥逆变器14和充电器15处于工作状态，交流输入端10的市电(交流电)通过安全开关12、PFC 13和半桥逆变器14对连接在交流输出端11的负载(图1未示出)进行供电，同时充电器15对其输出端的可充电电池18进行充电。
电池模式：控制安全开关12处于断开状态，控制旁路开关17使得半桥逆变器14的输出端连接至交流输出端11，控制推挽电路16和半桥逆变器14处于工作状态，可充电电池18通过推挽电路16和半桥逆变器14对负载进行供电。
经济运行模式(ECO)：控制安全开关12处于导通状态，控制旁路开关17使得PFC 13的输入端连接至交流输出端11，且控制PFC 13和充电器15处于工作状态。
旁路模式：控制安全开关12处于导通状态，控制旁路开关17使得PFC13的输入端连接至交流输出端11，且控制充电器15处于工作状态。
图1的在线式不间断电源1中的PFC 13、半桥逆变器14、充电器15和推挽电路16作为独立的电路模块在相应的工作模式下工作，因此在线式不间断电源1中的电子器件的利用率低，导致电子器件的数目较多、成本较高。
发明内容
针对现有技术存在的上述技术问题，本发明的实施例提供了一种在线式不间断电源，包括：
与交流输入端连接的功率因数校正电路；
整流电路，所述整流电路的输入端耦接至所述功率因数校正电路；
双向DC-DC转换器，其具有用于与可充电电池连接的低压侧和用于与充电电容连接的高压侧；以及
开关装置，用于可选择地使得所述充电电容两端连接至所述整流电路的输出端或耦接至所述功率因数校正电路。
优选的，所述在线式不间断电源还包括连接在所述整流电路的正极输出端子和所述开关装置之间的第一开关管。
优选的，所述双向DC-DC转换器包括：第一电感、具有第一反向并联二极管的第二开关管和具有第二反向并联二极管的第三开关管，其中所述第一电感、第二开关管和第二反向并联二极管连接形成Boost升压电路，且所述第三开关管、第一反向并联二极管和第一电感连接形成Buck降压电路。
优选的，所述双向DC-DC转换器包括：第一电感、第一二极管、具有反向并联二极管的第二开关管和与所述第一二极管反向并联的第三开关管，其中所述第一电感、第一二极管和第二开关管连接形成Boost升压电路，且所述第三开关管、反向并联二极管和第一电感连接形成Buck降压电路。
优选的，所述功率因数校正电路包括：第二电感；具有所述第二电感、且用于输出正向电压的第一直流升压电路；以及具有所述第二电感、且用于输出负向电压的第二直流升压电路；其中，所述第一直流升压电路和第二直流升压电路的输出端串联连接。
优选的，所述第二电感具有与交流输入端连接的一端和另一端；所述第一直流升压电路还包括第二二极管、第三二极管、第四开关管和正直流母线电容；所述第二直流升压电路还包括第四二极管、第五二极管、第五开关管和负直流母线电容；其中，所述第五开关管与所述第四二极管和第五二极管连接形成第一节点，所述正直流母线电容和负直流母线电容连接形成第二节点。
优选的，所述整流电路的输入端连接至所述第二电感的所述另一端和所述第二节点，所述开关装置用于可选择地使得所述充电电容两端连接至所述整流电路的输出端或连接至所述第二电感的所述一端和所述第一节点。
优选的，所述在线式不间断电源还包括逆变器，所述逆变器的输入端连接至所述功率因数校正电路的输出端。
优选的，所述在线式不间断电源还包括控制装置，其用于控制所述功率因数校正电路、双向DC-DC转换器和开关装置的工作状态。
优选的，在在线模式下，所述控制装置用于控制所述开关装置使得所述充电电容两端连接至所述整流电路的输出端，控制所述功率因数校正电路工作以交替输出正直流母线电压和负直流母线电压，同时控制所述双向DC-DC转换器工作以利用所述充电电容上的直流电对所述可充电电池进行充电。
优选的，所述在线式不间断电源还包括控制装置，其用于控制所述功率因数校正电路、双向DC-DC转换器、开关装置和第一开关管的工作状态。
优选的，在在线模式下，所述控制装置用于控制所述开关装置使得所述充电电容两端连接至所述整流电路的输出端，控制所述功率因数校正电路工作以交替输出正直流母线电压和负直流母线电压，控制所述第一开关管使得所述充电电容上的电压为预定的阈值电压，同时控制所述双向DC-DC转换器工作以利用所述充电电容上的直流电对所述可充电电池进行充电。
优选的，在电池模式下，所述控制装置还用于控制所述开关装置使得所述充电电容两端耦接至所述功率因数校正电路，控制所述双向DC-DC转换器工作以利用所述可充电电池上的直流电对所述充电电容进行充电，同时控制所述功率因数校正电路工作以利用所述充电电容上的直流电对正直流母线和负直流母线充电。
本发明的在线式不间断电源并不具有体积大、成本高的变压器，同时由于元器件复用，减少了元器件的使用数量，因此显著地降低了成本。
附图说明
以下参照附图对本发明实施例作进一步说明，其中：
图1是现有技术中的一种在线式不间断电源的电路图。
图2是根据本发明第一个实施例的在线式不间断电源的电路图。
图3是图2所示的在线式不间断电源在在线模式下的等效电路图。
图4是图2所示的在线式不间断电源在电池模式下的等效电路图。
图5是根据本发明第二个实施例的在线式不间断电源的电路图。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图通过具体实施例对本发明进一步详细说明。
图2是根据本发明第一个实施例的在线式不间断电源的电路图。如图2所示，在线式不间断电源2包括在交流输入端20和交流输出端21之间依次连接的安全开关22、PFC 23和半桥逆变器24，其中PFC 23的输入端通过安全开关22连接至交流输入端20，且其输出端连接至半桥逆变器24的输入端。在线式不间断电源2还包括耦接至功率因数校正电路23的全桥整流电路29、开关装置26和双向DC-DC转换器25。双向DC-DC转换器25的低压侧连接至可充电电池28，且其高压侧连接至充电电容C22两端。
在线式不间断电源2还包括控制装置200，其用于控制PFC 23、半桥逆变器24、开关装置26和双向DC-DC转换器25的工作状态。
以下将结合在线式不间断电源2的工作模式来说明其优点。
图3是图2所示的在线式不间断电源在在线模式下的等效电路图。安全开关22处于导通状态、旁路开关27使得半桥逆变器24的输出端连接至交流输出端21，且控制装置200控制开关装置26中的开关RY8、RY9使得双向DC-DC转换器25的高压侧(即充电电容C22两端)连接至全桥整流电路29的输出端。
如图3所示，PFC 23是现有技术中的一种PFC，其包括电感L6、二极管D9、D10、D11、D12、开关管Q10、Q11、正直流母线电容C13和负直流母线电容C17，其中开关管Q11与二极管D11的阳极和二极管D12的阴极连接形成节点N3，正直流母线电容C13和负直流母线电容C17串联(或开关管Q10和Q11连接)形成的节点N4与电感L6的一端N1作为PFC 23的输入端，全桥整流电路29的输入端连接至电感L6的另一端N2和节点N4。
在交流输入端20的市电(交流电)的正半周期内，PFC 23中的电感L6、二极管D10、二极管D9、开关管Q10、正直流母线电容C13连接形成了与Boost升压电路基本相同的第一直流升压电路。控制开关管Q10以脉宽调制方式工作(即给开关管Q10提供脉宽调制信号使其高频导通和截止)，当开关管Q10导通时，电感L6、二极管D10和开关管Q11形成导电路径，使得电感L6储能；当开关管Q10截止时，电感L6中的一部分能量通过二极管D10、二极管D9对正直流母线电容C13进行充电，同时另一部分能量通过全桥整流电路29和开关装置26对充电电容C22进行充电。同时控制半桥逆变器24工作以在交流输出端21获得交流电的正半周。
在交流输入端20的市电的负半周期内，PFC 23中的电感L6、二极管D11、二极管D12、开关管Q11、负直流母线电容C17连接形成了与Boost升压电路基本相同的第二直流升压电路。控制开关管Q11以脉宽调制方式工作(即给开关管Q11提供脉宽调制信号使其高频导通和截止)，当开关管Q11导通时，开关管Q11、二极管D11和电感L6形成导电路径，使得电感L6储能；当开关管Q11截止时，电感L6中的一部分能量通过二极管D12和二极管D11对负直流母线电容C17进行充电，同时另一部分能量通过全桥整流电路29和开关装置26对充电电容C22进行充电。同时控制半桥逆变器24工作以在交流输出端21获得交流电的负半周。
根据上面的工作原理可知，重复利用了PFC 23中的电感L6、二极管D10、D11、开关管Q10、Q11对充电电容C22进行充电，因此节省了元器件，降低成本。
下面将结合双向DC-DC转换器25的电路结构和工作方式来描述其充电功能。再次参考图3所示，双向DC-DC转换器25包括电感L8、开关管Q14、具有反向并联二极管D16的开关管Q16、二极管D15。在对充电电容C22充电过程中，控制开关管Q16截止，此时开关管Q14、电感L8和二极管D16构成了一个Buck降压电路。控制开关管Q14以脉宽调制方式工作，从而利用充电电容C22上的直流电对可充电电池28进行充电。由于对可充电电池28的充电过程可控，因此充电过程中能够改善总谐波电流畸变率和提高功率因数。
图4是图2所示的在线式不间断电源在电池模式下的等效电路图。控制安全开关22处于断开状态、旁路开关27使得半桥逆变器24的输出端连接至交流输出端21，且控制装置200控制开关装置26中的开关RY8、RY9使得双向DC-DC转换器25的高压侧(即充电电容C22两端)连接至电感L6的一端N1和节点N3。
在第一阶段升压控制过程中，控制装置200控制开关管Q14截止，此时双向DC-DC转换器25中的电感L8、开关管Q16和二极管D15构成一个Boost升压电路。控制开关管Q16以脉宽调制方式工作，利用可充电电池28上的直流电对充电电容C22进行充电。
在第二阶段升压控制过程中，交替地执行如下两个步骤：
(1)控制开关管Q11导通，此时电感L6、二极管D10、二极管D9、开关管Q10和正直流母线电容C13等效为与Boost升压电路基本相同的直流升压电路，充电电容C22的两端通过开关RY8、RY9和导通的开关管Q11连接至该直流升压电路的输入端(即电感L6的一端N1和节点N3)。控制开关管Q10以脉宽调制方式工作(即给开关管Q10提供脉宽调制信号使其高频导通和截止)，当开关管Q10导通时，电感L6、二极管D10、开关管Q10和开关管Q11形成一导电路径，因此电感L6储能；当开关管Q10截止时，电感L6、二极管D10、二极管D9、正直流母线电容C13和开关管Q11形成另一导电路径，实现对正直流母线电容C13进行充电。同时控制半桥逆变器24工作从而在交流输出端21获得交流电的正半周。
(2)控制开关管Q10导通，此时电感L6、二极管D10、导通的开关管Q10、开关管Q11、负直流母线电容C17和二极管D12可等效为与Boost升压电路基本相同的另一直流升压电路，此时充电电容C22的两端通过开关RY8、RY9连接至该直流升压电路的输入端(即电感L6的一端N1和节点N3)。控制开关管Q11以脉宽调制方式工作(即给开关管Q11提供脉宽调制信号使其高频导通和截止)，当开关管Q11导通时，电感L6、二极管D10、开关管Q10和开关管Q11形成一导电路径，因此电感L6储能；当开关管Q11截止时，电感L6、二极管D10、开关管Q10、负直流母线电容C17和二极管D12形成另一导电路径，实现对负直流母线电容C17进行充电。同时控制半桥逆变器24工作从而在交流输出端21获得交流电的负半周。
在电池模式下，除了依据上述控制方法交替对正直流母线和负直流母线充电外，还能通过给功率因数校正电路23中开关管Q10和Q11提供相同的脉宽调制信号以对正直流母线和负直流母线同时充电。具体控制原理如下：当控制开关管Q10和Q11都导通时，电感L6、二极管D10、开关管Q10和开关管Q11形成一导电路径，因此电感L6储能；当控制开关管Q10和Q11都截止时，电感L6、二极管D10、二极管D9、正直流母线电容C13、负直流母线电容C17和二极管D12形成另一导电路径，实现对正直流母线电容C13和负直流母线电容C17同时充电。
在电池模式中，可充电电池28上的直流电经过第一阶段升压后储存在充电电容C22上，充电电容C22上的直流电经过第二阶段升压后储存在正直流母线电容C13和负直流母线电容C17上。两级升压减小了每一级升压比，有利于提高效率、降低器件的成本。另外，第二阶段升压过程重复利用了PFC 23中部分元器件，因此节省了元器件，降低成本。
在线式不间断电源2的经济运行模式：安全开关22处于导通状态，控制旁路开关27使得PFC 23的输入端连接至交流输出端21，控制开关装置26使得全桥整流电路29的输出端连接至充电电容C22两端，控制PFC 23工作，同时控制双向DC-DC转换器25工作以对可充电电池28进行充电。
在线式不间断电源2的旁路模式：安全开关22处于导通状态，控制旁路开关27使得PFC 23的输入端连接至交流输出端21，控制开关装置26使得全桥整流电路29的输出端连接至充电电容C22两端，且控制双向DC-DC转换器25工作以对可充电电池28进行充电。
图5是根据本发明第二个实施例的在线式不间断电源的电路图。其与图2基本相同，区别在于，在线式不间断电源3还包括连接至全桥整流电路29的正极输出端子与开关装置26之间的开关管Q12。
在线式不间断电源3与在线式不间断电源2的在线模式、经济运行模式、旁路模式基本相同，区别在于，控制装置300通过控制开关管Q12的工作状态使得充电电容C22上的电压为预定的阈值电压。在本实施例中，该阈值电压大于可充电电池28两端电压、且小于正直流母线电容C13上的正直流母线电压或负直流母线电容C17上的负直流母线电压，例如100伏或150伏。具体控制方式是，在交流输入端20的市电的正半周内，当控制装置300控制开关管Q10截止时，控制装置300控制开关管Q12导通使得电感L6中的能量对充电电容C22进行充电使其两端电压达到阈值电压。在交流输入端20的市电的负半周内，当控制装置300控制开关管Q11截止时，控制装置300控制开关管Q12导通使得电感L6中的能量对充电电容C22进行充电使其两端电压达到阈值电压。通过控制开关管Q12的工作状态可在充电电容C22上获得所需的低电压，因此可选择额定电压值较低的充电电容C22，降低成本。另外在对可充电电池28进行充电过程中，可以提高开关管Q14的占空比，减小开关损耗、增加转换效率。
在线式不间断电源3与在线式不间断电源2的电池模式相同，在此不再赘述。
本发明的在线式不间断电源并不具有体积大、成本高的变压器，同时由于元器件复用，减少了元器件的使用数量，因此显著地降低了成本。
在本发明的上述实施例中，采用分立的二极管D15与开关管Q14反向并联，可以选择规格较小、价格较低的开关管Q14。在本发明的其他实施例中，还可以采用具有反向并联二极管的开关管代替上述实施例中二极管D15和开关管Q14。
在本发明的另一个实施例中，可采用其他整流电路代替上述实施例中的全桥整流电路29。
在本发明的其他实施例中，可采用其他逆变器代替上述实施例中的半桥逆变器24。
虽然本发明已经通过优选实施例进行了描述，然而本发明并非局限于这里所描述的实施例，在不脱离本发明范围的情况下还包括所作出的各种改变以及变化。

Claims (16)

1.一种在线式不间断电源，其特征在于，包括：
安全开关和旁路开关，其中所述安全开关用于选择性地切断交流输入端的电力，所述旁路开关用于选择性地将所述交流输入端的电力经由旁路支路直接输出；
经由所述安全开关与所述交流输入端连接的功率因数校正电路；
整流电路，所述整流电路的输入端耦接至所述功率因数校正电路；
双向DC-DC转换器，其具有用于与可充电电池连接的低压侧和用于与充电电容连接的高压侧；以及
开关装置，用于可选择地使得所述充电电容两端连接至所述整流电路的输出端或耦接至所述功率因数校正电路。
2.根据权利要求1所述的在线式不间断电源，其特征在于，所述在线式不间断电源还包括连接在所述整流电路的正极输出端子和所述开关装置之间的第一开关管。
3.根据权利要求1或2所述的在线式不间断电源，其特征在于，所述双向DC-DC转换器包括：第一电感、具有第一反向并联二极管的第二开关管和具有第二反向并联二极管的第三开关管，其中所述第一电感、第二开关管和第二反向并联二极管连接形成Boost升压电路，且所述第三开关管、第一反向并联二极管和第一电感连接形成Buck降压电路。
4.根据权利要求1或2所述的在线式不间断电源，其特征在于，所述双向DC-DC转换器包括：第一电感、第一二极管、具有反向并联二极管的第二开关管和与所述第一二极管反向并联的第三开关管，其中所述第一电感、第一二极管和第二开关管连接形成Boost升压电路，且所述第三开关管、反向并联二极管和第一电感连接形成Buck降压电路。
5.根据权利要求1或2所述的在线式不间断电源，其特征在于，所述功率因数校正电路包括：
第二电感；
具有所述第二电感、且用于输出正向电压的第一直流升压电路；以及
具有所述第二电感、且用于输出负向电压的第二直流升压电路；
其中，所述第一直流升压电路和第二直流升压电路的输出端串联连接。
6.根据权利要求5所述的在线式不间断电源，其特征在于，
所述第二电感具有与交流输入端连接的一端和另一端；
所述第一直流升压电路还包括第二二极管、第三二极管、第四开关管和正直流母线电容；
所述第二直流升压电路还包括第四二极管、第五二极管、第五开关管和负直流母线电容；
其中，所述第五开关管与所述第四二极管和第五二极管连接形成第一节点，所述正直流母线电容和负直流母线电容连接形成第二节点。
7.根据权利要求6所述的在线式不间断电源，其特征在于，所述整流电路的输入端连接至所述第二电感的所述另一端和所述第二节点，所述开关装置用于可选择地使得所述充电电容两端连接至所述整流电路的输出端或连接至所述第二电感的所述一端和所述第一节点。
8.根据权利要求1或2所述的在线式不间断电源，其特征在于，所述在线式不间断电源还包括逆变器，所述逆变器的输入端连接至所述功率因数校正电路的输出端。
9.根据权利要求1所述的在线式不间断电源，其特征在于，所述在线式不间断电源还包括控制装置，其用于控制所述功率因数校正电路、双向DC-DC转换器和开关装置的工作状态。
10.根据权利要求9所述的在线式不间断电源，其特征在于，在在线模式下，所述控制装置用于控制所述开关装置使得所述充电电容两端连接至所述整流电路的输出端，控制所述功率因数校正电路工作以交替输出正直流母线电压和负直流母线电压，同时控制所述双向DC-DC转换器工作以利用所述充电电容上的直流电对所述可充电电池进行充电。
11.根据权利要求2所述的在线式不间断电源，其特征在于，所述在线式不间断电源还包括控制装置，其用于控制所述功率因数校正电路、双向DC-DC转换器、开关装置和第一开关管的工作状态。
12.根据权利要求11所述的在线式不间断电源，其特征在于，在在线模式下，所述控制装置用于控制所述开关装置使得所述充电电容两端连接至所述整流电路的输出端，控制所述功率因数校正电路工作以交替输出正直流母线电压和负直流母线电压，控制所述第一开关管使得所述充电电容上的电压为预定的阈值电压，同时控制所述双向DC-DC转换器工作以利用所述充电电容上的直流电对所述可充电电池进行充电。
13.根据权利要求9或11所述的在线式不间断电源，其特征在于，在电池模式下，所述控制装置还用于控制所述开关装置使得所述充电电容两端耦接至所述功率因数校正电路，控制所述双向DC-DC转换器工作以利用所述可充电电池上的直流电对所述充电电容进行充电，同时控制所述功率因数校正电路工作以利用所述充电电容上的直流电对正直流母线和负直流母线充电。
14.一种用于如权利要求1所述的在线式不间断电源的控制方法，其特征在于，所述控制方法包括：控制所述开关装置使得所述充电电容两端连接至所述整流电路的输出端，控制所述功率因数校正电路工作以交替输出正直流母线电压和负直流母线电压，同时控制所述双向DC-DC转换器工作以利用所述充电电容上的直流电对所述可充电电池进行充电。
15.一种用于如权利要求2所述的在线式不间断电源的控制方法，其特征在于，所述控制方法包括：控制所述开关装置使得所述充电电容两端连接至所述整流电路的输出端，控制所述功率因数校正电路工作以交替输出正直流母线电压和负直流母线电压，控制所述第一开关管使得所述充电电容上的电压为预定的阈值电压，同时控制所述双向DC-DC转换器工作以利用所述充电电容上的直流电对所述可充电电池进行充电。
16.一种用于如权利要求1或2所述的在线式不间断电源的控制方法，其特征在于，所述控制方法包括：控制所述开关装置使得所述充电电容两端耦接至所述功率因数校正电路，控制所述双向DC-DC转换器工作以利用所述可充电电池上的直流电对所述充电电容进行充电，同时控制所述功率因数校正电路工作以利用所述充电电容上的直流电对正直流母线和负直流母线充电。
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